Các vấn đề về điều chế OFDM

Các vấn đề về điều chế OFDM

Kỹ thuật OFDM do R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ Trong những thập kỹ vừa qua nhiều công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực hiện ở khắp nơi trên thế giới Đặc biệt là công trình khoa học của Weistein và Ebert đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể thực hiện được thông qua các phép biến đổi IDFT và phép giải điều chế OFDM có thể thực hiện được bằng phép biến đổi DFT Vào đầu những năm 80, đội ngũ kỹ sư phòng thí nghiệm CCETT (Centre Commun d'Etudes en Télédiffusion et Télécommunication) dựa vào các lý thuyết Wienstein và Ebert đã đề xuất phương pháp điều chế số rất hiệu quả trong lĩnh vực phát thanh truyền hình số, đó là OFDM (Orthogonal Frequency Divionsion Multiplex) Phát minh này cùng với sự phát triển của kỹ thuật số làm cho kỹ thuật điều chế OFDM được sử dụng ngày càng trở nên rộng rãi Thay vì sử dụng IDFT và DFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhanh IFFT cho bộ điều chế OFDM, sử dụng FFT cho bộ giải điều chế OFDM

Ngày nay kỹ thuật OFDM còn kết hợp với các phương pháp mã kênh sử dụng trong thông tin vô tuyến Các hệ thống này còn được gọi với khái niệm là COFDM (Coded OFDM) Trong các hệ thống này tín hiệu trước khi được điều chế OFDM sẽ được mã kênh với các loại mã khác nhau với mục đích chống lại các lỗi đường truyền Do chất lượng kênh (độ fading và tỷ lệ tín hiệu trên tạp âm) của mỗi sóng mang phụ là khác O

nhau, người ta thực hiện điều chế tín hiệu trên mỗi sóng mang với các mức điều chế khác nhau Hệ thống này mở ra khái niệm về hệ thống truyền dẫn sử dụng kỹ thuật OFDM với bộ điều chế tín hiệu thích ứng (adaptive modulation technique) Kỹ thuật này hiện đã được sử dụng trong hệ thống thông tin máy tính băng rộng HiperLAN/2 ở Châu Âu Trên thế giới hệ thống này được chuẩn hóa theo tiêu chuẩn IEEE.802.11a

1.2 Các ưu và nhược điểm

Bên cạnh những ưu điểm kể trên của kỹ thuật OFDM, các hệ thống sử dụng kỹ thuật này còn có nhiều ưu điểm cơ bản khác liệt kê sau đây:

* Hệ thống OFDM có thể loại bỏ hoàn toàn nhiễu liên ký tự (Intersymbol Interference- ISI) nếu độ dài chuỗi bảo vệ (Guard interval length) lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh

* Phù hợp cho việc thiết kế hệ thống truyền dẫn băng rộng ( hệ thống có tốc độ truyền dẫn cao), do ảnh hưởng của sự phân tập về tần số (frequency selectivity) đối với chất lượng hệ thống được giảm nhiều so với hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang

* Hệ thống có cấu trúc bộ thu đơn giản

Bên cạnh đó, kỹ thuật OFDM cũng có một vài nhược điểm cơ bản đó là:

* Một trong những vấn đề của OFDM là nó có công suất đỉnh cao hơn so với công suất trung bình Khi tín hiệu OFDM được điều chế RF, sự thay đổi này diễn ra tương tự đối với biên độ sóng mang, sau đó tín hiệu được truyền đi trên môi trường tuyến tính, tuy nhiên độ tuyến tính rất khó giữ khi điều chế ở công suất cao, do vậy méo dạng tín hiệu kiểu này hay diễn ra trên bộ khuyếch đại công suất của bộ phát Bộ thu thiết kế không tốt có thể gây méo dạng trầm trọng hơn Méo dạng gây ra hầu hết các vấn đề như trải phổ, gây ra nhiễu giữa các hệ thống khi truyền trên các tần số RF kề nhau

* Việc sử dụng chuỗi bảo vệ có thể tránh được nhiễu ISI nhưng lại làm giảm đi một phần hiệu suất đường truyền, do bản thân chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích

* Do yêu cầu về điều kiện trực giao giữa các sóng mang phụ, hệ thống OFDM rất nhạy cảm với hiệu ứng Doppler cũng như là sự dịch tần (frequency offset) và dịch thời gian (time offset) do sai số đồng bộ

- Ảnh hưởng của sự sai lệch thời gian đồng bộ: OFDM có khả năng chịu đựng tốt các sai số về thời gian nhờ các khoảng bảo vệ giữa các symbol Với một kênh truyền không có delay do hiệu ứng đa đường, time offet có thể bằng khoảng bảo

vệ mà không mất đi tính trực giao, chỉ gây ra sự xoay pha của các sóng mang con mà thôi Nếu lỗi time offset lớn hơn khoảng bảo vệ thì hoạt động của hệ thống suy giảm nhanh chóng Nguyên nhân là do các symbol trước khi đến bộ FFT sẽ bao gồm một phần nội dung của các symbol khác, dẫn đến ISI (Inter-Symbol Interference)

- Ảnh hưởng của sự sai lệch đồng bộ tần số: Một trong những vấn đề lớn của OFDM là nó dễ bị ảnh hưởng bởi offset về tần số Giải điều chế tín hiệu OFDM có thể gây ra sai về tốc độ bit Điều này làm cho tính trực giao giữa các subcarrier bị mất đi (kết quả của ICI và sự xoay pha không sửa chữa được ở bộ thu)

Sai số về tần số diễn ra chủ yếu theo 2 nguồn chính: lỗi của bộ dao động và hiệu ứng Doppler Bất kỳ một sự bất đồng bộ nào giữa bộ phát và bộ thu đều có thể gây ra offset về tần số Offset này có thể được bù bằng cách dùng bộ bám tần số, tuy nhiên chỉ khắc phục mà thôi, hoạt động của hệ thống vẫn bị ảnh hưởng

Sự di chuyển tương đối giữa bộ thu và bộ phát gây ra dịch chuyển Doppler của tín hiệu Điều này có thể hiểu là sự offset tần số trong môi trường truyền tự do, nó có thể khắc phục bằng một bộ bù tại bộ dao động Một vần đề quan trọng của hiệu ứng Doppler là trải Doppler, nó gây nên bởi sự di chuyển giữa bộ phát và bộ thu trong môi trường đa đường Trải Doppler gây nên bởi vận tốc tương đối giữa các thành phần tín hiệu phản xạ lại, tạo ra quá trình "điều chế tần số" cho tín hiệu Quá trình này diễn ra ngẫu nhiên trên các subcarrier do trong môi trường bình thường, một lượng lớn phản xạ đa đường xảy ra Trải Doppler khó được bù và làm suy giảm chất lượng tín hiệu Ngày nay OFDM đã được tiêu chuẩn hóa là phương pháp điều chế cho các hệ thống phát thanh số DAB và DRM, truyền hình mặt đất DVB-T, mạng máy tính không dây tốc độ cao HiperLAN/2

1.3 Sự ứng dụng của kỹ thuật OFDM ở Việt Nam

Có thể nói mạng internet băng rộng ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) rất quen thuộc ở Việt Nam, nhưng ít người biết rằng sự nâng cao tốc độ đường truyền trong hệ thống ADSL chính là nhờ công nghệ OFDM Nhờ kỹ thuật điều chế đa sóng mang và sự cho phép chồng phổ giữa các sóng mang mà tốc độ truyền dẫn trong hệ thống ADSL tăng lên một cách đáng kể so với các mạng cung cấp dịch vụ internet thông thường

Bên cạnh mạng cung cấp dịch vụ ADSL hiện đang được sử dụng rất rộng rãi ở Việt Nam hiện nay, các hệ thống thông tin vô tuyến như mạng truyền hình số mặt đất DVB-T cũng đang được khai thác sử dụng Các hệ thống phát thanh số như DAB và DRM chắc chắn sẽ được khai thác sử dụng trong một tương lai không xa Các mạng về thông

tin máy tính không dây như HiperLAN/2, IEEE 802.11a, g cũng sẽ được khai thác một cách rộng rãi ở Việt Nam

1.4 Các hướng phát triển trong tương lai

Kỹ thuật OFDM hiện được đề cử làm phương pháp điều chế sử dụng trong mạng thông tin thành thị băng rộng Wimax theo tiêu chuẩn IEEE 802.16a và hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư Trong hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư, kỹ thuật OFDM còn có thể kết hợp với các kỹ thuật khác như kỹ thuật đa anten phát và thu (MIMO technique) nhằm nâng cao dung lượng kênh vô tuyến và kết hợp với công nghệ CDMA nhằm phục vụ dịch vụ đa truy cập của mạng Một vài hướng nghiên cứu với mục đích thay đổi phép biến đổi FFT trong bộ điều chế OFDM bằng phép biến đổi Wavelet nhằm cải thiện sự nhạy cảm của hệ thống đối với hiệu ứng dịch tần do mất đồng bộ gây ra và giảm độ dài tối thiểu của chuỗi bảo vệ trong hệ thống OFDM Tuy nhiên khả năng ứng dụng của công nghệ này cần phải được kiểm chứng cụ thể hơn nữa trong tương lai

1.5 Các cột mốc và ứng dụng quan trọng của OFDM

1957: Kineplex, multi-carrier HF modem

1966: Chang, Bell Labs: thuyết trình và đưa ra mô hình OFDM 1971: Weinstein & Ebert đề nghị sử dụng FFT và khoảng bảo vệ 1985: Cimini mô tả ứng dụng của OFDM trong thông tin di động 1987: Alard & Lasalle: áp dụng OFDM cho digital broadcasting 1995: Chuẩn ETSI DAB: chuẩn OFDM cơ bản đầu tiên

1997: Chuẩn ETSI DVB-T

1998: Dự án Magic WAND trình diễn OFDM modems cho mạng WLAN 1999: Chuẩn IEEE 802.11a và ETSI BRAN HiperLAN/2 cho Wireless LAN 2000: Được dùng trong truy cập vô tuyến cố định (V-OFDM, Flash-OFDM) 2001: OFDM được đề cử cho những chuẩn mới 802.11 và 802.16

2002: Được dùng trong chuẩn IEEE 802.11g chuẩn cho WLAN 2003: OFDM được đề cử cho UWB (802.15.3a)

2004: Được dùng trong chuẩn IEEE 802.16-2004 chuẩn cho mạng WMAN (WiMAX)

Được dùng trong chuẩn Chuẩn ETSI DVB-H

Được đề cử cho chuẩn IEEE 802.15.3a, mạng WPAN (MB-OFDM) Được đề cử cho chuẩn IEEE 802.11n, thế hệ kế tiếp của mạng WLAN 2005: Được đề cử cho chuẩn di động tế bào 3.75G (3GPP & 3GPP2)

Được đề cử cho chuẩn 4G (CJK)

Tuy nhiên có thể sắp xếp các sóng mang trong OFDM sao cho các dải biên của chúng che phủ lên nhau mà các tín hiệu vẫn có thể thu được chính xác mà không có sự can nhiễu giữa các sóng mang Muốn được như vậy các sóng mang phải trực giao về mặt toán học Máy thu hoạt động như một bộ gồm các bộ giải điều chế, dịch tần mỗi sóng mang xuống mức DC, tín hiệu nhận được lấy tích phân trên một chu kỳ của symbol để phục hồi dữ liệu gốc Nếu tất cả các sóng mang khác đều được dịch xuống tần số tích phân của sóng mang này (trong một chu kỳ symbol τ), thì kết quả tính tích phân cho các sóng mang khác sẽ là zero Do đó các sóng mang độc lập tuyến tính với nhau (trực giao) nếu khoảng cách giữa các sóng là bội số của 1/τ Bất kỳ sự phi tuyến nào gây ra bởi can nhiễu giữa các sóng mang ICI (Inter-Carrierinterference) cũng làm mất đi tính trực giao

Việc xử lý (điều chế và giải điều chế) tín hiệu OFDM được thực hiện trong miền tần số, bằng cách sử dụng các thuật toán xử lý tín hiệu số DSP (Digital Signal Processing ) Nguyên tắc của tính trực giao thường được sử dụng trong phạm vi DSP Trong toán học, số hạng trực giao có được từ việc nghiên cứu các vectơ Theo định nghĩa, hai vectơ được gọi là trực giao với nhau khi chúng vuông góc với nhau hay là tích của 2 vectơ là bằng 0 Điểm chính ở đây là ý tưởng nhân hai hàm số với nhau, tổng hợp các tích và nhận được kết quả là 0

Hình 2.1 : Tích 2 vectơ trực giao bằng 0

O

Đầu tiên ta chú ý đến hàm số thông thường có giá trị trung bình bằng không (ví dụ giá trị trung bình của hàm sin dưới đây ) Nếu cộng bán kỳ dương và bán kỳ âm của dạng sóng sin như dưới đây chúng ta sẽ có kết quả là 0 Quá trình tích phân có thể được xem xét khi tìm ra diện tích dưới dạng đường cong Do đó diện tích của 1 sóng sin có thể được viết như sau:

Hình 2.2 : Giá trị trung bình của sóng sin bằng 0

Nếu chúng ta nhân và cộng (tích phân) hai dạng sóng sin có tần số khác nhau.Ta nhận thấy quá trình này cũng bằng 0

Hình 2.3 : Tích phân các sóng sin có cùng tần số

Nếu hai sóng sin có cùng tần số như nhau thì dạng sóng hợp thành luôn dương, giá trị trung bình của nó luôn khác không (hình trên) Đây là cơ cấu rất quan trọng cho quá trình giải điều chế OFDM Các máy thu OFDM biến đổi tín hiệu thu được sang miền tần số nhờ dùng kỹ thuật xử lý tín hiệu số gọi là biến đổi nhanh Fourier (FFT)

Việc giải điều chế chặt chẽ được thực hiện kế tiếp trong miền số (digital domain) bằng cách nhân từng sóng mang được truyền đến máy thu với từng sóng mang được tạo ra trong máy thu có cùng tần số và pha một cách chính xác Sau đó phép tích phân được thực hiện, kết quả là tất cả các sóng mang khác sẽ về không ngoại trừ sóng mang được nhân, nó được dịch lên trục x, được tách ra một cách hiệu quả và giá trị symbol của nó khi đó đã được xác định Toàn bộ quá trình này được lặp lại khá nhanh chóng cho mỗi sóng mang, đến khi tất cả các sóng mang đã được giải điều chế Nhiều lý thuyết chuyển đổi được thực hiện bằng chuỗi trực giao

Hai hàm thực f(t) và g(t) được gọi là trực giao (orthogonal) với nhau trên đoạn {t0,t1} nếu:

t ≤ ≤ + với m, n ≠0, m≠n và k nguyên dương, nghĩa là :

00 )cos( ) 0cos(

tmt

Hình 2.4 : Cấu trúc của tín hiệu OFDM trong miền thời gian

Do vậy ta có thể dùng tập hợp trên như một tập hàm vectơ cơ sở trực giao

Sóng mang con trong một tín hiệu OFDM được đặt chồng lấp lên nhau mà vẫn duy trì tính trực giao giữa chúng Tín hiệu OFDM được tạo thành từ tổng các tín hiệu sin, với mỗi tín hiệu sin tương ứng một sóng mang con Tần số băng gốc của mỗi sóng mang con được chọn là số nguyên lần nghịch đảo thời gian ký tự, kết quả là tất cả các sóng mang đều có một số nguyên lần chu kỳ trên một ký tự OFDM Vậy các sóng mang con trực giao với nhau Hình 2.4 thể hiện cấu trúc của một tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con

Một cách khác để xem xét tính trực giao của tín hiệu OFDM là xem xét trong miền tần số của nó Trong miền tần số mỗi sóng mang con có đáp ứng tần số là sinc =

xx /)

sin( như ta thấy trong hình 2.5 Đó là kết quả của thời gian ký tự tương ứng với nghịch đảo khoảng cách sóng mang Xa hơn bộ thu là liên quan đến mỗi ký tự OFDM truyền trong một khoảng thời gian cố định (TFFT) với việc không bóp nhọn tại đầu cuối của ký tự Thời gian ký tự này tương ứng với biến đổi ngược của khoảng cách sóng mang con của 1/TFFT Hz Tín hiệu có dạng chữ nhật trong miền thời gian thì sẽ có đáp ứng tần số là sinc trong miền tần số Hình dạng sinc có một búp chính hẹp, với nhiều búp cạnh suy giảm chậm với biên độ của tần số khác nhau từ trung tâm Mỗi sóng

mang con có đỉnh tại tần số trung tâm và khoảng cách rỗng với lỗ hổng tần số bằng khoảng cách sóng mang

Bản chất trực giao của việc truyền là kết quả của đỉnh sóng mang con và đáp ứng rỗng với các sóng mang con còn lại Khi tín hiệu được tách bằng cách sử dụng DFT, phổ không phải liên tục như hình 2.5(a) mà gồm các mẫu rời rạc, điểm lấy mẫu được ký hiệu “o” như trong hình Nếu DFT được đồng bộ thời gian, tần số lấy mẫu của DFT tương ứng đúng với đỉnh của sóng mang con, vì vậy sự chồng lấp trong miền tần số giữa các sóng mang con không ảnh hưởng đến bộ thu Giá trị đỉnh của các sóng mang còn lại tương ứng với đáp ứng rỗng, dẫn đến sự trực giao giữa các sóng mang con

Hình 2.5 : Đáp ứng tần số của sóng mang con trong tín hiệu OFDM 5 tone

a chỉ phổ của mỗi sóng mang con, và mẫu tần số rời rạc xem xét bởi bộ thu Chú ý mỗi sóng mang định dạng trong miền tần số là sinc (sin(x)/x)

b chỉ sự kết hợp toàn bộ đáp ứng 5 sóng mang con ( đường đen dày)

2.2 Biểu thức của tín hiệu OFDM

Như đã biết, một sóng mang là một dao động điều hòa có thể được mô tả bởi :

với Ac(t) và ϕc(t) là biên độ và pha của sóng mang trong từng symbol Chẳng hạn như

với điều chế QPSK, symbol thứ p trong khoảng thời gian (p-1)τ < t < pτ, ϕc(t) sẽ nhận

= 1

trong đó : ωn = ω0 + nΔω

Tín hiệu phát ra cho mỗi symbol OFDM từ thời điểm t = Δ đến thời điểm t = Ts là :

k : hệ số biểu diễn cho sóng mang

Kmax : chỉ số sóng mang lớn nhất, Kmax = Ncarrier - 1 Kmin : chỉ số sóng mang nhỏ nhất, Kmin = 0

fc : tần số trung tâm của tín hiệu RF Tu : thời gian symbol tích cực

Δ : khoảng thời gian bảo vệ

Ck : biểu thức của sóng mang thứ k ở dạng phức

2.3 Tạo tín hiệu OFDM

Những chòm sao phức cho mỗi sóng mang và cho bước điều chế được cung cấp bởi bộ tiền xử lý LCA (Logic Cell Array) để tạo các sóng mang điều chế Các symbol điều chế được xác định theo phần thực và phần ảo (tổ hợp của phần thực và ảo này chính là symbol điều chế theo mã Gray) Các sóng mang được tập hợp trong thanh ghi ngõ vào của chip IFFT, khi có đủ N sóng mang thì IFFT hoạt động, biến đổi các sóng mang từ miền tần số sang miền thời gian Các tín hiệu I/Q qua bộ biến đổi D/A, theo sau đó là bộ điều chế I/Q đưa tín hiệu OFDM vào băng thông kênh truyền

Bộ điều chế I/Q gồm có hai bộ điều chế Double-Sideband AM (DSB AM) với sóng mang dịch pha 900, các tín hiệu ngõ ra được tổ hợp tạo ra tín hiệu OFDM ở dạng analog, bộ điều chế I/Q chỉ tạo ra một phổ duy nhất mặc dù sử dụng hai bộ điều chế DSB Bộ phát OFDM tạo ra N dòng phổ trong băng tần hẹp, mỗi dòng phổ tương ứng được xác định trong thời gian từng chu kỳ symbol, nhằm tạo ra tín hiệu OFDM có N sóng mang với điều chế đã lựa chọn

Trong suốt chu kỳ symbol, quan hệ biên độ và pha là cố định Nhờ công nghệ xử lý tín hiệu số thực hiện phép biến đổi Fourier nhanh IFFT, tính toán các mẫu tín hiệu thời gian là thành phần thực và ảo, sau đó cung cấp lại dạng nhị phân tại ngõ ra Các hệ số Fourier phức được thiết lập bằng giá trị phức của các sóng mang phụ điều chế, chỉ có một số của N giá trị ngõ vào tương ứng với số sóng mang OFDM được sử dụng, vì thế có thể sử dụng các bộ lọc thông thấp có độ dốc giới hạn phía sau bộ biến đổi D/A

D/ADSB AM+Pre-proc

(LCA)Re

data rate

Kỹ thuật mã hoá kiểm soát lỗi có thể tách và sửa lỗi xảy ra khi thông điệp được truyền trên hệ thống thông tin số Để thực hiện điều này, mã hoá không chỉ truyền ký tự thông tin mà nó còn truyền một hoặc nhiều ký tự dư Bộ giải mã sử dụng ký tự dư để tách và chỉnh sửa lỗi xuất hiện trong khi truyền Mã hóa FEC (forward error control: kiểm soát lỗi tiến) trong hệ thống thông tin số gồm :

• Mã hoá khối : mã hoá khối bao gồm mã hoá Reed-Solomon, BCH, vòng, Hamming, và mã hoá khối tuyến tính generic

• Mã hoá chập : Mã hoá chập và giải mã Viterbi

Với hệ thống OFDM để sửa sai bit khi sóng mang con của hệ thống bị ảnh hưởng của fading chọn lọc tần số và ICI gây ra bởi fading nhanh thường sử dụng FEC là mã hóa khối Reed-Solomon và mã hóa chập

Do fading chọn lọc tần số của các kênh truyền vô tuyến điển hình, các sóng mang con OFDM nhìn chung có biên độ rất khác nhau Suy hao nhiều trong phổ tần số có thể làm cho sóng mang con ít tin cậy hơn sóng mang khác Vì vậy chúng thường hay tạo ra chùm lỗi liên tiếp hơn là lỗi phân tán ngẫu nhiên (như dưới tác động của nhiễu Gaussian) Hầu hết các mã tiền sửa lỗi FEC không được thiết kế để giải quyết lỗi chùm Vì vậy việc phân tán ký tự nhằm ngẫu nhiên hoá sự xuất hiện của những bit lỗi trước khi giải mã Tại máy phát bằng cách nào đó người ta sẽ hoán vị các bit sau khi mã hoá sao cho mỗi bit kế cận cách nhau nhiều bit sau khi interleaving Tại máy thu, việc hoán vị ngược lại sẽ được thực hiện trước khi giải mã Kỹ thuật interleaving thông thường là kỹ thuật phân tán theo khối (block interleaving), hay cũng có thể là phân tán dạng chập (convolution interleaving) Nhìn chung thì mục đích cuối cùng của việc thực hiện Interleaving là đảm bảo cho xác suất xuất hiện bit 1 và bit 0 là đều nhau

2.4.2.1 Kỹ thuật phân tán khối ( Block Interleaving)

Hình 2.8 : Thuật toán block interleaving/ deinterleaving

Luồng bit sau khi mã hoá được đọc vào theo từng dòng của ma trận có kích thước p×m và đọc ra theo cột, trong đó p là chu kỳ của bộ interleaver và m=N/p Động tác này sẽ thay thế p-1 ký tự vào giữa mỗi 2 ký tự số ban đầu Nét tinh tế của kỹ thuật này là các ký tự mà ta thực hiện động tác xen chính là các biên độ của các sóng mang được điều chế Vì vậy, kỹ thuật phân tán dữ liệu có tác động phân tán trong miền tần số Khi

ký tự OFDM thu về, quá trình deinterleaving được thực hiện, kết quả các lỗi chùm được chia thành những lỗi bit riêng lẻ, điều này nâng cao đáng kể hiệu quả sửa lỗi của bộ giải mã hệ thống FEC

2.4.2.2 Kỹ thuật phân tán dạng chập ( convolution interleaving)

Hình 2.9 : Sơ đồ khối bộ convolutional interleaver/ Deinterleaver

Hình 2.9 mô tả sơ đồ khối bộ convolution interleaver được Ramsey và Forney giới thiệu lần đầu tiên Các ký tự mã hóa được dịch vào một bộ N thanh ghi, mỗi thanh ghi tiếp theo cho phép lưu nhiều hơn thanh ghi trước đó tới J ký tự Thanh ghi số 0 xem như không có chức năng ghi dịch (ký tự được đi thẳng vào) Với mỗi ký tự mã hoá mới, bộ chuyển mạch sẽ chuyển sang một thanh ghi mới, và ký tự mới này sẽ được dịch vào Trong khi ký tự trước đó của thanh ghi trước, sẽ dịch chuyển ra bộ điều chế hay máy phát Sau (N-1) thanh ghi, bộ chuyển mạch lại quay về thanh ghi 0 và quá trình được thực hiện lặp lại Bộ giải phân tán thực hiện động tác ngược lại, và cả hai bộ chuyển mạch tại đầu phát và thu cần phải được hoạt động đồng bộ

Bộ phân tán ký tự dạng này có chất lượng tương đương với dạng khối nhưng ưu điểm đặc biệt là nó gây trễ đầu phát tới đầu thu chỉ bằng M(N-1) ký tự Trong đó, M=NJ và số phần tử nhớ trong các thanh ghi dịch là M(N-1)/2 tại cả 2 đầu kênh Bởi vậy bộ phân tán dạng chập giảm được một nửa bộ nhớ cũng như độ trễ cho hệ thống so với dạng khối

2.4.3 Chuyển đổi Serial/Parallel và Parallel/Serial

Hình 2.10: a) Hệ thống đơn sóng mang b) OFDM với 1

3 B

B là băng thông của kênh truyền [Hz]

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ Serial/Parallel (nối tiếp sang song song)

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k x b bit k <= N, với b

là số bit trong mô hình điều chế số, N số sóng mang k, N sẽ được chọn sao cho các

luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng Bằng cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền từ frequency selective fading thành kênh truyền flat fading

Ngược lại với phía phát, phía thu sẽ dùng bộ Parallel/Serial để ghép N luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất

Hình 2.11: Cho ta thấy quan hệ giữa tốc độ symbol và tốc độ bit phụ thuộc vào số bit trong một symbol.

Mỗi một symbol b bit trong một frame sẽ được đưa vào bộ mapping, mục đích là để nâng cao dung lượng kênh truyền Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M=2b

trạng thái hay một vị trí trong constellation (giản đồ chòm sao)

* BPSK sử dụng 1 symbol có 1 bit 0 hoặc 1 sẽ xác định trạng thái pha 00hoặc 180O

, tốc độ Baud hay tốc độ symbol sẽ bằng tốc độ bit Rsymbol =Rb

* QPSK sử dụng 1 symbol 2 bit (Dibit), Rsymbol =Rb / 2

* 8-PSK hay 8-QAM sử dụng 1 symbol 3 bit (Tribit), Rsymbol =Rb / 3 * 16-PSK hay 16-QAM sử dụng 1 symbol 4 bit (Quabit), Rsymbol =Rb / 4

Số bit được truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả băng thông

Một số phương thức điều chế số thường dùng trong bộ Mapping: * M-PSK (Phase Shift Keying)

* M-DPSK (Differential Phase Shift Keying) * M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)

2.4.4.1 M-PSK (M-Phase shitf keying)

Sóng mang chỉ thay đổi về pha phụ thuộc bit vào, mà không thay đổi biên độ, nên công suất của tín hiệu không đổi Một số dạng PSK thường gặp:

* BPSK có 2 trạng thái pha phụ thuộc 1 bit vào

* QPSK có 4 trạng thái pha phụ thuộc 2 bit (Dibit) vào * 8-PSK có 8 trạng thái pha phụ thuộc 3 bit (Tribit) vào * 16-PSK có 16 trạng thái pha phụ thuộc 4 bit (Quadbit) vào

Phương pháp này đòi hỏi phía thu phải khôi phục được chính xác sóng mang M-PSK có biểu thức tổng quát như sau:

Pha của sóng mang có giá trị là 1 trong M góc pha: 2

Hình 2.13: Giản đồ chòm sao QAM

Sau đây là biểu thức tổng quát của tín hiệu M-QAM:

2.4.4.3 DPSK (Differential Phase Shift Keying)

Đây là một dạng của M-PSK, trước khi đi vào bộ M-PSK tín hiệu sẽ được xử lý sai biệt, kí tự ra khỏi bộ này chứa đựng thông tin về sự khác nhau giữa hai kí tự liên tiếp

Bộ giải điều chế sẽ so sánh sự khác biệt về pha giữa 2 kí tự liên tiếp để xác định kí tự thu được Thông thường nhiễu tác động lên 2 kí tự liên tiếp gần như nhau, sai biệt giữa 2 kí tự liên tiếp sẽ giống nhau trong trường hợp có nhiễu và không có nhiễu.

Ưu điểm của phương pháp này là không cần khôi phục sóng mang Tuy nhiên để có sai số như PSK, tín hiệu DPSK vào bộ giải điều chế cần có tỷ số tín hiệu trên nhiễu S/N lớn hơn từ 1 đến 3dB so với PSK Hình 2.14, 2.15 và 2.16 cho ta thấy cách thức điều chế và giải điều DBPSK

Hình 2.14 : Sơ đồ điều chế DBPSK

Hình 2.15: Chuỗi bit vào và pha của sóng mang tương ứng

Hình 2.16: Sơ đồ giải điều chế DBPSK

Transform)

Phép biến đổi IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) cho phép ta tạo tín hiệu OFDM dễ dàng, tức là điều chế N luồng tín hiệu song song lên N tần số trực giao một cách chính xác và đơn giản Phép biến đổi DFT (Discrete Fourier Transform) cho phép ta giải điều chế lấy lại thông tin từ tín hiệu OFDM Nhờ sử dụng phép biến đổi IDFT

và DFT mà ta tinh giản được bộ tổng hợp tần số phức tạp ở phía phát và phía thu Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần số phải tạo ra một tập tần số cách đều nhau chính xác và đồng pha, nhằm tạo ra tập tần số trực giao hoàn hảo, điều này không hề đơn giản một chút nào

Biến đổi DFT phức có thể được xem như là cách xác định biên độ và pha của những thành phần sóng sin và cosin cấu thành nên tín hiệu phân tích

Công thức (2.14) định nghĩa biến đổi Fourier phức nên cả hai mảng miền thời gian và miền tần số đều lưu trữ những giá trị phức

Mảng X[k] bao gồm cả tần số dương và âm, trong đó chỉ số k=0, ,N/2 biểu thị cho tần số dương và k=N/2+1, , N-1 biểu thị cho tần số âm

Hình 2.17: Ví dụ về phổ phức thay thế cho tín hiệu miền thời gian hoàn toàn thực

Có hai cách chính để ứng dụng biến đổi DFT phức vào hệ thống điện tử:

* Tín hiệu miền thời gian được giả sử là tất cả đều là số thực: Phần thực của tín hiệu miền tần số có đối xứng chẵn và phần ảo có đối xứng lẻ

* Tín hiệu miền thời gian được giả sử là hoàn toàn phức: tần số dương và âm độc lập với nhau

Hình 2.18: Giải thuật DFT và IDFT phức Đường nét đứt tượng trưng cho DFT và đường nét đậm tượng trưng cho IDFT Mảng tần số chứa các giá trị tần số dương và

âm Tần số dương chạy từ 0 đến N/2

Công nghệ ADSL (Asynchronous Digital Subscriber Line) sử dụng tín hiệu miền thời gian hoàn toàn thực Tín hiệu miền thời gian phức được dùng trong chuẩn ứng dụng W-LAN 802.11a IEEE

Điều cuối cùng cần chú ý đối với DFT là khoảng cách tần số giữa mỗi mẫu trong miền tần số (thường gọi là độ phân giải - the resolution) phụ thuộc vào tần số lấy mẫu fs và chiều dài N của bộ biến đổi FFT:

2.4.5.1 Phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT

Phép biến đổi Fourier rời rạc DFT sẽ phân tích tín hiệu thành những thành phần sóng sin có khoảng cách đều nhau trong khoảng tần số

Ngược lại phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT sẽ tổng hợp tất cả các sóng sin và cos có biên độ lưu trữ trong mảng X[k] để tái tạo trở lại tín hiệu phát miền thời gian:

Cộng tất cả các tín hiệu sin đó lại với nhau sẽ tái tạo lại được tín hiệu phát

Dạng sóng cos và sin trong (2.14) và (2.16) có thể được hiểu như là những tín hiệu thực được phát ra bởi các mạch vật lý

2.4.5.2 Phép biến đổi Fourier nhanh

Việc tính toán DFT một cách trực tiếp trong trường hợp N lớn sẽ tiêu tốn rất nhiều thời gian Thời gian tính toán cần thiết tăng theo N2 Tuy nhiên nếu ta sử dụng số sóng mang N là lũy thừa của 2 thì có cách tính hiệu quả hơn nhiều là FFT

Removal)

Giả thiết một mẫu tín hiệu OFDM có độ dài là TS Chuỗi bảo vệ là một chuỗi tín hiệu có độ dài là TG ở phía sau sao chép lên phần phía trước của tín hiệu này Sự sao chép

này có tác dụng chống lại nhiễu ISI gây ra bởi hiệu ứng đa đường Nguyên tắc này được giải thích như sau:

Giả thiết máy phát phát đi 1 khoảng tín hiệu hình sin có chiều dài là TS Sau khi chèn chuỗi bảo vệ tín hiệu này có chu kỳ là T=TS+TG Do hiệu ứng đa đường tín hiệu này sẽ đến máy thu qua nhiều tuyến đường truyền với trễ truyền dẫn khác nhau Để đơn giản cho việc giải thích nguyên lý này, hình 2.19 chỉ mô tả tín hiệu thu được từ hai tuyến truyền dẫn, trong đó một tuyến truyền dẫn không có trễ, tuyến còn lại trễ so với tuyến đầu tiên là τmax Ở tuyến đầu tiên ta nhận thấy mẫu tín hiệu thứ (k-1) không chồng lấn lên mẫu tín hiệu thứ k Điều này là do ta giả sử rằng tuyến đầu tiên không có trễ truyền dẫn Tuy nhiên ở tuyến 2, mẫu tín hiệu thứ (k-1) bị dịch sang mẫu tín hiệu thứ k một khoảng là τmax do trễ truyền dẫn Tương tự như vậy mẫu tín hiệu thứ k bị dịch sang tín hiệu thứ (k+1) một khoảng cũng là τmax Tín hiệu thu được ở máy thu sẽ là tổng của tín hiệu tất cả các tuyến Sự dịch tín hiệu do trễ truyền dẫn trong các phương pháp điều chế thông thường sẽ gây ra nhiễu ISI Tuy nhiên trong hệ thống OFDM có sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ loại bỏ được nhiễu này Trong trường hợp

T≥τ như mô tả ở hình 2.19, thì phần bị chồng lấn tín hiệu gây nhiễu ISI chỉ nằm trong khoảng của chuỗi bảo vệ Khoảng tín hiệu có ích có độ dài TS không bị chồng lấn bởi các mẫu tín hiệu khác Ở phía thu, chuỗi bảo vệ sẽ bị gạt bỏ trước khi gửi đến bộ giải điều chế OFDM Điều kiện quyết định để đảm bảo hệ thống OFDM không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI là:

Việc sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang phụ, do vậy đơn giản hóa cấu trúc bộ ước lượng kênh truyền, bộ cân bằng tín hiệu ở phía máy thu Tuy nhiên chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích nên phổ tín hiệu của hệ thống bị giảm đi một hệ số là :

Sampling period

Hình 2.20 : Trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ không gây ra ISI và ICI

Hình 2.21 : Tín hiệu thu bị dịch pha do ảnh hưởng của tín hiệu đa đường

Như trên hình 2.20, ta có thể thấy rằng nếu trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ không có hiện tượng giao thoa giữa ký tự trước và ký tự hiện tại, do đó sẽ không gây ra ISI và ICI Tuy nhiên, do tín hiệu nhận được tại máy thu là tổng của nhiều thành phần đa đường nên sẽ gây ra sự dịch pha cho các sóng mang như ở hình 2.21 Việc ước lượng kênh ở máy thu sẽ khắc phục sự dịch pha này

Hình 2.22: Các thành phần của ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền multipath: a) không có khoảng bảo vệ; b) có khoảng bảo vệ

Hình 2.23: Những ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền multipath: a) không có khoảng bảo vệ b) có chèn khoảng bảo vệ

Hình 2.22 minh họa khái niệm chèn khoảng thời gian bảo vệ trong hệ thống OFDM và hình 2.23 minh họa ý tưởng dùng khoảng bảo vệ để loại bỏ khoảng ISI giữa những ký tự OFDM, ở hình 2.23 (a) thì ký tự OFDM thu được bị can nhiễu bởi ký tự OFDM trước nó, ở hình 2.23 (b) thì ký tự OFDM thu được không còn bị ảnh hưởng của ký tự OFDM trước đó

Trong khoảng thời gian bảo vệ, máy thu bỏ qua tất cả các tín hiệu, như vậy có nghĩa là khoảng bảo vệ là khoảng vô ích, nó không mang dữ liệu có ích Lựa chọn khoảng bảo vệ liên quan đến thời gian trễ của echo, đồng thời cũng liên quan mật thiết đến số lượng sóng mang Trong thực tế khoảng thời gian bảo vệ được tạo ra bằng cách lặp lại một tỷ lệ của dòng bit tích cực trong chu kỳ trước đó, khoảng bảo vệ được chọn dựa vào khoảng thời gian tích cực của symbol, có thể là 1/4, 1/8, 1/16, 1/32 thời gian symbol tích cực

Thât ra ý tưởng của phương pháp này có từ giữa những năm 1980 Nhưng do lúc đó còn hạn chế về mặt công nghệ (khó tạo ra các bộ điều chế và giải điều chế đa sóng mang giá thành thấp theo biến đổi nhanh Fourier (Inverse Fast Fourier Transform –IFFT) nên cho tới nay dựa trên những thành tựu của công nghệ mạch tích hợp, phương pháp này mới được đưa vào thực tiễn

Chuỗi symbol rời rạc s[n] sau khi được chèn khoảng bảo vệ ΔG, sẽ được đưa vào bộ

biến đổi từ số sang tương tự D/A và bộ lọc thông thấp (low pass filter) tạo ra tín hiệu liên tục s(t) để có thể đưa ra kênh truyền vô tuyến

Ở phía thu, bộ A/D làm động tác ngược lại bộ D/A, bộ A/D sẽ lấy mẫu tín hiệu OFDM thu được s’(t), lượng tử và mã hóa cho ra tín hiệu số rời rạc, sau đó tín hiệu rời rạc này sẽ đi qua bộ Guard Interval Removal để loại bỏ khoảng bảo vệ.

Trong bất kỳ hệ thống truyền dẫn vô tuyến nào, tín hiệu trước khi được truyền đi đều được nhân với xung cơ bản Mục đích của phép nhân này là giới hạn phổ của tín hiệu phát sao cho phù hợp với bề rộng cho phép của kênh truyền Trong trường hợp bề rộng phổ của tín hiệu phát lớn hơn bề rộng kênh truyền cho phép thì tín hiệu phát này sẽ gây ra nhiễu xuyên kênh đối với các hệ thống khác Trong hệ thống OFDM, tín hiệu trước khi phát đi được nhân với xung cơ bản s’(t) Xung cơ bản có bề rộng đúng bằng bề rộng của một mẫu tín hiệu OFDM Sau khi chèn chuỗi bảo vệ thì xung cơ bản ký hiệu là s(t) có độ rộng là TS +TG Dạng xung cơ bản đơn giản nhất là xung vuông mô tả như hình sau:

Trong thực tế xung cơ sở thường được sử dụng là bộ lọc cos nâng (raised-cosine)

Dạng xung vuông có băng thông rất lớn vì phổ của nó có dạng hàm sinc nên các búp phổ phụ sẽ chiếm băng thông rất nhiều Cửa sổ là một kỹ thuật phổ biến để làm suy giảm mức biên độ của các búp phổ phụ này và do đó sẽ giảm công suất phát ra ngoài dải băng thông Dạng xung cửa sổ của bộ phát có dạng hàm cos nâng (raised-cosine) có thể được xem như là tích chập của dạng xung vuông mở rộng có độ dài là T với một tín hiệu sin nửa sóng như hình minh họa sau đây:

Hình 2.25: a) Dạng và phổ của bộ lọc thu OFDM; b)Xung vuông có chiều dài T và phổ của nó; c) Sóng sin nửa sóng được dùng để định dạng xung và phổ của nó; d) Dạng xung nguyên mẫu phía phát w(t) và phổ của nó; e) Phổ của (b)-(d) trên thang

logarithm

Khi chuyển qua miền tần số thì phép tính tích chập này tương ứng với phép nhân giữa phổ của xung vuông có dạng sinc với phổ của tín hiệu hình sin nửa sóng Theo hình minh họa ở trên ta thấy kết quả của phép nhân này sẽ làm giảm các búp phổ phụ của dạng xung của bộ phát

Tiêu chuẩn IEEE 802.11a đề nghị ứng dụng bộ biến đổi IFFT 64 điểm vào tiến trình xử lý điều chế sóng mang Ở đây cũng đã đề cập sự khác nhau giữa lý thuyết và thực tế là không đáng kể nhưng lại vô cùng quan trọng Có một kết luận được rút ra từ lý thuyết đó là nếu một hệ thống truyền dẫn OFDM sử dụng tất cả 64 sóng mang thì có

thể sử dụng hết tất cả 64 sóng mang này để truyền dữ liệu Điều này là không đúng!

Lý do đưa ra để lý giải cho điều này đó là ranh giới trái ngược giữa lý thuyết và thực tế

Không có gì để nói về việc truyền dẫn dùng tất cả 64 sóng mang được điều chế bằng bộ IFFT Nhưng vấn đề rắc rối sẽ bắt gặp khi tiến hành thu nhận tín hiệu

Dựa theo lý thuyết lấy mẫu Nyquist, tín hiệu chỉ có thể được lấy mẫu đúng nếu nó không bao gồm những thành phần tần số lớn hơn 1

2fs ( trong đó fs là tốc độ lấy mẫu) Nếu những yêu cầu này không thõa mãn thì ở miền tần số sẽ xảy ra hiện tượng chồng lấn (aliasing)

Vì vậy rất cần thiết phải lọc một phần phổ tín hiệu có khả năng phá hủy thông tin sau khi xảy ra aliasing ( nghĩa là cần phải lọc tất cả những thành phần tần số trên 1

2fs) Để làm được điều này người ta dùng một bộ lọc tương tự (analog) chống aliasing (antialias filter) Antialias filter là một mạch thông thấp được thiết kế sao cho nó chỉ cho những thành phần tần số nào nhỏ hơn tần số cắt (cutoff frequency) đi qua và không cho những thành phần tần số lớn hơn tần số cắt đi qua Những thông số quan trọng của mạch này đó là: suy hao dải dừng (stopband attenuation) và hệ số roll-off của bộ lọc

Những mạch tốt nhất thì hệ số roll-off có giá trị khoảng 0.1 fs và có độ suy hao dải dừng khoảng vài trăm dB Những giá trị này so với trường hợp lý tưởng vẫn còn một khoảng cách khá xa Điều này đưa đến hậu quả tất yếu là: dải tần số ở khoảng giữa 0.4 fs và 0.5 fs sẽ bị phí phạm vì hệ số roll-off của bộ lọc chậm (the filters slow roll-off) và suy hao dải dừng không lý tưởng

Xem xét tất cả các trường hợp này thì trong khung tần số những mẫu định nghĩa biên độ của tín hiệu giữa 0.4 fs và 0.5 fs sẽ không được truyền bất kỳ dữ liệu nào vì dù có truyền như thế nào đi nữa thì nó cũng mất Do vậy tiêu chuẩn 802.11a đề xuất chỉ sử dụng 52 trên tổng số 64 sóng mang để truyền dữ liệu

Bên cạnh đó Chuẩn 802.11a cũng đề nghị không dùng thành phần DC để tránh làm suy yếu tín hiệu từ hiện tượng rò sóng mang (carrier leakage) và dịch DC (DC offset) gây ra bởi các mạch tương tự (analog circuit)

2.4.10 Lấy mẫu và phổ tín hiệu

Hình 2.26: Lý thuyết lấy mẫu Nhân tín hiệu trong miền thời gian tương ứng với lấy tích chập trong miền tần số fs=1/T

Từ lý thuyết lấy mẫu, việc chuyển đổi tín hiệu từ tương tự sang số có thể được thực hiện bằng cách lấy tín hiệu nhân với chuỗi xung delta thường được gọi là chuỗi xung biên độ đơn vị (hình 2.26) Kết quả cho ra tín hiệu số có dạng là một chuỗi xung

(impulse train) Mặc dù trong thực tế rất khó đạt được tín hiệu delta có độ rộng đủ hẹp Thay vào đó, bộ ADCs (Analog to Digital Converters) sẽ giữ lại giá trị cuối cho đến khi mẫu kế tiếp được thu Quá trình xử lý này gọi là zero-order hold

Như đã nói ở trên, tín hiệu rời rạc trong miền này sẽ là tuần hoàn trong miền kia Hơn nữa, ngay cả khi tín hiệu gốc miền thời gian có chiều dài vô hạn thì cũng cần phải cắt ra thành những khung (frame) hữu hạn Mỗi khung được xem như là một chu kỳ đơn ( của một tín hiệu tuần hoàn vô hạn) của tín hiệu DFT ngõ vào

Do đó, cả hai phương pháp lấy mẫu: với chuỗi xung và giữ bậc zero, đều tuần hoàn nhưng có phổ không đồng nhất Phổ tần số của chuỗi xung đơn vị cũng chính là chuỗi xung biên độ đơn vị với đỉnh xung xảy ra tại các vị trí có tần số bằng số nguyên lần tần số lấy mẫu fs, 2 fs, 3 fs, 4 fs (xem hình 2.26) Do tín hiệu miền thời gian là tích của dữ liệu và chuỗi xung nên trong miền tần số phổ của nó có phân bố tại các vị trí

ππ

Phương trình trên mô tả sự suy giảm biên độ ở những tần số cao vì thực hiện giữ bậc zero (zero-order hold) fs là tần số lấy mẫu Khi f = 0 thì H(f) = 1 ( xem hình 2.27 )

Chương 3

MÔI TRƯỜNG TRUYỀN DẪN VÔ TUYẾN

hương này đề cập đến những vấn đề chính của việc truyền sóng vô tuyến và những khó khăn mà chúng gây ra trong hệ thống truyền dẫn thông tin số Những ảnh hưởng của truyền sóng vô tuyến như suy hao đường truyền, fading phẳng, fading chọn lọc tần số, trải Doppler, trải trễ đa đường (multipath) … làm giới hạn hiệu quả của truyền thông vô tuyến Do đó, việc thiết lập mô hình kênh truyền và xác định các ảnh hưởng bị gây ra trong một kênh truyền cụ thể là vấn đề rất quan trọng

3.1 Suy hao đường truyền và sự suy giảm tín hiệu (Path loss and Attenuation)

Trong suốt quá trình truyền, tín hiệu vô tuyến bị yếu dần theo khoảng cách, bởi vì sóng của tín hiệu vô tuyến lan truyền sẽ bị lan tỏa ra và do đó mật độ công suất sẽ bị suy giảm Trong không gian tự do, sóng truyền sẽ bị lan tỏa ra có dạng hình cầu và dẫn

đến mật độ công suất sẽ giảm tỷ lệ với diện tích bề mặt của hình cầu này

Diện tích của hình cầu là 4 Rπ 2, tỷ lệ với bình phương bán kính R của hình cầu, do đó trong không gian tự do, cường độ trường RF sẽ bị suy giảm tỷ lệ với bình phương khoảng cách Phương trình (3.1) biểu diễn công suất thu được theo công suất phát trong không gian tự do

4 ⎟⎠⎞⎜⎝⎛=

Với PR là công suất thu được (W), PT là công suất phát (W), GR là độ lợi của anten thu (chú ý là anten đẳng hướng), GT là độ lợi của anten phát, λ là bước sóng của sóng mang RF (m), và R là khoảng cách truyền (m)

Nếu truyền trong không gian tự do thì có thể dự đoán được, có thể được sử dụng trong mô hình của thông tin vệ tinh và những hướng nối kết không bị vật cản, như là những nối kết điểm-điểm của viba tầm ngắn Tuy nhiên, hầu hết những mô hình truyền thông mặt đất như là điện thoại di động, hệ thống LAN không dây, môi trường có sự phức tạp hơn nhiều dẫn đến mô hình truyền sẽ bị khó khăn hơn

3.2 Định nghĩa Fading

Nếu đường truyền vô tuyến từ phía phát đến phía thu có chướng ngại vật thì ta sẽ gặp hiệu ứng fading Trong trường hợp này, tín hiệu sẽ đến nơi thu từ nhiều đường khác nhau, mỗi đường là một bản sao của tín hiệu gốc Tín hiệu trên mỗi đường này có độ C

trải trễ khác nhau không đáng kể và độ lợi cũng khác nhau không đáng kể Sự trải trễ này làm cho tín hiệu từ mỗi đường bị dịch pha so với tín hiệu gốc và ở phía thu sẽ tổng hợp các tín hiệu từ các đường này dẫn đến tín hiệu thu được tổng cộng bị suy biến (degraded)

αk: Độ lợi đường thứ k

τ0: Độ trễ truyền dẫn được chuẩn hóa tương ứng với đường truyền thẳng LOS (Light of sight)

Δ = −k τ τk 0: Độ lệch thời gian giữa đường thứ k so với đường LOS

Hình 3.1: Fading là một vấn đề lớn ảnh hưởng đến tín hiệu và làm mất tín hiệu Đồng thời nó cũng là một vấn đề điển hình khi đường truyền có sự thay đổi như khi di chuyển bằng xe hơi hay đang ở bên trong một tòa nhà hay trong một đô thị đông đúc với những tòa nhà cao tầng

Trong fading, những tín hiệu phản xạ bị trễ được cộng vào tín hiệu chính và gây ra hoặc là tăng cường độ mạnh của tín hiệu hoặc là fading sâu (deep fades) Khi xảy ra fading sâu thì gần như tín hiệu bị mất, mức tín hiệu quá nhỏ để bộ thu có thể nhận biết dữ liệu thu được là gì

Hình 3.2: Tín hiệu phản xạ đến phía thu bị trễ và gây can nhiễu đến tín hiệu chính LOS Trong trường hợp kênh truyền Rayleigh fading thì sẽ không có tín hiệu chính (LOS), tất cả các thành phần đều là tín hiệu phản xạ

Độ trải trễ cực đại được xem như là độ trải trễ của tín hiệu trong môi trường Độ trải trễ này có thể nhỏ hơn hoặc lớn hơn thời gian ký tự Trong cả hai trường hợp đều gây ra những loại suy biến (degradation) tín hiệu khác nhau Độ trải trễ của tín hiệu thay đổi khi môi trường thay đổi

Hình 3.3 - (a) flat fading (b) fading chọn lọc tần số (c) Với truyền dẫn OFDM thì dữ liệu được truyền trong nhiều sóng mang con, nên tại tần số bị fading thì chỉ một tập hợp nhỏ dữ liệu phát bị mất

Hình 3.2 cho ta thấy phổ của tín hiệu, đường đen đậm là đáp ứng kênh truyền Có thể tưởng tượng đáp ứng kênh truyền như một cánh cửa để cho tín hiệu có thể truyền qua Nếu cánh cửa đủ lớn thì tín hiệu truyền qua mà không hề bị uốn cong hay méo dạng Đáp ứng kênh truyền fading được mô tả như hình 3.3b, ta chú ý rằng tại một vài tần số trong dải tần thì kênh truyền sẽ không cho phép truyền thông tin đi qua, vì thế những tần số này được gọi là tần số fading sâu (deep fades frequency) Dạng đáp ứng tần số kênh truyền này được gọi là fading chọn lọc tần số (frequency selective fading) bởi vì

nó không xảy ra đều trên toàn dải tần mà chỉ xảy ra ở tại một vài tần số mà kênh truyền chọn lọc Nếu kênh truyền thay đổi thì đáp ứng của nó cũng thay đổi theo Rayleigh fading là một thuật ngữ được dùng khi không có thành phần tín hiệu truyền thẳng từ nơi phát đến nơi thu ( Light of sight) và tất cả các tín hiệu đến đều là tín hiệu phản xạ Loại môi trường này được gọi là Rayleigh fading

Nhìn chung khi thời gian trải trễ nhỏ hơn thời gian một ký tự, ta có kênh truyền fading phẳng (flat fading) Khi thời gian trải trễ lớn hơn thời gian một ký tự thì kênh truyền này gọi là kênh truyền chọn lọc tần số

Tín hiệu OFDM có thuận lợi khi truyền trong kênh truyền chọn lọc tần số Khi gặp fading thì chỉ một vài sóng mang con bị ảnh hưởng còn các sóng mang khác thì hoàn toàn không bị ảnh hưởng gì Thay vì mất toàn ký tự thì sẽ chỉ mất một tập hợp nhỏ của (1/N) bit Nếu ta sử dụng mã hóa ở chuỗi bit phát thì tại bộ thu có thể sửa được các bit sai

3.3 Hiện tượng Multipath

Tín hiệu RF truyền qua kênh truyền vô tuyến sẽ lan tỏa trong không gian, va chạm vào các vật cản phân tán rải rác trên đường truyền như xe cộ, nhà cửa, sông, núi… gây ra các hiện tượng sau đây:

* Phản xạ (reflection): khi sóng đập vào các bề mặt bằng phẳng (hình 3.4)

nhiều chiều dài bước sóng.(Hình 3.6 )

Hình 3.6: Hiện tượng nhiễu xạ

Hình 3.7: Các hiện tượng xảy ra trong kênh truyền vô tuyến

Khi sóng va chạm vào các vật cản sẽ tạo ra vô số bản sao tín hiệu, một số bản sao này sẽ tới được máy thu Do các bản sao này phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ trên các vật khác nhau và theo các đường dài ngắn khác nhau nên:

* Thời điểm các bản sao này tới máy thu cũng khác nhau, tức là độ trễ pha giữa các thành phần này là khác nhau

* Các bản sao sẽ suy hao khác nhau, tức là biên độ giữa các thành phần này là khác nhau

Tín hiệu tại máy thu là tổng của tất cả các bản sao này, tùy thuộc vào biên độ và pha của các bản sao:

* Tín hiệu thu được tăng cường hay cộng tích cực (constructive addition) khi các bản sao đồng pha

* Tín hiệu thu bị triệt tiêu hay cộng tiêu cực (destructive addition) khi các bản sao ngược pha

Hình 3.8:Tín hiệu gốc và 2 thành phần multipath

Hình 3.9: Kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian

Tùy theo đáp ứng tần số của mỗi kênh truyền mà ta có kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading channel) hay kênh truyền phẳng (frequency nonselective fading channel), kênh truyền biến đổi nhanh (fast fading channel) hay biến đổi chậm (slow fading channel) Tuỳ theo đường bao của tín hiệu sau khi qua kênh truyền có phân bố xác suất theo hàm phân bố Rayleigh hay Rice mà ta có kênh truyền Rayleigh hay Ricean

Hình 3.9 mô tả đáp ứng của kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian, khi ta lần lượt phát các xung vuông ra kênh truyền tại những thời điểm khác nhau, tín hiệu thu được có hình dạng khác xung ban đầu và khác nhau khi thời điểm kích xung khác nhau

3.4 Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền phẳng (Frequency Selective & Frequency Nonselective Fading Channels) do trải trễ đa đường gây ra

Kênh truyền chọn lọc tần số là kênh truyền có đáp ứng tần số khác nhau trên một dải tần số, tức đáp ứng tần số không bằng phẳng trong toàn bộ dải tần đó, do đó tín hiệu tại các tần số khác nhau khi qua kênh truyền sẽ có sự suy hao và xoay pha khác nhau Một kênh truyền có bị xem là chọn lọc tần số hay không còn tùy thuộc vào băng thông của tín hiệu truyền đi Nếu trong toàn khoảng băng thông của tín hiệu đáp ứng tần số là bằng phẳng, ta nói kênh truyền không chọn lọc tần số (frequency nonselective fading channel), hay kênh truyền phẳng (flat fading channel), ngược lại nếu đáp ứng tần số của kênh truyền không phẳng, không giống nhau trong băng thông tín hiệu, ta nói kênh truyền là kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading channel) Mọi kênh truyền vô tuyến đều không thể có đáp ứng bằng phẳng trong cả dải tần vô tuyến, tuy nhiên kênh truyền có thể xem là phẳng trong một khoảng nhỏ tần số nào đó Hình 3.10a cho ta thấy kênh truyền sẽ là chọn lọc tần số đối với tín hiệu truyền có băng thông lớn nằm từ 32 MHz đến 96 MHz Hình 3.10b cho ta thấy nếu tín hiệu có băng thông nhỏ khoảng 2 MHz thì kênh truyền sẽ là kênh truyền fading phẳng

Hình 3.10 (a): Đáp ứng tần số của kênh truyền chọn lọc tần số

Hình 3.10 (b): Đáp ứng tần số của kênh truyền phẳng

Vừa rồi ta mới mô tả định tính kênh truyền, bây giờ ta sẽ xét định lượng các thông số của kênh truyền

Hình 3.11: Tín hiệu tới phía thu theo L đường

Tín hiệu tại máy thu là tổng các thành phần tín hiệu đến từ L đường như hình 3.11 (chưa tính đến nhiễu) có dạng :