Chương 2 PHÂN TÍCH, THIẾT KẾ CÁC MODULE SUY HAO VÀ DỊCH PHA ĐA TẦNG CHO CÁC HỆ THỐNG THÔNG TIN SUB-6 GHz
3.1.2 Các kiến trúc mạch khuếch đại công suất có băng thông rộng
Trước khi công nghệ GaN phát triển, đa phần các mạch khuếch đại băng thông rộng được thiết kế bằng kĩ thuật reactive matching. Về lý thuyết kĩ thuật này thực hiện phối hợp phần ảo để bù lại giá trị ký sinh từ MOSFET, và đánh đổi khả năng phối hợp tải ngõ ra. Một số bài báo sử dụng kĩ thuật này đều đạt được băng thông cao như công trình nghiên cứu của tác Tserng et al [30] đạt được băng thông 2-18 GHz với độ lợi là 5 dB. Hay gần đây có công trình nghiên cứu Litchfield bằng cách kết hợp công suất với nhau, mạch đạt được công suất ngõ ra trên 40 dBm trong băng thông từ 6-18 GHz [31].
(a) Reactive matching MMIC amplifier (b) Distributed MMIC amplifier Hình 3-6 MMIC Power amplifier (a) [31], và (b) [33]
Tuy nhiên mạch phối hợp trở kháng vẫn được sử dụng trong kĩ thuật kể trên, do đó băng thông đạt được của toàn mạch chịu sự giới hạn theo lý thuyết của Bode-Fano. Nếu như các linh kiện khuếch đại HEMT được ghép song song với nhau và được kết hợp ở ngõ ra, thì công suất đạt được tăng lên, tuy nhiên tích độ lợi và băng thông vẫn không cải thiện, do giá trị ký sinh cũng tăng theo số lượng các linh kiện khuếch đại được sử dụng.
Nguyễn Hữu Luân
Về lý thuyết để tăng băng thông thì giá trị ký sinh 𝐶𝑑𝑠 phải được tối thiểu hóa, nhưng đồng thời phải tìm cách kết hợp được tín hiệu ngõ ra mà không làm tăng ký sinh toàn mạch lên. Vào năm 1936, một kĩ thuật mở rộng băng thông sử dụng lý thuyết của đường dây truyền sóng áp dụng vào trong thiết kế mạch khuếch đại công suất được thiết kế bởi Percival [32], được gọi là mạch khuếch đại công suất phân tán (Distributed Amplifier), sử dụng công nghệ ống dẫn chân không. Đến năm 1984, Ayasli ứng dụng lại kĩ thuật phân tán trong thiết kế MMIC khuếch đại công suất, sử dụng công nghệ GaAs [33], và Beyer hoàn thiện bộ toán đằng sau kĩ thuật này [34].
Về cơ bản kĩ thuật này vẫn sắp xếp các linh kiện khuếch đại HEMT song song với nhau, tuy nhiên sự kết nối và cách cấp tín hiệu đi vào khác so với mạch combiner được mô tả ở trên. Hình 3-7 bên dưới mô tả cấu trúc mạch khuếch đại công suất phân tán cơ bản.
Tín hiệu RF được cấp vào một đầu của đường dây gate-line, lan truyền về phía tải giả 𝑅𝑔 dummy. Trong quá trình lan truyền, một phần của tín hiệu RF được khuếch đại và chuyển đổi thành tín hiệu dòng ở cực D mỗi linh kiện HEMT. Các tín hiệu dòng ở ngõ ra của mỗi HEMT được tách ra lan truyền về hai phía. Lúc này nhờ thiết kế đặc biệt của đường dây drain-line, tín hiệu lan truyền về phía tải giả dummy bị ngược pha và triệt tiêu nhau, còn tín hiệu lan truyền về phía ngõ ra RF output thì đồng pha và cộng dồn vào nhau.
Drain-Line
Gate-Line RF input
RF output VD bias
VG bias
Rgate
dummy Rdrain
dummy
Hình 3-7 Mạch khuếch đại công suất phân tán
Qua phân tích ở trên, kĩ thuật phân tán tín hiệu ở mạch khuếch đại đã đáp ứng được hai tiêu chí để nâng cao tích độ lợi băng thông của toàn mạch. Thứ nhất là đã triệt được các thành phần ký sinh giới hạn băng thông của các linh kiện HEMT, và thứ hai đã tìm được cách kết hợp các tín hiệu khuếch đại ngõ ra mà không làm tăng tụ ký sinh của mạch. Các bài báo gần đây sử dụng kĩ thuật phân tán đã cho thấy băng thông tín hiệu được đẩy lên cao đạt
Nguyễn Hữu Luân
được 14-105 GHz với công nghệ BiCMOS [35] và vượt trội so với kĩ thuật reactive matching [33], [36]-[38].
Tuy nhiên trong thực tế, thì hiệu suất của mạch phân tán không được tối ưu, do một nửa công suất đã bị lãng phí ở các tải giả dummy, ngoài ra mạch khuếch đại phân tán không có sử dụng kĩ thuật phối hợp tải, nên công suất ngõ ra của toàn mạch chưa phải là lớn nhất.
Đây là nhược điểm lớn nhất của mạch khuếch đại phân tán.
Vào đầu những năm 2000, sự phát triển của MMIC và kĩ thuật phân tán đã thúc đẩy nhiều nghiên cứu và mở rộng để khắc phục những nhược điểm kể trên. Duperrier et al là một trong những người tiên phong đưa ra kĩ thuật mới tapered drain line, cùng với bộ toán đằng sau nó [39]. Đến năm 2009, Campbell một kĩ sư của Qorvo, đã tổng hợp lại, và đưa ra cách thiết kế hoàn chỉnh hơn với cấu trúc tapered.
(a) (b)
Hình 3-8 (a)4-19 GHz NDPA [39] (b) 1.5-17 GHz NDPA[40]
Ý tưởng là để đạt được công suất lớn nhất, thì các đường dây truyền sóng nhân tạo được thiết kế để có trở kháng đặc tính 𝑍𝑜 nhỏ dần, sao cho trở kháng nhìn ra của mỗi linh kiện khuếch đại là tối ưu nhất. Đồng thời vẫn giữ được ưu điểm của mạch phân tán như khả năng băng thông rộng. Như Hình 3-9 thể hiện, do trở kháng đặc tính 𝑍0 qua mỗi tầng nhỏ dần, dẫn đến kích thước đường drain có độ rộng tăng dần. Hình dạng đường dây truyền sóng có độ rộng như dưới được gọi là tapered.
Gate Line Tapered Drain Line
8 Sections
RF input
RF Output VDBias
VGBias
Hình 3-9 Cấu trúc một mạch NDPA
Nguyễn Hữu Luân
Tuy nhiên phương pháp này có một đặc điểm là trở kháng ngõ ra tối ưu ở tầng cuối cùng không phải là 50 Ω. Do đó bộ thiết kế này cần một mạch transformer để biến đổi trở kháng 𝑍𝑜𝑝𝑡 về trở kháng chuẩn 50Ω.
Việc sử dụng kĩ thuật tapered để đạt được trở kháng tối ưu khiến cho trở kháng ngõ ra của mạch không còn là 50Ω dẫn đến mạch còn được gọi là khuếch đại phân tán bất đối xứng (NDPA - Non-uniform distributed power amplifier), dùng để chỉ sự bất đối xứng giữa trở kháng ngõ vào(50 Ω) và trở kháng ngõ ra (𝑍𝑜𝑝𝑡). Phân biệt với cấu trúc cổ điển là mạch khuếch đại phân tán đối xứng (UDPA - uniform distributed power amplifier), với trở kháng ngõ vào và ra là 50 Ω.