Đồ án nghiên cứu hai thuật toán điều chế độ rộng xung kinh điển là điều chế vector không gian SVM và điều chế độ rộng xung sinPWM

Lời nói đầu Điều khiển vector động khơng đồng pha giải pháp hàng đầu hệ thống truyền động điện đại ngày Nó dần thay hệ truyền động dùng động DC với giá thành cao độ tin cậy thấp Cùng với phát triển mạnh mẽ công nghệ bán dẫn kỹ thuật vi xử l{ đặc biệt đời máy tính số với tốc đọ xử lý cao, việc thực hệ thống điều khiển sử dụng lý thuyết vector trở nên dễ dàng tạo bước nhảy vọt kỹ thuật điều khiển động Động không đồng pha rotor lồng sóc với ưu điểm giá thành thấp, khơng cần bảo trì thường xun, khả làm việc cao lựa chọn tốt để ứng dụng điều khiển vector hệ truyền động công nghiệp Điều khiển vector theo nguyên l{ định hướng trường xác định điều kiện để điều khiển độc lập từ thông moment điều khiển moment tối ưu trạng thái độ xác lập Phần mềm Simulink/Matlab sử dụng để mô phỏng, khảo sát phân tích đáp ứng hệ thống điều khiển có tham số khơng đổi Nó cho kết phù hợp với lý thuyết thực tiễn Đồ án chuyên ngành sâu vào nghiên cứu hai thuật toán điều chế độ rộng xung kinh điển điều chế vector không gian SVM điều chế độ rộng xung sinPWM,áp dụng cho phương pháp điều khiển vector tựa từ thông Field Oriented Control-FOC Được hướng dẫn nhiệt tình thầy giáo TS.Nguyễn Quang Địch-Bộ mơn TĐHXNCN,trường đại học Bách Khoa Hà Nội,em hoàn thành xong đề tài với yêu cầu tối thiểu nhiều sơ suất.Chúng em xin cân thành cảm ơn! Sinh viên Nguyễn Đức Phong Nguyễn Cao Thế Nguyễn Văn Ninh Chương 1:Lý thuyết điều khiển vector FOC 1.Xây dựng phương trình tốn học động hệ tọa độ vector khơng gian a.Mơ hình động khơng đồng ba hệ tọa độ vector: Để dễ theo dõi ta kí hiệu: Chỉ số s: xét hệ toạ độ stato (toạ độ ,) f: toạ độ trường (field) từ thông rôto (toạ độ dq) r: toạ độ gắn với trục rôto Chỉ số s: đại lượng mạch stato r: đại lượng mạch rơto Phương trình mơmen : mM = pp.(ψr^is)= p.(ψr^ir) Phương trình chuyển động: mM = mc Phương trình điện áp cho ba pha cuộn dây stato: usa(t)= Rsisa(t)+ usb(t)= Rsisb(t)+ usc(t)= Rsisc(t)+ Tương tự vecto dịng điện ta có vecto điện áp: us(t) = [usa(t)+ usb(t)ej120+usc(t)ej240] Sử dụng khái niệm vecto tổng ta nhận phương trình vecto: = Rs + Trong , , vecto điện áp, dịng điện, từ thơng stato Đối với mạch rotor ta có phương trình trên, khác cấu tạo lồng sóc ngắn mạch nên ta có ur=0 (quan sát toạ độ gắn với trục rơto) Từ thơng stato rơto tính sau: 0= Rr + s = isLs+irLm r = isLm+irLr r = isLm+irLr Trong Ls : điện cảm stato Ls = Ls+ Lm (Lós : điện cảm tiêu tán phía stato) Lr : điện cảm rôto Lr = Lr+ Lm (Lór : điện cảm tiêu tán phía rơto) Ls : hỗ cảm rơto stato (Phương trình từ thơng khơng cần đến số hệ toạ độ cuộn dây stato rơto có cấu tạo đối xứng nên điện cảm không đổi hệ toạ độ) b.Mơ hình động hệ tọa độ quay dq Trước tiên,để có hệ thống mơ hình động không đồng quay hệ tọa độ quay dq,hay cịn gọi hệ tọa độ quay dq,ta có tính toán thiết lập hệ tọa độ trực chuẩn,gọi hệ tọa độ trực chuẩn Ta coi vector us quay với tốc độ hệ tọa độ trực chuẩn ta có mơ tả động hệ tọa độ cố định.Khi sau: U s (t )  U as (t ) U s (t )  U bs (t )  U cs (t )  d s U s  Rsis  dt   s d s   U s  Rsis   s dt   ;   ' ' U '  R ' i '  d r  p  '  r r r p r   r dt '   r '  d r   ' ' '    p p r'  U R i r r r    dt Momen điện từ: M  Lsis  Lmir'   Lsis  Lmir'   L'r ir'  Lmis  L'r ir'   Lmis pp pp Lm (ir'  is  ir'  is )  ( s is  s is ) 2 (1.1) Từ mô hình động hệ tọa độ ,ta tưởng tượng hệ tọa độ dq chung gốc,sao cho,trục d trùng quay đồng với vector từ thông góc pha rotor với tốc độ ,trong trục rotor động quay với tốc độ góc ,với góc pha ,và trục q trục vng góc với trục d.Như vậy,khi ta coi hệ tọa độ quay dq có vector từ thơng trùng với trục thực d,thì ta có hệ tọa độ quay đồng với vector dòng is,áp us từ thông …các vector hệ tọa độ quay dq quay với tốc độ góc Như vậy,với vector quay hệ tọa độ trực chuẩn,ta phân tích thành hai thành phần hệ tọa độ dq với hai thành phần d jq,ví dụ vector dịng điện is,như sau: Từ ta xây dựng mối quan hệ với vector is hai hệ trục tọa độ sau: = sin + cos = cos - sin Tương tự với thành phần vector us, ,ir, … 2.Ý tưởng điều khiển vector tựa từ thông FOC Ta có phương trình cân điện áp rotor,xét hệ tọa quay dq d rsf 0R i   j r rf dt f r r Ta xét riêng hai trục tọa độ quay dq: d rd   r rq dt d rq  Rr irq    r rd dt Từ công thức r = Lrir + Lmis, xét hai trục tọa độ,ta có:  Rr ird  ird  irq   rd  Lm isd Lr  rq  Lm isq Lr Thay vào hệ phương trình phía trên,ta có được: d rd Rr L   rd  m Rr I sd   r rq  dt Lr Lr d rq dt  L Rr  rq  m Rr I sq   r dq  Lr Lr Do ta xét hệ tọa độ dq,nên thành phần trục q =0,và = Ta biến đổi được: r  Tr Lm i sq Tr r d r   r  Lm i sd dt Trong Tr= Biến đổi laplace phương trình thứ hai,của hệ phương trình có,ta có được: = Lại có,sử dụng phương trình momen điện từ động (1.1),xét hệ tọa độ dq,ta có được: M= Vậy,ta có hệ phương trình quan trọng sau: = M= Như nhìn vào mối quan hệ từ thơng,momen điện từ,dịng isd isq,ta có nhận xét sau,với động điện chiều kích từ độc lập momen quay ĐCMC điều khiển dịng phần ứng : mm=k1 M.iM.Từ thông ĐCMC điều khiển dịng kích từ M=k2.ikt.Như việc điều khiển ĐCMC việc điều khiển hai thành phần dịng kích từ dịng phần ứng ta điều khiển từ thơng momen quay ĐCMC kích từ độc lập Ở hệ phương trình trên,ta có tương quan từ thông rotor momen điện từ M động không đồng (ĐCXC) điều khiển hai thành phần isd isq,như coi việc điều khiển từ thông rotor điều khiển momen điện từ động độc lập xét hệ tọa độ dq,thì hai thành phần dòng điện chiều.Vậy việc điều khiển gần độc lập hai thành phần dòng isd isq để điều khiển tốc độ ĐCXC hệ tọa độ vector quay dq gọi phương pháp điều khiển vector FOC-Field Oriented Control Việc thực phương pháp điều khiển thực tế tảng vi xử l{ biến tần.Vậy báo cáo này,ta tập trung xây dựng cấu trúc điều khiển tốc độ ĐCXC sở sâu vào thuật toán điều chế vector không gian SVM điều chế độ rộng xung sinPWM.Từ phương trình xây dựng trên,và dựa vào l{ thuyết,ta có cấu trúc đơn giản hệ truyền động ĐCKĐB rotor lồng sóc điều khiển FOC sau Chương 2:Phương pháp điều chế vector không gian SVM 2.1 Điều khiển động sở phương pháp điều chế vector không gian Trong thực tế,việc điều khiển động không đồng ba pha sử dụng biến tần dùng van bán dẫn.Thông thường đôi van vi xử l{ điều khiển cho điện áp xoay chiều ba pha với biên độ cho trước,với tần số cho trước góc pha cho trước.Biến tần nuôi điện áp chiều Umc,với đối tượng hoạt động hoạt động theo kiểu cắt xung với tần số cao.Các van bán dẫn dùng loại van IGBT Mỗi pha động nhận hai trạng thái:1 (nối + Umc) (nối – Umc).Do có pha(3 cặp bán dẫn) nên tồn 2^3 khả nối pha động với nguồn chiều bảng đây.Trong vector U0 vector tạo ba cuộn dây nối – nguồn chiều,U7 ba cuộn dây nối + nguồn chiều Bảng 3.1 Như tất trường hợp có pha vector nối với nguồn chiều ta tạo vector điện áp u0,u1,… ,u7.Và vector thể mặt phẳng tọa độ sau: Hình 3.1:Tám vector chuẩn tạo vặp van bán dẫn Ta xét trường hợp đơn giản sau,xét vector u4 tạo Như nhìn vào bố trí hình học việc tạo điện áp u4 trên,ta thấy Usu=-2Umc/3 Usv=Usw=Umc/3 Tương tự trường hợp khác,thì vector điện áp tạo có giá trị lớn 2Umc/3 2.2.Nguyên lý phương pháp điêu chế vector không gian Giả sử ta cần thực vector Us hình đây: 2.4.Đánh giá ưu nhược điểm phương pháp điều chế vector không gian 1.Ưu điểm Việc sử dụng thuật tốn điều chế vector khơng gian SVM để điều chế vector Us điều khiển tốc độ động phương pháp sử dụng rộng rãi nhờ thuật tốn tối ưu.Như nói trên,ta điều chế vector Us bất kz có bán kính 2Umc/3 qt tồn vịng trịn chia sector u0,u1,….,u7 ,như việc điều chế điện áp điều khiển động độ giật việc điều khiển trở nên dễ dàng 2.Nhược điểm Nhìn sơ qua mặt lý thuyết thuật tốn việc dử dụng phương pháp điều chế SVM,việc thực vector Us mặt phẳng chia sector,phục vụ cho việc điều khiển động hoàn toàn có thể.Như có nghĩa là,trên vịng trịn tạo sector đó,ta tạo vector điện áp Us với giá trị biên độ góc pha bất kz Tuy nhiên,công việc không dừng lại đó,việc áp dụng thuật tốn SVM cịn có nhược điểm,đó ta thực vector Us việc ta thưc hai vector biên Ul Ur,thay thực hai vector biên ta tính tốn thời gian tồn cho hai vector chuẩn tương ứng sector phù hợp Về mặt tốn học,ta khơng thể tổng hợp vector Us có độ lớn vượt 2/3Umc nhờ vào việc tính tốn Thêm nữa,với việc thực loạt phương trình tốn học đồng thời xử lý khối lượng tính tốn nhiều trê,thì phương pháp khơng lợi mặt kinh tế,vì khiến cho thời gian tính tốn trở lên lâu so với phương pháp sinPWM nói Chương 3:Thiết kế điều khiển Động không đồng ba pha có rotor lồng sóc điều khiển phương pháp điều khiển vector RFOC thiết kế hai mạch vịng điều khiển,mạch vịng ngồi mạch vịng điều khiển tốc độ,mạch vòng mạch vòng dịng điện với mạch vịng nhỏ,đó mạch vịng điều khiển dòng điện isd mạch vòng điều khiển isq,tương tự động chiều,2 dòng điện đóng vai trị dịng kích từ dịng phần ứng.Vịng ngồi vịng điều khiển tốc độ,mạch vịng có thời gian trễ lớn nhiều so với mạch vịng phía trong.Cụ thể ta xét mục sau 3.1.Cấu trúc điều khiển Như sơ đồ ta thấy hai mạch vòng điều khiển rõ ràng riêng biệt,đó mạch vịng điều khiển tốc độ mạch vòng điều khiển dòng điện,sử dụng luật điều khiển PI,sử dụng thuật toán điều chế vector không gian(SVM) cho biến tần 3.2.Thiết kế điều khiển dòng điện Dựa theo mối quan hệ xây dựng phần trên,ta có sau: usd= Rs.(1+s.Ts)isd-ωsLsisq usq= Rs.(1+s.Ts)isq+ωsLsisd+ωs (4.1) ’ Với s toán tử laplace,ta đặt đại lượng nhiễu sau = ωsLsisq = ωsLsisd+ωs (4.2) ’ Từ ta có mối quan hệ rút gọn sau: usd= Rs.(1+s.Ts)isd- (4.3) usq= Rs.(1+s.Ts)isq+ Sau ta tổng hợp hệ thống mạch vòng dòng điện mạch vòng tốc độ,ta nhận thấy thực tế,mạch vịng điều chỉnh tốc độ có thời gian trễ lớn nhiều lần so với thời gian trễ mạch vịng dịng điện,vì hai thành phần + hai thành phần bù vào đầu hai mạch vịng điều khiển dịng điện thuật tốn điều khiển RFOC ta phải tách riêng hai thành phần dòng điện hoạt động hệ tọa độ quay dq.Nhưng tổng hợp điêu khiển,thành phần + coi nhiễu quan hệ điều khiển Ri đối tượng,cụ thể sau: idref id Bộ ĐK 𝐾𝑖 𝑇𝑖 𝑠 + 𝑢𝑠𝑑 ud 𝑅𝑠 + 𝑠𝐿𝑠 iqref 𝐾𝑖 𝑇𝑖 𝑠 + Bộ ĐK _ 𝑢𝑠𝑞 iq uq 𝑅𝑠 + 𝑠𝐿𝑠 Ở sơ đồ ta thấy xuất :bộ ĐK,hàm truyền khâu nghịch lưu thể ,trong Ki hệ số khuếch đại khâu nghịch lưu,Ti dạng hàm truyền số thời gian trễ.Ta nhận thấy đối tượng thực động không đồng ba pha rotor lồng sóc hệ truyền động cuộn dây stator,nên thể với dạng hàm truyền,động cịn dạng : ,trong Ls Rs số điện từ điện trở cuộn stator Ta có số thời gian Ti xuất tính Ti=ti+TPWM,trong ti số thời gian trễ khâu nghịch lưu biến đổi IGBT;Tpwm=1/fpwm số thời gian trễ khâu băm xung,điều chế PWM Bộ điều khiển chọn thông thường điều khiển PI có dạng Ri=K1(1+ ) Khi hàm truyền hở hệ là: G0= K1(1+ ) =K1 Áp dụng tiêu chuẩn tối ưu module cho hệ hở trên,hằng số thời gian T1 chọn cho khử số thời gian lớn mẫu số hàm truyền hở hệ Ta có được: T1=Ts K1= Như vậy,hàm truyền kín hệ cho tổng hợp là: Gk= = Với Ti đóng vai trị số thời gian nhỏ,do Ti nhỏ khơng đáng kể,ta xấp xỉ hàm truyền sau: = Gk Trong trình mơ phỏng,các hệ số kp,ki tính chọn cho kết đáp ứng tốt 3.2.Thiết kế điều khiển tốc độ Đối với động không đồng ba pha,sự chênh lệch hai đại lương :momen điện từ M momen cản MC nguyên nhân gây gia tốc quay rotor.Ta có phương trình chuyển động động không đồng thể bởi: M-MC=J Chuyển sang khơng gian laplace,ta có = Momen sinh tính tốn cơng thức thiết lập,cụ thể ta có: M= =KT Mặt khác,ta thấy cấu trúc điều khiển tốc độ,có vịng vịng điều khiển dịng điện isq,nên theo cơng thức xác lập,ta có cấu trúc điều khiển tốc độ động sau: 𝝎 _ 𝝎 PI tốc độ iq* MC Khâu đk dòng iq KT M 1/Js Bộ điều khiển tốc độ chọn điều khiển PI có dạng Gc=K1( ) Như vậy,hàm truyền hở mạch vịng điều khiển tốc độ có dạng: Gow= K1( ) Tương tự khâu điều chỉnh dòng điện,các số P I điều khiển phụ thuộc vào hệ thống điều khiển Áp dụng tiêu chuẩn tối ưu đối xứng cho hàm truyền hở hệ,việc tính chọn tham số điều khiển áp dụng tiêu chuẩn tối ưu đối xứng nhằm nâng cao độ dự trữ ổn định cho hệ kín,các tham số điều khiển chọn cho tần số cắt góc pha lớn Do đối tượng khâu quán tính bậc nhất,áp dụng chuẩn tối ưu đối xứng,ta có được: T1=4Tn K1= √ Việc tính chọn hệ số cho điều khiển PI tốc độ cho đáp ứng hệ thống đạt trạng thái tốt Chương 4:Mô đánh giá kết 4.1.Mô Tham số động chọn: Công suất định mức (P) Điện áp định mức ( Udm ) Tần số ( F ) Điện trở stator ( Rs ) rotor ( Rr ) Điện cảm stator ( Ls ) rotor ( Lr ) Hp 380 V 60 Hz Rs = 0.485 Ohm – Rr = 0.816 Ohm Ls = Lr =2e-3 H Lm = 69.31e-3 H Momen quán tính động ( J ) Số đơi cực ( P ) 4.2.Mơ hình tổng quan J = 0.089 Kg.m2 P = a.Các khối điều khiển,điều chế,biến tần -Khối chuyển tọa độ dq- : -Khối chuyển tọa độ abc-dq: -Khối điều chế vector không gian: -Khối biến tần sử dụng van đóng cắt IGBT: 4.3.Kết mô -Tần số điều chế PWM 10000Hz -Đáp ứng tốc độ:900rpm -Đáp ứng dòng: -Đáp ứng từ thông: -Dạng điện áp pha AB: -Đáp ứng tốc độ đảo chiều quay: +Quay thuận 300rpm +Quay ngược 200rpm -Đáp ứng từ thông đảo chiều: -Áp pha AB: Nhận xét đánh giá: -Ưu điểm: +Cho kết phản ứng nhanh,tốc độ bám tốt thời gian đáp ứng nhỏ,sử dụng tốt cho đối tượng động hoạt động vùng tốc độ định mức cận +Hệ thống đáp ứng tín hiệu đặt tốc độ vùng tốc độ bản, từ thông khơng đổi -Nhược điểm: +Do sử dụng thuật tốn điều chế vector khơng gian nên khối lượng tính tốn lớn,gây thời gian trễ lớn cho q trình tính tốn +Sử dụng thuật tốn điều chế vector khơng gian dễ gây hệ số đập mạch lớn,gây trình tỏa nhiệt tổn hao lớn cho thiết bị TÀI LIỆU THAM KHẢO Điều chỉnh tự động truyền động điện – Bùi Quốc Khánh, Phạm Quốc Hải, Nguyễn Văn Liễn, Dương Văn Nghi, NXB Khoa học Kỹ thuật – 1999 Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha – GS T.S Nguyễn Phùng Quang, NXB Giáo Dục 1998 Cơ sở truyền động điện - PGS – TS Bùi Quốc Khánh, PGS – TS Nguyễn Văn Liễn, NXB Khoa Học Kỹ Thuật – 2007 Điện tử công suất – Dương Văn Nghi, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh, NXB Khoa Học Kỹ Thuật – 2006