Kết quả mô phỏng các tham số S được thể hiện tại hình 3.8a và tổng hợp tại bảng 3.5 dưới đây.
(b) Pha của các tín hiệu đầu ra của mạng tiếp điện Hình 3.8. Kết quả mô phỏng các tham số S của mạng tiếp điện
Bảng 3.5: Tổng hợp kết quả mô phỏng tham số S tại tần số 4,95 GHz
Tham số S S21 S31 S41 S51 S61 S71 S81 S91 Biên độ chuẩn hóa ui 0,262 0,518 0,812 1 1 0,812 0,518 0,262 ui(dB) -17,46 -13,7 -9,86 -8,83 -8,83 -9,86 -13,7 -17,46 Kết quả mô phỏng cho thấy, công suất của tín hiệu đầu ra đồng dạng đôi một
(S21 = S91= -17,46, S31 = S81= -13,7, S41 = S71 = -9,86, và S51 = S61 = -8,83). Tín hiệu ra có tính chất đối xứng qua tâm giống như lí thuyết phân bố Chebyshev. Biên độ của các tín hiệu đầu ra được so sánh với trọng số tính toán bằng lý thuyết như ở hình 3.9.
Hình 3.9. So sánh phân bố biên độ đầu ra của hệ thống tiếp điện
Hình 3.8b cũng cho thấy, pha đồng nhất tại các cổng ra của hệ thống tiếp điện, điều này đạt được do khoảng cách từ các cổng ra đến cổng vào được thiết kế bằng nhau. Như vậy, các kết quả mô phỏng và tính toán lý thuyết là phù hợp với nhau. Sự khác biệt giữa hai đường là do sự suy hao trên đường truyền không được xem xét ở trong cách tính trọng số trong lý thuyết.
Theo tài liệu [7], phương pháp trọng số Chebyshev chỉ tác động vào biên độ của tín hiệu đầu ra và không tác động vào pha. Do đó, để đảm bảo anten mảng dùng mạng tiếp điện có thể đạt được mức búp phụ thấp như lý thuyết, thì pha của các tín hiệu đầu ra phải đồng pha tại tất cả các cổng ra. Kết quả mô phỏng cũng cho thấy pha của tín hiệu ở tất cả các cổng ra khá đồng nhất. Điều này chứng tỏ rằng mạng tiếp điện đề xuất có thể được dùng để xây dựng anten mảng tuyến tính 8 phần tử để có được mức búp phụ thấp -30 dB.
3.2.4. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm
Sau khi có được mạng tiếp điện tối ưu, hệ tiếp điện này được kết hợp với phần tử đơn DSDP được trình bày ở phần trước để có được anten mảng tuyến tính 8 phần tử như hình 3.10 dưới đây. Trong mẫu anten đề xuất, một mặt phản xạ kích thước 190×220 mm2 thiết kế trên tấm nền điện môi FR4, đặt cách anten một khoảng 0/4
Hình 3.10. Anten mảng vi dải đề xuất
Kết quả mô phỏng hệ số suy hao phản hồi S11 như hình 3.11 cho thấy, băng thông đạt được là 185 MHz.
Hình 3.12 trình bày kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ của anten mảng đề xuất trong hai mặt phẳng xoz và yoz. Kết quả cho thấy SLL của mảng đạt -25,2 dB và hiệu suất bức xạ của anten mảng đạt 91,8% tại tần số trung tâm 4,95 GHz và đạt trung bình 91,3% % trong toàn băng tần hoạt động.
Mặt phẳng yoz Mặt phẳng xoz
Hình 3.12. Kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ của mảng đề xuất
Hình 3.13 biểu diễn kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ của mảng ở các tần số khác nhau và tổng hợp SLL, độ lợi tại các tần số khác nhau ở hình 3.14.
f = 5,2 GHz f = 5,4 GHz
Hình 3.13. Kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ 3D của mảng đề xuất
Hình 3.14. Độ lợi và SLL của mảng trong dải tần hoạt động
Tổng hợp kết quả cho thấy độ lợi của mảng khá đồng đều trong dải tần từ 5,2 GHz đến 5,4 GHz. SLL thấp nhất bằng -25,2 dB, đạt được tại tần số cộng hưởng 4,95 GHz của anten và đạt dưới -20 dB trong dải tần từ 4,8 GHz đến 5,3 GHz.
Anten mảng đã được chế tạo (hình 3.15) và đo kiểm trường bức xạ bằng hệ thống đo trường gần bằng phương pháp đo trường gần tương tự như đã thực hiện ở mục 2.3 [14]. Kết quả đo đạc suy hao phản hồi và đồ thị bức xạ được trình bày tương ứng trên các hình 3.16 và 3.17 dưới đây. Hình 3.16 cho thấy, tần số cộng hưởng của anten là 4,95 GHz và băng thông (tại S ≤ -10 dB) là 230 MHz, cao hơn
Hình 3.15. Nguyên mẫu anten mảng chế tạo
Hình 3.16. Kết quả đo đạc và mô phỏng hệ số suy hao phản hồi
(a) Mặt phẳng xoz
(b) Mặt phẳng yoz
Hình 3.17. So sánh kết quả mô phỏng và đo đạc đồ thị bức xạ của mảng
Kết quả cho thấy SLL khá thấp, đạt -25 dB ở tần số 4,95 GHz. Kết quả mô phỏng và đo đạc phân cực chéo cho thấy mảng có mức phân cực chéo dưới -15 dB
đo đạc thực nghiệm đối với đại đa số các tham số chính của anten. Tuy vậy, so sánh kết quả đo đạc đồ thị cũng cho thấy tại một vài điểm, dạng bức xạ chưa thực sự đồng nhất với kết quả mô phỏng. Nguyên nhân cơ bản dẫn đến sự sai khác này do điều kiện phòng đo chưa thực sự đạt tiêu chuẩn, diện tích khá hẹp, thiết bị đo đặt khá sát tường (không có xốp hấp thụ), diện tích xốp chống nhiễu nhỏ,… gây phản xạ, nhiễu đa đường ảnh hưởng đến dạng bức xạ của anten.
Bảng 3.6: So sánh mẫu anten đề xuất với tài liệu tham khảo Mẫu Kích thƣớc (0) Tần số làm Mẫu Kích thƣớc (0) Tần số làm việc (GHz) Điện môi Độ lợi (dBi) SLL (dB) [38] 4,6×1,05×0,29 (8×1 phần tử) 3,5 2,65 14,8 -25 [44] 12,17×2,09×0,25 (8×1 phần tử) 12,0 2,1 14,0 -20 [47] (8×1 phần tử) --- 9,7 3,55 15,0 -20 [Đề xuất] 3,22×2,72×0,17 (8×1 phần tử) 4,95 2,33 12,9 -25,2
Kết quả đo đạc độ lợi của anten mảng đề xuất đạt 12,98 dBi ở tần số 4,95 GHz, phù hợp với kết quả mô phỏng mẫu anten (12,9 dBi). Để đánh giá qui trình và kết quả thiết kế, chế tạo mẫu anten mảng đề xuất, một số tham chiếu đã được khảo sát và so sánh như được trình bày ở bảng 3.6. Như vậy, mẫu anten đề xuất có SLL thấp hơn so với cả ba mẫu anten đã công bố trước, có độ lợi thấp hơn so với các công bố [44] và [47]. Mẫu anten trong công bố [38] có độ lợi cao hơn so với mẫu anten đề xuất, nhưng khả năng nén búp phụ thấp hơn và có cấu trúc 3D, khá phức tạp trong thiết kế, chế tạo so với mẫu anten đề xuất.
Tổng hợp các kết quả mô phỏng và đo đạc mẫu anten đề xuất cho thấy các đặc tính của anten phù hợp với yêu cầu thiết kế đã đặt ra và những ưu điểm về SLL và độ lợi của anten đề xuất với các mẫu anten đã đề xuất trước đây. Mô hình anten đề xuất hoàn toàn có thể áp dụng vào thực tiễn cho hệ thống WLAN chuẩn 802.11ac ngoài trời, dịch vụ truyền thông vô tuyến tổng hợp GWCS (4,94 ˗ 4,99 GHz),… Các kết quả này cũng đã được công bố tại các công trình [5-6].
3.3. Anten mảng vi dải tiếp điện nối tiếp Chebyshev có độ lợi cao và mức búp phụ thấp búp phụ thấp
Anten mảng vi dải tiếp điện song song có nhược điểm là kích thước khá lớn với nhiều điểm gián đoạn, sử dụng nhiều bộ chia công suất, đó là những nguyên nhân tạo nên các bức xạ giả làm giảm khả năng nén búp phụ [55]. Trong khi đó, mạng tiếp điện nối tiếp có chiều dài đường tiếp điện ngắn hơn nên kích thước tấm nền điện môi và anten nhỏ, làm giảm bức xạ giả. Do vậy, anten mảng tiếp điện nối tiếp có khả năng nén búp phụ tốt hơn cũng như kích thước, khối lượng nhỏ hơn [56]. Trong phần này, luận án đề xuất một kĩ thuật tạo phân bố Chebyshev trên mạng tiếp điện nối tiếp cho mảng vi dải và áp dụng để xây dựng anten mảng với phần tử anten DSPD. Kĩ thuật này được thực hiện bằng cách sử dụng dây chêm hở mạch hoạt động như một tụ điện cho phép điều chỉnh biên độ kích thích các phần tử anten của mảng.
Qui trình thiết kế anten mảng vi dải đã được trình bày trong mục 3.1. Trong đề xuất này, từng bước của qui trình thiết kế anten mảng vi dải tiếp điện nối tiếp sử dụng trọng số Chebyshev và phần tử anten DSPD sẽ được cụ thể hóa. Yêu cầu thiết kế đối với anten mảng vi dải đề xuất được tổng hợp trong bảng 3.7. Trong đó, tần số trung tâm được lựa chọn 5,5 GHz cho các ứng dụng hệ thống WLAN chuẩn 802.11ac hoặc các ứng dụng khác trong băng tần C.
Bảng 3.7: Yêu cầu thiết kế anten mảng vi dải tiếp điện nối tiếp Chebyshev
Thông số Yêu cầu
Tần số trung tâm 5,5 GHz
Băng thông 200 MHz (S11≤ -10 dB)
SLL ≤ -25 dB
Vật liệu chất nền Roger RT/Duroid 5870tm
Độ rộng búp sóng trong mặt phẳng xoz ≤ 150
3.3.1. Tính toán số lƣợng phần tử
Thực hiện tương tự như ở phần 3.2.1, trong trường hợp này số lượng phần tử của mảng được xác định gồm 10 phần tử để hướng tới thiết kế mảng búp sóng dải quạt với các góc nửa công suất tại hai mặt phẳng xoz và yoz khoảng 100 ×700, độ định hướng khoảng 18 dB. Ngoài ra, mục tiêu của quan trọng của anten mảng đề xuất là SLL phải đạt dưới -25 dB. Đồ thị bức xạ mảng ULA 10×1 phần tử với khoảng cách liên phần tử bằng 0,750 như tại hình 3.18.
Hình 3.18. Đồ thị bức xạ chuẩn hóa mảng ULA 10×1 phần tử, d=0,750
3.3.2. Thiết kế phần tử anten đơn
Áp dụng qui trình tính toán, thiết kế anten DSPD ở mục 2.2.1. Trong mẫu đề xuất này, DSPD được thiết kế trên tấm nền điện môi Roger RT/Duroid 5870tm (chiều dày 1,575 mm, hằng số điện môi εr= 2,33), và được điều chỉnh để làm việc tại tần số trung tâm 5,5 GHz với trở kháng đường truyền Zd = 100Ω. Đường tiếp điện của DSPD có chiều dài bằng một phần tư bước sóng ( √ ).Cấu trúc đề xuất và các thông số thiết kế được trình bày trong hình 3.18. Chi tiết các thông số thiết kế anten DSPD được trình bày trong bảng 3.8.
Hình 3.19. Phần tử đơn DSPD đề xuất
Bảng 3.8: Thông số thiết kế phần tử anten DSPD
Thông số Giá trị (mm) Thông số Giá trị (mm)
We1 0,8 Le1 8,5
We2 9,1 Le2 6,0
We3 10,0 a 2,5
Kết quả mô phỏng các tham số suy hao phản hồi S11 và độ lợi của phần tử đơn DSPD đề xuất được thể hiện trong hình 3.20 dưới đây.
(a) Hệ số suy hao phản hồi (b) Đồ thị bức xạ
Hình 3.20. Mô phỏng hệ số suy hao phản hồi và đồ thị bức xạ của anten DSPD
3.3.4. Thiết kế mạng tiếp điện
a. Nguyên lí thiết kế mạng tiếp điện nối tiếp dùng dây chêm hở mạch
Phân bố biên độ trong mạng tiếp điện nối tiếp được thực hiện nhờ các dây chêm hở mạch được thêm vào đường truyền trung tâm để biên độ dòng kích thích đến mỗi phần tử đơn có thể dễ dàng kiểm soát. Hình 3.21 minh họa mô hình và mạch điện tương đương của các dây chêm hở mạch.
Zs, β l < λg/4 Yin
C
Hình 3.21. Mạch điện tương đương của dây chêm hở mạch
Theo [74], các dây chêm hở mạch tương đương tụ điện được xác định theo các biểu thức (3.2) và (3.3) dưới đây.
( ) {
( ) ( )
( )
(3.2)
trong đó: ( ) (3.3)
Yin là độ dẫn nạp vào, Yc là độ dẫn nạp tương đương, l là chiều dài dây chêm, là vận tốc pha.
Trong đề xuất này, mạng tiếp điện nối tiếp bao gồm một đường truyền tiếp điện chính được cấp nguồn bởi đường truyền trung tâm và các mạch rẽ tạo bởi các dây chêm hở mạch được phân bố ở mỗi bên của đường truyền tiếp điện chính.
Cổng vào ZTL ZS1 ZS2 ZS4 P1(u1) P2(u2) …. P5(u5) ZS3
(a) Mô mạng tiếp điện nối tiếp
P1 P2 Pi SM1 SM2 P ……. ZTL Zs2 Zs1 ZTL
(b) Mạch điện tương đương
Hình 3.22. Mô hình mạng tiếp điện nối tiếp và mạch điện tương đương
Các dây chêm này đóng vai trò là các tụ điện và cùng với đường truyền chính hoạt động như một bộ phối hợp trở kháng, cho phép kiểm soát biên độ kích thích tại các đầu ra. Do ảnh hưởng của các tụ điện tại các điểm phối hợp trở kháng mà các tham số S tại mỗi cổng ra liên quan đến cổng vào đều được kiểm soát. Vì tính chất đối xứng của phân bố Chebyshev nên mạng tiếp điện cũng có tính chất đối xứng. Do vậy, ta chỉ cần thiết kế đối với một nhánh sau đó lấy đối xứng qua trục sẽ thu được mạng tiếp điện hoàn chỉnh. Một nhánh của mô hình mạng tiếp điện và mạch điện tương đương được minh họa ở hình 3.22.
Trong mô hình thiết kế, ZTL là trở kháng đặc trưng của đường truyền chính cung cấp biên độ kích thích u1; Zs1, Zs2, Zs3,... là trở kháng đặc trưng đường mạch rẽ, cung cấp biên độ kích thích theo phân bố định trước (ví dụ như phân bố được tính toán theo tỉ lệ phân bố biên độ và
Cụ thể: Zs1:ZTL = u2:u1; Zs3:ZTL = u3:u1; Zs4:ZTL = u4:u1; Z5:ZTL = u5:u1. Dựa trên phương pháp tính đó, các giá trị trở kháng đặc trưng của mạng tiếp điện được tính toán, thiết kế. Ngoài ra, để anten mảng có được độ lợi cao nhất thì độ lệch pha giữa các phần tử đơn của mảng phải bằng không, do đó khoảng cách giữa các phần tử đơn bằng g. Trong đề xuất này, mạng tiếp điện gồm: đường truyền chính có chiều dài 3g/4 và đường nhánh tiếp điện cho phần tử anten đơn g/4. Do vậy, kích thước của anten mảng giảm hơn so với các trường hợp tiếp điện trực tiếp cho phần tử anten đơn.
b. Mạng tiếp điện phân bố Chebyshev (N=10, SLL=-30dB)
Áp dụng nguyên lí thiết kế trên đối trường hợp anten mảng 10×1 phần tử anten DSPD và mạng tiếp điện nối tiếp tạo tín hiệu kích thích theo phân bố Chebyshev. Phân bố Chebyshev cho mảng 10×1 phần tử với SLL bằng -30 dB được trình bày trong bảng 3.9 dưới đây.
Bảng 3.9: Phân bố biên độ Chebyshev cho mảng 10×1 (SLL = -30 dB) Phần tử (i) 10 9 8 7 6 1 2 3 4 5
ui 0,26 0,43 0,67 0,88 1,00 1,00 0,88 0,67 0,43 0,26
ui(dB) -13,97 -11,78 -9,86 -8,67 -8,12 -8,12 -8,67 -9,86 -11,78 -13,97
Trong mô hình thiết kế này, mạng tiếp điện nối tiếp 10×1 với SLL thiết đặt bằng -30 dB với các trọng số mảng như ở bảng 4.3, thì Zs1, Zs2,... Zs4 được xác định theo các tỉ lệ Zs1:ZTL = u2:u1 = 0,88; Zs3:ZTL = u3:u1 = 0,67; Zs4:ZTL = u4:u1 = 0,43; Z5:ZTL = u5:u1= 0,26. Để thiết kế mạng tiếp điện dựa theo phân bố trên, trước hết cần lựa chọn một giá trị cho ZTL của đường truyền chính, để trên cơ sở đó tính toán, thiết kế các mạch rẽ nhánh. Trong luận án này, ZTL được chọn theo băng thông của anten mảng sau khi đã tiến hành khảo sát dựa trên mô phỏng. Kết quả mô phỏng hệ số S11 của anten mảng được thể thiện trong hình 3.23 dưới đây.
Hình 3.23. Ảnh hưởng của ZTL đến hệ số S11 của mảng đề xuất
Hình 3.23 cho thấy, với các giá trị khác nhau của ZTL thì tần số trung tâm và băng thông trở kháng của mảng có sự thay đổi. Tuy vậy, các giá trị vẫn đảm bảo xung quanh tần số thiết kế trung tâm và với ZTL = 178 Ω băng thông của anten mảng lớn nhất (S11 -10 dB).
Hơn nữa, trong suốt quá trình mô phỏng anten mảng cho thấy, với các giá trị
ZTL khác nhau có ảnh hưởng rất ít đến SLL mà chủ yếu ảnh hưởng đến phối hợp trở kháng của mảng. Do vậy, trong luận án mẫu anten đề xuất lựa chọn ZTL = 178 Ω với băng thông trở kháng lớn nhất. Bảng thông số tính toán trở kháng đặc trưng đường truyền chính và các mạch rẽ được thể hiện trong bảng 3.10.
Bảng 3.10: Trở kháng đặc trƣng của mảng Chebyshev 10×1 (SLL = -30 dB) Trở kháng đặc trƣng ZTL Zs1 Zs2 Zs3 Zs4
Biên độ chuẩn hóa (ui) 1,00 0,88 0,67 0,43 0,26 Giá trị () 178 156,11 118,98 76,454 45,78
Trên cơ sở đó, cấu trúc mạng tiếp điện đề xuất được tính toán, thiết kế và trình bày trong hình 3.24 và bảng 3.11. Kích thước ba chiều của mạng tiếp điện là 55×385×1,575 mm3.
Hình 3.24. Một nhánh mạng tiếp điện nối tiếp 10×1
Bảng 3.11: Tổng hợp thông số thiết kế mạng tiếp điện 10×1 phân bố Chebyshev