Bảng 2.3: Thông số băng thông, độ lợi của mẫuanten DSPD
Tần số (GHz) Băng thông (%) Độ lợi (dBi)
2,45 36,7 4,07
5,00 35,6 5,50
5,50 36,7 6,08
Hình 2.10 và bảng 2.3 cho thấy, băng thông trở kháng của anten DSPD đạt từ 35,6 – 36,7% (S11 ≤ -10 dB) và độ lợi đạt từ 4,07 – 6,08 dBi tại các tần số trung tâm 2,45 GHz, 5,0 GHz và 5,5 GHz. Khảo sát kết quả mô phỏng mẫu anten DSPD 5,0 GHz cho thấy, hiệu suất bức xạ của anten đạt 89,95% tại tần số trung tâm 5,0 GHz và đạt trung bình 89.23% trong toàn băng tần hoạt động.
2.2.3. Giải pháp điều chỉnh tần số làm việc của anten lƣỡng cực mạch in hai mặt
Trên thực tế, kích thước của anten tỉ lệ với bước sóng công tác, do đó để thay đổi tần số làm việc của anten sẽ phải thay đổi kích thước bức xạ của anten. Trong luận án này, giải pháp điều chỉnh tần số làm việc của anten DSPD dựa trên kĩ thuật mở rộng kích thước đường vi dải tiếp điện sẽ được trình bày. Hình 2.11 dưới đây minh họa cấu trúc anten DSPD với chiều dài đường vi dải mở rộng a và sơ đồ mạch điện tương đương.
a Cánh bức xạ
Đường truyền song song
(a) Mô hình anten DSPD
Rs
CL LL RL
(b) Mạch điện tương đương Hình 2.11. Cấu trúc mẫu anten DSPD đề xuất
Trong mô hình anten DSPD trên, khi kích thước của phần mở rộng này được điều chỉnh sẽ kéo theo sự thay đổi độ dẫn điện trên mặt bức xạ, do đó tần số cộng hưởng sẽ được điều chỉnh. Cụ thể, đường tiếp điện có cấu trúc song song nên phần mở rộng của đường cấp điện đóng vai trò như một tụ điện [74], điện dung của nó có thể được xác định bằng phương trình sau:
(2.15) Trong đó, là hằng số điện môi của tấm nền, S là diện tích của phần mở rộng đường tiếp điện, d là độ dày tấm nền.
đây trình bày kết quả khảo sát sự phụ thuộc của tần số cộng hưởng vào kích thước a
của anten DSPD. Kết quả khảo sát cho thấy, tần số cộng hưởng giảm khi kích thước
a tăng. Tuy vậy, tần số cộng hưởng giảm cũng kéo băng thông của anten DSPD giảm theo. Qui luật thay đổi tần số và băng thông của DSPD, được xác định theo các biểu thức nội suy (2.16 và (2.17).
( ) (2.16)
( ) (2.17)
Hình 2.12. Sự phụ thuộc tần số cộng hưởng và băng thông với kích thước a
Như vậy, cấu trúc anten DSPD đề xuất hoàn toàn có thể điều chỉnh được tần số cộng hưởng một cách đơn giản chỉ bằng một sự điều chỉnh nhỏ chiều dài đường tiếp điện. Phạm vi điều chỉnh tần số khá rộng, tùy thuộc vào yêu cầu băng thông làm việc của anten và có thể đến 15% so với tần số cộng hưởng ban đầu, băng thông thấp nhất trong điều chỉnh này là 15,4% và cao nhất đạt 36% (S11 ≤ -10 dB). Việc áp dụng công thức nội suy cho phép dễ dạng tính toán băng thông, tần số cộng
2.2.4. Giải pháp mở rộng băng thông của anten lƣỡng cực mạch in hai mặt
Theo biểu thức (2.6), băng thông của anten DSPD phụ thuộc vào Wp/0 và
hg/0. Do vậy, với hg/0 xác định, băng thông của anten DSPD hoàn toàn có thể được điều chỉnh bởi kích thước Wp. Trên thực tế đã có một số giải pháp kĩ thuật đề xuất nhằm cải thiện đặc tính băng thông của anten DSPD như sử dụng các mặt bức xạ với các hình dạng đặc biệt như hình tròn [19, 28], elip [8, 67], ngũ giác [44], lục giác [29, 31]; cắt vát cạnh của mặt bức xạ theo mô hình lưỡng cực hình dải quạt,… Trong luận án này, giải pháp sử dụng kĩ thuật cắt vát cạnh của mặt bức xạ sẽ được đề xuất nhằm cải thiện băng thông của các anten DSDP một cách chính xác và thuận tiện. Để minh họa cho giải pháp, anten DSDP hoạt động ở tần số trung tâm 5,5 GHz được thiết kế, mô phỏng và tiến hành khảo sát sự phụ thuộc của băng thông vào kích thước c. Hình 2.13 trình bày một mô hình DSDP cắt vát cạnh mặt bức xạ.
c
Hình 2.13. Mô hình DSDP cắt vát cạnh bức xạ
Kết quả sự thay đổi băng thông của DSPD được đánh giá bởi các giá trị khác nhau của chiều dài c của đoạt cắt vát (góc cắt 450) và được biểu diễn trên đồ thị hình 2.14. Hình vẽ cho thấy, khi chiều dài đoạn cắt vát tăng thì băng thông của anten DSPD cũng được mở rộng khá lớn, với kích thước cắt c bằng 0,09g (3,25 mm), băng thông của anten DSPD đạt tới 71% (S11 ≤ -10 dB). Tuy vậy, tần số cộng hưởng của anten cũng có sự thay đổi, điểm cộng hưởng lớn nhất tại 6,1 GHz.
Hình 2.14. Sự phụ thuộc băng thông và tần số vào kích thước cắt cạnh mặt bức xạ với c 0,09g
Hình 2.15 dưới đây trình bày kết quả mô phỏng khảo sát hệ số suy hao phản hồi của anten DSPD với các kích thước cắt c lớn hơn 0,1g. Kết quả cho thấy, anten DSPD có băng thông rộng, đạt 18,7 GHz (fmax/fmin = 4,2) tại S11 ≤ -10 dB.
Bảng 2.4: So sánh băng thông các mẫu anten DSPD Mẫu Hằng số điện Mẫu Hằng số điện môi () Tần số cộng hƣởng (GHz) Băng thông (%) [24] 3,88 2,44 22,1% [25] 4,4 5,2 34,5% [37] 1,1 8,0 33,0% [Đề xuất] 2,33 5,5 36,7%
Bảng 2.4 trình bày so sánh các đặc tính của anten DSPD đề xuất với những công trình nghiên cứu trước đây. Kết quả cho thấy, băng thông đạt được của mô hình anten DSPD đề xuất đã có những cải thiện đáng kể về băng thông. Hơn nữa, mô hình anten DSPD đề xuất có thể dễ dàng điều chỉnh tần số cộng hưởng và cho phép mở rộng băng thông phù hợp với mục đích thiết kế.
Giải pháp điều chỉnh tần số và giải pháp mở rộng băng thông có thể được thực hiện đồng thời, nhưng cũng có thể thực hiện một cách độc lập tùy thuộc vào yêu cầu thiết kế. Để có được anten DSPD phù hợp với yêu cầu về tần số cộng hưởng và băng thông, có thể thực hiện bằng cách tối ưu tần số cộng hưởng trước, sau đó đến tối ưu băng thông hoặc ngược lại.
2.3. Anten mảng vi dải sử dụng phần tử anten lƣỡng cực mạch in hai mặt
2.3.1. Anten mảng vi dải tuyến tính phân bố biên độ giảm dần
Trong phần này, một anten mảng vi dải tuyến tính búp sóng dải quạt hoạt động ở tần số trung tâm 5,6 GHz được đề xuất với mạng tiếp điện được thiết kế với phân bố giảm dần để đạt được độ lợi cao và SLL thấp. Phần tử anten DSPD đã được đề xuất ở phần trước được sử dụng như phần tử đơn để xây dựng lên anten mảng trong phần này. Mạng tiếp điện được tính toán và thiết kế sao cho tín hiệu tại các đầu ra có phân bố giảm dần theo một tỉ lệ giống với phân bố nhị thức nhằm giảm SLL của mảng.
a. Mạng tiếp điện phân bố biên độ giảm dần
Trọng số nhị thức cho mảng tuyến tính được xác định từ biểu thức (1.28) hoặc có thể xác định các trọng số nhị thức chuẩn hóa bằng lệnh trong Matlab:
diag(rot90(Pascal(N))). Đối với mảng mảng tuyến tính 10×1 phần tử, trọng số nhị thức được tính toán trong bảng 2.5.
Bảng 2.5: Trọng số nhị thức mảng 10×1 phần tử
Phần tử (i) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
ui 0,008 0,071 0,286 0,667 1 1 0,667 0,286 0,071 0,008
ui(dB) -27,09 -17,55 -11,53 -7,85 -6,09 -6,09 -7,85 -11,53 -17,55 -27,09 Theo kết quả ở bảng 2.5 cho thấy tỉ lệ phân bố nhị thức rất lớn, nên việc thiết kế mạng tiếp điện theo phân bố nhị thức là rất khó khăn do phải sử dụng đến nhiều bộ chia công suất. Vì vậy, để thuận tiện cho việc tính toán, thiết kế mạng tiếp điện cũng như kiểm chứng được tính khả dụng của phần tử anten DSPD, luận án sử dụng phân bố giảm dần dạng phân bố nhị thức, nhưng với tỉ lệ phân bố nhỏ hơn để thiết kế mạng tiếp điện cho anten mảng vi dải sử dụng phần tử anten DSPD. Phân bố giảm dần cho anten mảng 10×1 phần tử được trình bày trong bảng 2.6.
Bảng 2.6: Phân bố biên độ giảm dần củao mảng 10×1 phần tử
Phần tử (i) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
ui 0,6 0,7 0,8 0,9 1 1 0,9 0,8 0,7 0,6
ui(dB) -11,25 -10,58 -10,0 -9,49 -9,03 -9,03 -9,49 -10,0 -10,58 -11,25 Từ đặc điểm của bảng phân phân bố giảm dần, trọng số lớn nhất tập trung tâm của mảng và giảm dần về hai bên. Do đó, ta sử dụng bộ chia công suất hình T để chia công suất đều nhau về hai bên. Vì mảng có 10 phần tử đối xứng theo cặp nên chỉ cần thiết kế bộ chia ở 5 cổng đầu tiên, sau đó lấy đối xứng để có được một bộ chia hoàn chỉnh. Trên cơ sở tỉ lệ phân bố giảm dần ở bảng 2.6, ta xác định được biên độ đầu ra của mỗi cổng, sử dụng bộ phối hợp trở kháng λg/4 để đưa trở kháng đầu ra của cổng bằng giá trị trở kháng đầu vào của các phần tử đơn. Mạng tiếp điện nối tiếp của anten mảng tuyến tính phân bố giảm dần được trình bày trong hình hình 2.16 với các thông số thiết kế tại bảng 2.7.
W2 d
W1
Hình 2.16. Mạng tiếp điện nối tiếp đề xuất
Bảng 2.7: Thông số thiết kế mạng tiếp điện
Thông số Giá trị
W1 2,0 (mm)
W2 0,8 (mm)
d 39,5 (mm)
Kết quả mô phỏng phân bố dòng của mạng tiếp điện 10×1 phân bố giảm dần được trình bày ở hình 2.17.
Hình 2.17. Phân bố dòng của mạng tiếp điện 10×1
Từ phân bố dòng điện, ta có thể thấy rằng cường độ dòng điện lớn nhất tập trung ở phần tử trung tâm và đã giảm dần về hai phía của đường tiếp điện. Điều này có thể thấy rõ hơn ở kết quả mô phỏng tham số S của hệ thống ở hình 2.18 và bảng 2.7 tổng hợp các kết quả mô phỏng tham số S của hệ thống tiếp điện.
Hình 2.18. Tham số S của mạng tiếp điện mảng 10×1 phần tử
Bảng 2.8: Kết quả mô phỏng các tham số S của hệ thống tiếp điện
Thông số S S 21 S 31 S 41 S 51 S 61 S 71 S 81 S 91 S 101 S 111 Giá trị (dB) -12,4 -11,7 -11,4 -10,9 -9,6 -9,6 -10,9 -11,4 -11,7 -12,4
Bảng 2.9: So sánh phân bố biên độ giữa lí thuyết và mô phỏng
Phần tử ui 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Biên độ chuẩn hóa (dB) Lí thuyết -11,25 -10,58 -10,0 -9,49 -9,03 -9,03 -9,49 -10,0 -10,58 -11,25 Mô phỏng -12,4 -11,7 -11,4 -10,9 -9,6 -9,6 -10,9 -11,4 -11,7 -12,4
Kết quả từ bảng 2.9 cho thấy phân bố biên độ đến các cổng lối ra của mạng tiếp điện phù hợp với phân bố giảm dần theo yêu cầu đã đặt ra. Hơn nữa, hình 2.19 cho thấy, tại tần số trung tâm pha của tín hiệu đầu ra tại các cổng là đồng nhất.
Hình 2.19. Pha tại các cổng của mạng tiếp điện mảng 10×1 phần tử
Đồ thị bức xạ chuẩn hóa sử dụng các trọng số mô phỏng từ mạng tiếp điện (bảng 2.8) và trọng số xác định ban đầu (bảng 2.6) được trình bày trong hình 2.20. Từ kết quả mô phỏng cho thấy, SLL của mảng đạt được là ˗16,3 dB tại các vị trí ±110. Kết quả này so với SLL thu được từ mảng lí thuyết với cùng phần tử đơn là ˗18,4 dB ở tại vị trí ±120
, cho thấy sự chênh lệch SLL là không đáng kể. Do vậy, mạng tiếp điện này hoàn toàn có thể sử dụng để cấu trúc mảng tuyến tính với phân bố giảm dần, nhằm giảm SLL cho bức xạ anten mảng vi dải.
b. Thiết kế phần tử anten lưỡng cực mạch in hai mặt
Phần tử anten DSPD trong đề xuất này được tính toán, thiết kế dựa theo qui trình thiết kế anten DSPD ở mục 2.2.1 với tần số cộng hưởng 5,6 GHz. Cấu trúc và thông số thiết kế phần tử anten DSPD được thể hiện chi tiết tại hình 2.21 dưới đây.
Thông số Giá trị (mm) Thông số Giá trị (mm) W1 2 L1 12,5 W2 2,5 L2 10 W3 9,2 L3 7 W4 13,2 L4 4,28 c 3 L5 4 Hình 2.21. Phần tử anten DSPD đề xuất
Trong mẫu thiết kế này, một thanh ngang được thêm vào nhằm tăng cường độ lợi cho anten DSPD và độ lợi của anten mảng. Các kết quả khảo sát anten DSPD trong trường hợp này có độ lợi lớn hơn, băng thông có bị suy giảm, tuy nhiên sự suy giảm đó không ảnh hưởng đến mục đích thiết kế.
c. Ghép mảng
Anten mảng vi dải 10×1 phần tử với trọng số giảm dần được cấu trúc từ các phần tử anten đơn và mạng tiếp điện đã tính toán thiết kế ở mục trên. Cấu trúc anten mảng đề xuất được trình bày như ở hình 2.22.
W1
W2
Các thông số thiết kế anten mảng được tổng hợp ở bảng 2.10. Trong đó, g có kích thước bằng 0/4 là khoảng cách từ mặt phẳng phản xạ đến anten mảng.
Bảng 2.10: Thông số thiết kế anten mảng vi dải 10×1 phần tử
Thông số Giá trị (mm) Thông số Giá trị (mm)
L 390 g 10
W 30 W1 2
Wref 70 W2 0,8
Hình 2.23. Nguyên mẫu anten chế tạo
Anten mảng đã được chế tạo (hình 2.23) và đo kiểm đồ thị bức xạ bằng hệ thống đo trường gần (NSI: Nearfield Systems Inc) tại Khoa Điện tử - Viễn thông, Trường Đại học Công nghệ - Đại học Quốc gia Hà Nội. Hệ thống đo này sử dụng phương pháp đo bức xạ cầu, cho phép xuất kết quả ở đồ thị dạng 2D, 3D hoặc dưới dạng dữ liệu *.txt hoặc *.csv để vẽ lại và so sánh với kết quả mô phỏng. Chi tiết phương pháp đo trường bức xạ, đo độ lợi, đo SLL của anten được trình bày tại tài liệu tham khảo [14]. So sánh kết quả đo đạc suy hao phản hồi và đồ thị bức xạ với kết quả mô phỏng được trình bày trong các hình 2.24 và 2.25 dưới đây.
Tần số (GHz)
Đo đạc Mô phỏng
Hình 2.24. Hệ số suy hao phản hồi
Đo đạc Mô phỏng (a) Mặt phẳng xoz Đo đạc Mô phỏng (b) Mặt phẳng yoz Hình 2.25. So sánh mô phỏng và đo đạc đồ thị bức xạ của anten mảng
Kết quả cho thấy, băng thông đạt 590 MHz và độ lợi đo đạc đạt giá trị lớn nhất là 17,7 dBi trong khi mô phỏng đạt 17,2 dBi. Bên cạnh đó SLL đo đạc đạt được -15,4 dB tại tần số 5,6 GHz. Tổng hợp kết quả so sánh mẫu anten đề xuất với các tài liệu tham khảo được trình bày ở bảng 2.11. Kết quả cho thấy, anten mảng đề xuất có các kết quả về băng thông, độ lợi cũng như mức búp phụ là tốt hơn so với
các mẫu đã công bố trước đây. Kích thước theo chiều dài của mẫu anten đề xuất lớn hơn, nhưng theo các chiều còn khác lại nhỏ hơn so với các mẫu anten đã công bố.
Bảng 2.11: So sánh mẫu anten đề xuất với tài liệu tham khảo Mẫu Kích thƣớc (0) Chất nền Tần số Mẫu Kích thƣớc (0) Chất nền Tần số (GHz) Băng thông Độ lợi (dBi) SLL (dB) [29] 4,65×1,24×0,54 (11×1 phần tử) Rogers TMM 10i 13,75 4,5% 16,6 -10,0 [31] 6,2×0,93×0,83 (9×1 phần tử) Rogers RT/Duroid 5880 60,0 3,0% 15,2 -10,7 [Đề xuất] 7,2×0,550×0,18 (10×1 phần tử) RogersRT/ Duroid 5870 5,60 10,5% 17,7 -15,4
2.3.2. Anten mảng phẳng sử dụng phần tử anten lƣỡng cực hai mặt
Trong các phần trước, luận án đã đề xuất giải pháp thiết kế phần tử đơn DSPD và ứng dụng vào tính toán, thiết kế mảng tuyến tính với tín hiệu kích thích theo phân bố biên độ giảm dần nhằm giảm SLL, tăng hiệu năng bức xạ cho anten mảng. Trong phần này, một ứng dụng khác của DSPD trong thiết kế mảng phẳng búp nhọn được thiết kế, chế tạo và đo.
Theo các tài liệu tham khảo, một số anten độ lợi cao đã được đề xuất [15, 41, 58, 62-64, 70]. Tài liệu [41] trình bày một thiết kế mới của PDAA bao gồm 4×8