1. Trang chủ
  2. » Luận Văn - Báo Cáo

Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài

112 454 0

Đang tải... (xem toàn văn)

Tài liệu hạn chế xem trước, để xem đầy đủ mời bạn chọn Tải xuống

THÔNG TIN TÀI LIỆU

Thông tin cơ bản

Định dạng
Số trang 112
Dung lượng 3,14 MB

Nội dung

 NGUYỄN ANH VINH CÂN BẰNG TÍN HIỆU ĐIỆN Ở ĐẦU THU TRONG CÁC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN QUANG ĐƯỜNG DÀI LUẬN VĂN THẠC SĨ VẬT LÝ VÔ TUYẾN VÀ ĐIỆN TỬ KỸ THUẬT... Vì vậy, trong luận văn n

Trang 1



NGUYỄN ANH VINH

CÂN BẰNG TÍN HIỆU ĐIỆN Ở ĐẦU THU TRONG CÁC

HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN QUANG ĐƯỜNG DÀI

LUẬN VĂN THẠC SĨ VẬT LÝ VÔ TUYẾN VÀ ĐIỆN TỬ (KỸ THUẬT)

Trang 2

LỜI CẢM ƠN

Bằng tất cả tấm lòng, tác giả xin gởi lời cảm ơn chân thành đến:

GS.TS Lê Nguyên Bình, là Cán bộ trực tiếp hướng dẫn Dù từ phương xa nhưng Thầy đã dành rất nhiều thời gian để hướng dẫn, giúp đỡ, truyền đạt kiến thức

và phương pháp nghiên cứu; cung cấp rất nhiều tài liệu và công cụ Simulink hữu ích Những lời động viên và nhắc nhở thường xuyên của Thầy đã giúp cho tác giả rất nhiều trong quá trình hoàn tất luận văn;

PGS.TS Nguyễn Hữu Phương, là Cán bộ trực tiếp hướng dẫn Dù rất bận rộn nhưng Thầy đã dành nhiều thời gian để hướng dẫn, góp ý, và giúp đỡ tác giả trong suốt quá trình làm luận văn;

Anh Nguyễn Đức Nhân, NCS tại Đại học Monash, đã dành nhiều thời gian trao đổi, hướng dẫn, cung cấp và giới thiệu nhiều tài liệu kỹ thuật quý báu;

ThS Trần Nhựt Khải Hoàn, ThS Trần Thiện Huân đã dành nhiều thời gian

để trao đổi, chia sẻ những kinh nghiệm và kỹ thuật rất bỗ ích cho tác giả;

Quý Thầy Cô tham gia giảng dạy lớp cao học chuyên ngành Vật lý Vô tuyến

và Điện tử khóa 17, trường Đại học Khoa học Tự nhiên, vì đã truyền đạt cho tác giả những kiến thức hữu ích trong suốt khoá học;

Cuối cùng, tác giả xin gởi lời cảm ơn chân thành đến gia đình, bạn bè đồng nghiệp đã quan tâm, động viên, cung cấp tài liệu trong suốt quá trình hoàn tất luận văn

Xin chân thành cảm ơn!

TP HCM, Tháng 11/2009

Nguyễn Anh Vinh

Trang 3

TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ

Truyền thông quang cải tiến đang được triển khai trong tất cả các mạng thông tin trong nước và xuyên quốc gia Tốc độ bit truyền dẫn đã đạt được ở 100Gb/s và còn cao hơn trong tương lai gần Chúng tôi cũng đã chứng kiến được sự phát triển lớn của các dạng điều chế cải tiến và nhiều cấu trúc của hệ thống truyền dẫn bằng sợi để nới rộng khoảng cách truyền đến hàng ngàn ki-lo-met Tuy nhiên,

do một số tác động không mong muốn như tán sắc màu dư thừa, tán sắc kiểu phân cực, tính phi tuyến của sợi đơn mode , v.v, nên cần thiết phải nâng cao chất lượng của tín hiệu ở bộ nhận của hệ thống truyền dẫn Vì vậy, trong luận văn này chúng tôi nghiên cứu và sử dụng các kỹ thuật cân bằng đã được nghiên cứu nhiều trong các tài liệu, đặc biệt là trong lĩnh vực xử lý tín hiệu số, để cân bằng tín hiệu bị méo trong miền điện1, tại ngõ ra của bộ nhận quang Tín hiệu quang được điều chế pha

vi phân được truyền và khuếch đại trên nhiều ki-lo-met trước khi được nhận bởi bộ nhận quang tách sóng kiểu trực tiếp

Chúng tôi đề nghị và giải thích bằng mô phỏng hai kỹ thuật cân bằng mới cho: (i) các bộ cân bằng bậc đơn vị và (ii) xử lý song song tăng tốc độ xử lý trong việc cân bằng tín hiệu NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK ở tốc độ bit 100Gb/s Ứng với

2 giải pháp này, mô phỏng đã chứng tỏ rằng các bộ cân bằng loại hồi tiếp quyết định DFE với các thuật toán được xem xét gồm: LMS (Least Mean Square), variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS (Recursive Least Square) có khả năng bù được nhiễu ASE, tán sắc màu CD, tự điều pha SPM ở mức cao Sợi quang với khoảng cách truyền dẫn 1040 km được truyền và bù suy hao và tán sắc Tán sắc cho phép tương đương 300 km sợi đơn mode không bù tán sắc có thể đạt được khi

sử dụng các kỹ thuật này Kết quả mô phỏng cũng cho thấy sự hiệu quả các thuật toán được đề nghị trong luận văn Với các thuật toán LMS, hệ thống đường dài này

có thể chịu đựng được mức tán sắc lớn tương đương 300 km không bù tán sắc Các thuật toán sign-regressor LMS và RLS cho thấy sự thể hiện vượt trội, giúp hệ thống hoạt động tin cậy dưới sự tác động lớn của hiệu ứng phi tuyến và tán sắc tương

Trang 4

đương khoảng cách trên 350 km không bù tán sắc Thêm nữa, xung RZ-DQPSK cho chất lượng tốt hơn xung NRZ-DQPSK

Theo sự hiểu biết của tác giả và từ việc tham khảo các tài liệu đã công bố, kỹ thuật cân bằng xử lý song song được trình bày trong luận văn này có thể nói là lần đầu tiên được nghiên cứu Mức độ cho phép truyền dẫn có lỗi ít đối với tán sắc và phi tuyến được cải thiện đáng kể khi so sánh với những kỹ thuật cân bằng sử dụng cấu trúc nối tiếp Chẳng hạn, cùng dạng điều chế và cùng khoảng cách bị tán sắc cho phép có thể đạt được cho 10Gb/s trong khi của chúng tôi là ở 100Gb/s Điều này có nghĩa là cải thiện được 10 lần khi sử dụng các cấu trúc bộ cân bằng song song

RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, nhiễu ASE, tán sắc màu, tự điều pha

-

1 tín hiệu trong miền điện thì rất khác so với tín hiệu quang: tín hiệu điện có tính chất phi tuyến thay vì tuyến tính như tín hiệu quang; tín hiệu điện không còn pha như tín hiệu quang Nguyên nhân là do photodiode sử dụng luật bình phương (square-law) tín hiệu quang nhận được trong hoạt động chuyển đổi từ quang sang điện

Trang 5

ABSTRACT

Advanced optical communications have been deployed in all national and intercontinental information networks Transmission bit rates have reached in the region of 100 Gb/s and higher in the near future We have also witnessed tremendous development of advanced modulation formats and several structures of fiber transmission systems in order to extend the transmission distance to several thousands of kilometers However, due to a number of unwanted effects such as residual chromatic dispersion, polarization mode dispersion, nonlinearity of single mode optical fibers etc., there needs of performance improvement of detected signals at the receiver end of the transmission systems In this thesis, we have thus investigate the employment of equalization techniques which have been extensively studied in literatures, especially in the fields of digital signal processing to equalize distorted signals in the electronic domain1 which are at the output of an optical receiver The optical signal differentially phase modulated are propagated and optically amplified through several kms before received by a direct detection optical receiver

We have proposed and demonstrated by simulation two different novel equalization schemes employing (i) unit-tap equalizers, and (ii) unit-tap parallel processing for increasing the processing speed in equalization of NRZ-DQPSK and RZ-DQPSK signals at bit rate of 100Gb/s The simulation shows that these two equalization schemes, decision feedback equalizers DFEs with adaptive algorithms considered (Least Mean Square-LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, and Recursive Least Square-RLS) give good performances in the compensation for ASE noise, chromatic dispersion CD, self-phase modulation SPM with serious effects A transmission distance of 1040 kms with compensating fibers as well as

Trang 6

optical amplifiers is used A total dispersion tolerance (distance) equivalent to 300 kms of standard single mode optical fiber without dispersion compensation is achieved using our proposed equalization schemes The simulated results show the efficiency of algorithms suggested in this thesis With LMS algorithm, dispersion tolerance of the long-haul transmission system is equivalent to 300 kms without dispersion compensation Sign-regressor LMS and RLS algorithms offer the best performance because the regression of the sampled signals following the assignment of the signs fits extremely well with the direct detected electronic signals employing balanced receivers which give a push-pull type of signals “+1” and “-1” This would allow the systems to equalize the samples under strong effects

of nonlinear impairment, self phase modulation and the linear chromatic dispersion effects equivalent to 350 kms of standard single mode fiber Furthermore, in comparison between RZDQPSK and NRZ-DQPSK pulses, then the former behaves more superior

To our knowledge and through published literatures, we think that the parallel-processing equalization schemes presented in this thesis are studied for the first time The achievable error-free transmission tolerances to dispersion and nonlinearity are considerable improved as compared to those using serial equalization structures For example of the same modulation format and transmission distance, similar tolerance can be achieved for 10Gb/s while ours is at

100 Gb/s That means a ten-time improvement when using parallel equalizer structures

Keywords: Decision feedback equalizer DFE, parrallel equalization, NRZ,

RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, ASE noise, chromatic dispersion CD, selt-phase modulation SPM

-

1In electrical domain, an electrical signal is very different from an optical signal: nonlinearity of the eletrical signal is shown instead of linearity of the optical signal; phase factor of the electrical signal is disappeared The reason is due to “square-

Trang 7

ABSTRACT

Advanced optical communications have been deployed in all national and intercontinental information networks Transmission bit rates have reached in the region of 100 Gb/s and higher in the near future We have also witnessed tremendous development of advanced modulation formats and several structures of fiber transmission systems in order to extend the transmission distance to several thousands of kilometers However, due to a number of unwanted effects such as residual chromatic dispersion, polarization mode dispersion, nonlinearity of single mode optical fibers etc., there needs of performance improvement of detected signals at the receiver end of the transmission systems In this thesis, we have thus investigate the employment of equalization techniques which have been extensively studied in literatures, especially in the fields of digital signal processing to equalize distorted signals in the electronic domain1 which are at the output of an optical receiver The optical signal differentially phase modulated are propagated and optically amplified through several kms before received by a direct detection optical receiver

We have proposed and demonstrated by simulation two different novel equalization schemes employing (i) unit-tap equalizers, and (ii) unit-tap parallel processing for increasing the processing speed in equalization of NRZ-DQPSK and RZ-DQPSK signals at bit rate of 100Gb/s The simulation shows that these two equalization schemes, decision feedback equalizers DFEs with adaptive algorithms considered (Least Mean Square-LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, and Recursive Least Square-RLS) give good performances in the compensation for ASE noise, chromatic dispersion CD, self-phase modulation SPM with serious effects A transmission distance of 1040 kms with compensating fibers as well as

Trang 8

optical amplifiers is used A total dispersion tolerance (distance) equivalent to 300 kms of standard single mode optical fiber without dispersion compensation is achieved using our proposed equalization schemes The simulated results show the efficiency of algorithms suggested in this thesis With LMS algorithm, dispersion tolerance of the long-haul transmission system is equivalent to 300 kms without dispersion compensation Sign-regressor LMS and RLS algorithms offer the best performance because the regression of the sampled signals following the assignment of the signs fits extremely well with the direct detected electronic signals employing balanced receivers which give a push-pull type of signals “+1” and “-1” This would allow the systems to equalize the samples under strong effects

of nonlinear impairment, self phase modulation and the linear chromatic dispersion effects equivalent to 350 kms of standard single mode fiber Furthermore, in comparison between RZDQPSK and NRZ-DQPSK pulses, then the former behaves more superior

To our knowledge and through published literatures, we think that the parallel-processing equalization schemes presented in this thesis are studied for the first time The achievable error-free transmission tolerances to dispersion and nonlinearity are considerable improved as compared to those using serial equalization structures For example of the same modulation format and transmission distance, similar tolerance can be achieved for 10Gb/s while ours is at

100 Gb/s That means a ten-time improvement when using parallel equalizer structures

Keywords: Decision feedback equalizer DFE, parrallel equalization, NRZ,

RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, ASE noise, chromatic dispersion CD, selt-phase modulation SPM

-

1In electrical domain, an electrical signal is very different from an optical signal: nonlinearity of the eletrical signal is shown instead of linearity of the optical signal; phase factor of the electrical signal is disappeared The reason is due to “square-

Trang 9

MỤC LỤC

LỜI CẢM ƠN 1

TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ 2

ABSTRACT 4

MỤC LỤC 6

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ……… 10

DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU 14

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT 14

CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU 17

1.1 QUÁ TRÌNH PHÁT TRIỂN CỦA MẠNG QUANG 17

1.2 ĐẶT VẤN ĐỀ CỦA LUẬN VĂN 17

1.3 SƠ LƯỢC VỀ TÌNH HÌNH GHIÊN CỨU CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 18

1.4 GIẢI PHÁP ĐỀ NGHỊ CỦA ĐỀ TÀI 19

1.5 CÁCH TRÌNH BÀY CỦA LUẬN VĂN 19

CHƯƠNG 2: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG 21

2.1 ĐIỀU CHẾ KHOÁ DỊCH PHA VUÔNG GÓC VI PHÂN DQPSK 21

2.1.1 Giới thiệu các kỹ thuật điều chế 21

2.1.2 Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK 22

2.1.2.1 Điều chế khoá dịch pha nhị phân BPSK 22

2.1.2.2 Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK 22

2.1.3 Điều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK 23

2.1.3.1 Điều chế khoá dịch pha vuông góc QPSK 23

2.1.3.2 Điều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK 23

2.1.4 Ưu điểm của các kiểu điều chế PSK 24

2.2 HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG 25

2.2.1 Giới thiệu 25

Trang 10

2.2.2.1 Các thành phần cơ bản của thiết bị phát 25

2.2.2.2 Cấu trúc của bộ điều chế ngoài MZM (Mach-Zehnder Modulator) 26 2.2.3 Thiết bị thu 29

2.2.3.1 Nguyên lý hoạt động và cấu tạo của bộ thu 29

2.2.3.2 Đánh giá chất lượng hệ thống [1]-p.16 30

2.2.4 Kênh thông tin 31

2.2.4.1 Các hiệu ứng truyền dẫn 31

2.2.4.2 Các bộ khuếch đại, nhiễu tích luỹ ASE 36

2.2.4.3 Phân loại sợi quang 38

2.3 GIỚI THIỆU MATLAB SIMULINK 42

CHƯƠNG 3: CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG 43

3.1 CÁC THUẬT TOÁN THÍCH NGHI 43

3.1.1 Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (Least Mean Square – LMS) 44

3.1.2 Các thuật toán LMS cải tiến [3]-p.137 45

3.1.3 Thuật toán bình phương tối thiểu đệ quy (Recursive Least Square – RLS) 46

3.2 KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 48

3.2.1 Hiện tượng ISI trong các hệ thống quang 48

3.2.2 Bộ cân bằng ước lượng chuỗi có khả năng cực đại MLSE 48

3.2.2 Bộ cân bằng tiến FFE 49

3.2.3 Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định 51

CHƯƠNG 4: MÔ HÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN SỬ DỤNG KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN TRÊN NỀN MATLAB SIMULINK 54

4.1 PHÂN BIỆT NRZ-DQPSK VÀ RZ-DQPSK 54

4.1.1 Sơ lược về mã đường truyền 54

4.1.2 Phân biệt NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK 55

Trang 11

4.2.1 Bộ phận phát 56

4.2.1.1 Bộ phận khắc xung 58

4.2.1.2 Khối điều chế QPSK 59

4.2.1.3 Bộ tiền mã hoá Precoder 60

4.2.2 Kênh truyền 61

4.2.3 Bộ phận thu 64

4.2.3.1 Bộ nhận cân bằng tách sóng kiểu trực tiếp 64

4.2.3.2 Nhiễu tại bộ thu 67

4.3 GIẢI PHÁP THIẾT KẾ CÁC CHẶNG CHO HỆ THỐNG ĐƯỜNG DÀI TỐC ĐỘ CAO 67

4.3.1 Các khó khăn 67

4.3.2 Giải pháp đề nghị 69

4.4 GIẢI PHÁP CÂN BẰNG ĐIỆN TẠI BỘ THU 73

4.4.1 Các khó khăn 73

4.4.2 Kỹ thuật cân bằng điện với bậc đơn vị 74

4.4.3 Kỹ thuật cân bằng điện ứng dụng thuật toán xử lý song song 77

CHƯƠNG 5: KẾT QUẢ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN ỨNG DỤNG CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 79

5.1 GIỚI THIỆU 79

5.2 KẾT QUẢ KHẢO SÁT BER THEO CÔNG SUẤT PHÁT 80

5.2.1 Hệ thống không dùng bộ cân bằng 81

5.2.1.1 Tín hiệu NRZ-DQPSK 81

5.2.1.2 Tín hiệu RZ-DQPSK 81

5.2.2 Hệ thống dùng bộ cân bằng 82

5.2.2.1 Tín hiệu NRZ-DQPSK 82

5.2.2.2 Tín hiệu RZ-DQPSK 85

5.3 KẾT QUẢ KHẢO SÁT BER THEO TÁN SẮC 91

5.3.1 Hệ thống không dùng bộ cân bằng 91

Trang 12

5.3.1.2 Tín hiệu RZ-DQPSK 92

5.3.2 Hệ thống dùng bộ cân bằng 93

5.3.2.1 Tín hiệu NRZ-DQPSK 93

5.3.2.1 Tín hiệu RZ-DQPSK 95

5.4 KẾT QUẢ KHẢO SÁT BER THEO TÁN SẮC VÀ PHI TUYẾN 98

5.4.1 Tín hiệu NRZ-DQPSK 98

5.4.2 Tín hiệu RZ-DQPSK 100

CHƯƠNG 6: KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN 104

5.1 KẾT LUẬN 104

5.2 HƯỚNG PHÁT TRIỂN 105

TÀI LIỆU THAM KHẢO 106

Tài liệu tham khảo chính 106

Tài liệu tham khảo phụ 107

Trang 13

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ

Hình 2.1.1: Đồ thị chòm sao của BPSK [32] 22

Hình 2.1.2: Nguyên tắc điều chế DPSK 23

Hình 2.1.3: Đồ thị chòm sao của QPSK [32] 23

Hình 2.2.1: Các thành phần cơ bản của hệ thống thông tin quang [9]-p.120 25

Hình 2.2.2: Sơ đồ khối thiết bị phát [9]-p.122 25

Hình 2.2.3: Cấu trúc MZM [9] -p.122 26

Hình 2.2.4: MZM phân cực đơn [7] 27

Hình 2.2.5: Biểu diễn ngõ ra của MZM khi phân cực đơn 27

Hình 2.2.6: MZM khi phân cực đôi [12] 28

Hình 2.2.7: Biểu diễn ngõ ra của MZM khi phân cực đôi 28

Hình 2.2.8: Cấu trúc bộ điều chế pha [1]-p.14 29

Hình 2.2.9: Sơ đồ khối bộ thu quang [9] -p.122 30

Hình 2.2.10: Nguyên tắc tính BER theo xác suất [1]-p.16 31

Hình 2.2.11: Suy hao của sợi phụ thuộc vào bước sóng [15]-p.9 32

Hình 2.2.12: Sự thay đổi của D theo bước sóng quang [13]-p.10 34

Hình 2.2.13: Hiện tượng tự điều pha SPM [13]-p.13 36

Hình 2.2.14 : Ảnh hưởng của nhiễu ASE [18] 37

Hình 2.2.15: Hệ thống với hai bộ khuếch đại EDFA [11] 37

Hình 2.2.16: Cơ chế hoạt động của EDFA [13]-p.17 38

Hình 2.2.17: Sợi đa mode (trái) và đơn mode (phải) [34] 38

Hình 2.2.18: Kích thước của sợi quang [35] 39

Hình 2.2.19: Đồ thị tán xạ NDSF [35] 39

Hình 2.2.20: Đồ thị tán xạ của DSF [35] 40

Hình 2.2.21: Sợi NZ DSF luân phiên 20km (+D) và (-D) [34] 40

Hình 2.2.22: Suy hao theo bước sóng của SMF 28 (trái) và SMF 28e (phải) [34] 41

Hình 3.1.1: Lọc thích nghi 44

Hình 3.1.2: Sơ đồ khối của lọc LMS [3] 45

Trang 14

Hình 3.2.2: Sơ đồ hệ thống quang khi (a) không dùng bộ cân bằng và (b) có dùng bộ

cân bằng [4]-p.30 49

Hình 3.2.3: Bộ cân bằng tiến FFE 50

Hình 3.2.4: Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE [16] 52

Hình 4.1.1: Mã hoá dòng (a) RZ và (b) NRZ [9] -p.14 54

Hình 4.1.2: Hiện tượng ISI qua giản đồ mắt đối với NRZ và RZ [6] 55

Hình 4.1.3: Pha và biên độ tín hiệu NRZ-DQPSK (trái) và RZ-DQPSK (phải) [1]-p.29 56

Hình 4.1.4: Phổ tần số của (a) NRZ-DQPSK và (b) RZ-DQPSK [27] 56

Bảng 4.2.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bits của chuỗi dữ liệu vào 56

Hình 4.2.1: Cấu trúc bộ phát RZ-DQPSK 57

Hình 4.2.2: Nguyên tắc của khối khắc xung 58

Hình 4.2.3: Hàm truyền và quan hệ vào ra của RZ-MZM [1]-p.33 59

Hình 4.2.5: Xấp xỉ trong phương pháp chia bước (a) truyền qua một phần chiều dài h của sợi, (b) phương pháp bất đối xứng A-SSM và (c) phương pháp đối xứng SSM [8] 62

Hình 4.2.6: Sơ đồ thể hiện phương pháp chia bước đối xứng [8] 64

Hình 4.2.7: Sơ đồ nguyên tắc bộ thu DQPSK [1]-p.36 65

Hình 4.2.8: Đồ thị chòm sao tại ngõ ra bộ dịch pha 4 π ± 66

Hình 4.3.1: Cự ly truyền dẫn phụ thuộc vào tốc độ bit 70

Hình 4.3.2: Mô hình các phương pháp thiết lập các chặng dùng bộ khuếch đại EDFA [11] 70

Hình 4.3.3: Cấu trúc mô phỏng của mỗi chặng 72

Hình 4.3.4: Cấu trúc kênh truyền trong Matlab Simulink 72

Hình 4.4.1: Mô hình hệ thống dùng bộ cân bằng 75

Hình 4.4.2: Cấu trúc bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE bậc (1,1) 76

Hình 4.4.3: Nguyên tắc hoạt động của slicer- Nguồn: Matlab Simulink 76

Hình 4.4.4: Cấu trúc bộ xử lý với 4 bộ DFE bậc (1,1) ghép song song 78

Trang 15

Hình 5.1.1: Sơ đồ tổng quát của mô hình mô phỏng 80Hình 5.2.1: BER theo công suất phát đối với xung NRZ-DQPSK khi không dùng bộ cân bằng 81Hình 5.2.2: BER theo công suất phát đối với xung RZ-DQPSK khi không dùng bộ cân bằng 82Hình 5.2.3: BER theo công suất phát của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1

bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 83Hình 5.2.4: BER theo công suất phát của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4

bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 83Hình 5.2.5: BER theo công suất phát của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 85Hình 5.2.6: BER theo công suất phát của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1

bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 86Hình 5.2.7: BER theo công suất phát của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4

bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 86Hình 5.2.8: BER theo công suất phát của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 87Hình 5.2.9: Giản đồ mắt của tín hiệu ở kênh I khi không dùng bộ cân bằng 88Hình 5.3.1: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi không dùng bộ cân bằng 91Hình 5.3.2: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi không dùng bộ cân bằng 92

Trang 16

Hình 5.3.3: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 93Hình 5.3.4: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 94Hình 5.3.5: BER theo tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 95Hình 5.3.6: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 95Hình 5.3.7: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 4 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 96Hình 5.3.8: BER theo tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 97Hình 5.4.1: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 98Hình 5.4.2: BER theo tán sắc và tán sắc của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng lần lượt

4 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE parrallel 99Hình 5.4.3: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu NRZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 100Hình 5.4.4: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt 1 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable step-size LMS DFE, 1 Sign-regressor LMS DFE 101Hình 5.4.5: BER theo tán sắc và tán sắc của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng lần lượt

4 bộ cân bằng bậc đơn vị (1,1) mắc song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 RLS DFE parrallel, 4 Variable step-size LMS DFE parrallel, 4 Sign-regressor LMS DFE

Trang 17

Hình 5.4.6: BER theo tán sắc và phi tuyến của tín hiệu RZ-DQPSK khi dùng bộ cân bằng 103

DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU

Bảng 2.1.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bit của chuỗi dữ liệu vào 24Bảng 4.2.2: Pha truyền của bộ điều chế QPSK ứng với cặp bits IQ 60

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT

ASE .Amplified Spontaneous Emission

ASK Amplitude Shift Keying

A-SSM Asymmetric Split-Step Method

BER Bit Error Rate

BPSK Binary Phase-Shift Keying

DPSK Differential Phase-Shift Keying

DSF .Dispersion Shift Fiber

DWDM Dense Wavelength Division Multiplexing

EDFA .Erbium Doped Fibre Amplifier

FFE Feedforward Equalizer

FIR .Finite Impulse Response

Trang 18

ISI Intersymbol Interference

LEAF .Large Effective Area Fiber

LMS Least Mean Square

LO .Local Oscillator

LS .Least Square

MAP .Maximum A Posteriori

MLSE .Maximum Likelihood Sequence Estimation MMSE .Minimum Mean Square Error

MSE Mean Square Error

NLSE Nonlinear Schro&&dinger Equation

NZ DSF .Non Zero Dispersion Shift Fiber

OOK .On-Off Keying

PM Phase Modulation

PMD .Polarization Mode Dispersion

PSK .Phase-Shift Keying

Q Quadrature

QAM .Quadrature Amplitude Modulation

QPSK Quadrature Phase-Shift Keying

Trang 19

RZ Return to Zero

SMF Single Mode Fiber

SNR Signal to Noise Ratio

SOA Semiconductor Laser Optical Amplifier SPM Selt-Phase Modulation

SSFM Split-Step Fourier Method

SSM Symmetric Split-Step

SSMF Standard Single Mode Fiber

WDM .Wavelength Division Multiplexing XPM .Cross Phase Modulation

Trang 20

CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU

1.1 QUÁ TRÌNH PHÁT TRIỂN CỦA MẠNG QUANG

Mạng thông tin quang đầu tiên được thương mại hoá vào năm 1992 có tốc

độ 2.5Gb/s Sau đó 4 năm, hệ thống WDM (Wavelength Division Multiplexing) được triển khai với tốc độ 40Gb/s Đến năm 2001, dung lượng của các hệ thống WDM đã đạt đến tốc độ 1.6Tb/s, rồi 3.2Tb/s và hơn nữa Trong vòng 2 năm sau đó, việc triển khai các hệ thống thông tin quang tốc độ cao trên diện rộng, các hệ thống thông tin quang vượt đại dương không ngừng được triển khai Hệ thống quang toàn cầu với hơn 250.000km, dung lượng 2.56Tb/s (64channel 10Gb/s trên 4 đôi sợi quang) được đưa vào sử dụng vào năm 2002 [9]

Trong những năm gần đây, việc bùng nổ nhu cầu thông tin của người dùng làm cho tốc độ của hệ thống thông tin quang liên tục tăng Nhiều chuẩn hoá đã ra đời Chuẩn Gigabit Ethernet trên sợi quang đầu tiên được chuẩn hoá bởi IEEE 802.3z qui định tốc độ 1Gb/s Sau đó, vào năm 2003, 10Gb/s Ethernet trên sợi quang được chuẩn hoá bởi IEEE 802.3ae, và 100Gb/s Ethernet đang dự kiến chuẩn hoá vào năm 2010

1.2 ĐẶT VẤN ĐỀ CỦA LUẬN VĂN

Nhằm tận dụng ưu điểm băng thông vô hạn của sợi quang, nhiều nghiên cứu

để nâng cao tốc độ truyền dẫn dữ liệu trong mạng quang không ngừng được tiến hành và đã thu được nhiều kết quả khả quan Theo đó, các phương pháp điều chế đa bit cho một symbol, như QPSK, QAM, , trở nên chiếm ưu thế so với các phương pháp điều chế đơn bit cho một kí tự (symbol), như OOK Nhiều nghiên cứu nhằm tận dụng ưu thế giảm băng thông của các phương pháp điều chế đa bit so với các phương điều chế đơn bit và đã thu được nhiều kết quả khả quan có thể được tìm thấy trong [13][15][25] Chất lượng hệ thống thông tin bằng sợi quang lại luôn chịu tác động lớn bởi các hiệu ứng tuyến tính (như tán sắc màu CD, tán sắc do phân cực

Trang 21

PMD,…) và các hiệu ứng phi tuyến (như tự điều chế pha SPM, trộn bốn sóng FWM,…) Đối với các hệ thống truyền dẫn quang đường dài và tốc độ cao, mức độ ảnh hưởng của các hiệu ứng này là rất rõ rệt Đã nhiều năm qua, việc chống lại các hiệu ứng này được thực hiện bằng việc chèn các sợi bù tán sắc (DCF) vào cuối mỗi chặng (span) (ví dụ như sợi đơn mode chuẩn SSMF hay sợi LEAF,…) [1] Trong các hệ thống truyền dẫn đường dài bằng sợi quang (bao gồm SSMF, LEAF, DCF,…), khi được truyền đi, năng lượng của tín hiệu lại bị suy hao đáng kể điển hình là SSMF có mức suy hao vào khoảng 0.2dB/km Do đó, các bộ khuếch đại quang được dùng để bù lại sự mất mát này và trở nên tối quan trọng trong các hệ thống truyền dẫn đường dài Nhiễu tích lũy không thể tránh được của các nguồn nhiễu phát xạ ngẫu nhiên do khuếch đại ASE từ các bộ khuếch đại này sẽ làm cho khoảng cách truyền dẫn bị thu hẹp lại Ngoài ra, DCF lại rất nhạy với các hiệu ứng phi tuyến và sự phân cực

Với yêu cầu ít hơn về mặt chi phí và kích thước của các bộ xử lý tín hiệu số khi được tích hợp trong các hệ thống xử lý bằng điện cũng nhỏ gọn hơn, các kỹ thuật xử lý tín hiệu số trong miền điện ngày càng được quan tâm nghiên cứu giúp làm giảm nhiều tác nhân gây ảnh hưởng nghiêm trọng đến chất lượng truyền dẫn [19][20][21][22][23][24] Các nghiên cứu trên các bộ cân bằng điện trong các hệ thống quang dùng kỹ thuật tách sóng kết hợp (coherent detection) và tách sóng trực tiếp bắt đầu vào những năm 1990 [29] và được đẩy mạnh hơn vào khoảng năm 2000 [23]

1.3 SƠ LƯỢC VỀ TÌNH HÌNH NGHIÊN CỨU CỦA CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN

Gần đây, nhiều nghiên cứu nhằm nâng cao tốc độ và chất lượng của hệ thống thông tin quang đường dài liên quan đến việc sử dụng các bộ cân bằng kết hợp với các phép điều chế khác nhau đã được tiến hành và đã thu được nhiều kết quả khả quan Đến nay, các nghiên cứu và ứng dụng các bộ cân bằng vào hệ thống truyền dẫn có thể được nhắc đến là: bộ cân bằng Radial basis function network (Gilad

Trang 22

R.Hueda, 2005) [26], bộ cân bằng Turbo (Mark Jager và Tobias Rankl, 2006) [24],

bộ cân bằng MAP (Wenze Xi và John Zweck, 2005) [30], bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE (G Katz và D Sadot, 2008) [20] và (Qian Yu, 2007) [27], các bộ cân bằng điện phi tuyến (Chunmin Xia và Werner Rosenkranz, 2007) [19] Tuy nhiên, các nghiên cứu này chỉ được thực hiện trên các hệ thống quang tốc độ thấp (10Gb/s) và các loại điều chế đơn giản như OOK, DPSK, có thể kể đến các nghiên cứu gắn với dạng điều chế OOK của G Katz và D Sadot vào năm 2008 trong [20]

và gắn với DPSK của Chunmin Xia và Werner Rosenkranz vào năm 2007 trong [19] với khoảng cách truyền dẫn đạt khoảng 300km mà không cần bù tán sắc, BER đạt mức trên 10-9

1.4 GIẢI PHÁP ĐỀ NGHỊ CỦA ĐỀ TÀI

Đề tài nhằm mô phỏng toàn bộ hệ thống truyền dẫn quang đường dài, tốc độ 100Gb/s, đạt chất lượng cao (BER từ 10-9 – 10-12) bằng việc sử dụng kết hợp phương pháp điều chế DQPSK, các bộ cân bằng điện và bộ thu tách sóng trực tiếp, trên nền Matlab Simulink Nhằm nâng cao tốc độ xử lý của các bộ cân bằng, đề tài

sử dụng 2 giải pháp là dùng bộ cân bằng với bậc đơn vị và ghép nối song song các

bộ cân bằng này lại với nhau trong miền điện sau bộ nhận quang tách sóng kiểu trực tiếp Đây là phương pháp mới chưa được ứng dụng trước đây Kết quả đạt được của

đề tài có thể giúp nâng cấp các hệ thống quang cũ tốc độ thấp trước đây lên thành một hệ thống tốc độ cao mà không làm thay đổi nhiều đến cấu trúc hệ thống

1.5 CÁCH TRÌNH BÀY CỦA LUẬN VĂN

Luận văn này được trình bày bồm 6 chương; các chương cụ thể trình bày các nội dung sau:

Trang 23

Trình bày các lý thuyết cơ bản trong hệ thống thông tin quang như các phép điều chế, các thành phần cơ bản của hệ thống và cuối cùng giới thiệu công cụ Matlab Simulink

Chương 3 – CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG

Các thuật toán thích nghi và các kỹ thuật cân bằng mà đề tài khảo sát sẽ được trình bày chi tiết

Chương 4 - MÔ HÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN SỬ DỤNG KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN TRÊN NỀN MATLAB SIMULINK

Trình bày các khối chính của mô hình mà đề tài đã thiết kế trên Malab Simulink, các giải pháp thiết kế các chặng truyền dẫn và giải pháp thiết kế bộ cân bằng

Chương 5 - KẾT QUẢ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN ỨNG DỤNG CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN

Trình bày các kết quả chính của đề tài, qua đó, thấy được tính khả thi của các giải pháp đã được giới thiệu ở chương 4

Chương 6 – KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN

Đưa ra các kết luận sau cùng của luận văn, qua đó, vạch ra hướng phát triển tiếp theo của đề tài

Trang 24

CH ƯƠNG 2: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN

QUANG

Chương 2 giới thiệu tổng quan các kỹ thuật điều chế Tiếp theo, chương này

sẽ trình bày chi tiết các kỹ thuật điều chế khóa dịch pha PSK, trong đó phép điều chế DQPSK, phép điều chế mà đề tài chọn để khảo sát, sẽ được phân tích kỹ; và trình bày tổng quan các vấn đề cơ bản của một hệ thống thông tin quang: các thành phần hệ thống, các tác nhân truyền dẫn, … Phần còn lại, chương 2 sẽ giới thiệu sơ nét về công cụ Matlab Simulink, công cụ hỗ trợ chính cho mô phỏng và mô hình hoá của đề tài

2.1 ĐI ỀU CHẾ KHOÁ DỊCH PHA VUÔNG GÓC VI PHÂN DQPSK

2.1.1 Gi ới thiệu các kỹ thuật điều chế

Sóng mang quang trước khi điều chế có dạng như công thức (2.1.1) p.117

[9]-( +Φ)

t

Trong đó, E là véc tơ trường điện

là véc tơ đơn vị phân cực

Trang 25

2.1.2 Đi ều chế khoá dịch pha vi phân DPSK

2.1.2.1 Đi ều chế khoá dịch pha nhị phân BPSK

BPSK là dạng điều chế đơn giản nhất của PSK Trong kiểu điều chế này, pha truyền của sóng mang là 0 hay π tuỳ thuộc vào dữ liệu nhị phân vào là 0 hay 1 và biên độ của sóng mang không thay đổi Hình 2.1.1 là đồ thị chòm sao của BPSK BPSK có hạn chế là nơi giải điều chế phải biết thông tin pha đầu của sóng mang Điều này sẽ được khắc phục bằng DPSK, trong đó, đầu nhận không cần biết rõ về thông tin của pha gốc của sóng mang mà vẫn có thể giải điều chế tốt tín hiệu được

Hình 2.1.1: Đ ồ thị chòm sao của BPSK [32]

2.1.2.2 Đi ều chế khoá dịch pha vi phân DPSK

Khác với BPSK, DPSK mã hoá thông tin bằng cách thay đổi pha của sóng mang giữa các bit liền kề: sóng mang sẽ dịch một góc π so với pha của bit truyền trước đó nếu dữ liệu nhị phân vào là bit 1, nếu dữ liệu nhị phân vào là bit 0 thì pha truyền sẽ giống với pha truyền của bit trước đó Như vậy, với DPSK thì pha của sóng mang phụ thuộc vào bit hiện tại và bit trước đó

Bộ điều chế DPSK có cấu trúc như Hình 2.1.2, gồm bộ mã hoá vi phân (Differential Encoder), hay tiền mã hoá (Precoder), theo sau là bộ điều chế BPSK Theo hình vẽ thì ngõ ra của bộ Precoder là e k =e k−1 ⊕b k[1]-p.8

Việc giải điều chế DPSK chỉ cần dựa vào sự dịch pha của sóng mang thu được để quyết định bit nhị phân thu được là 1 hay 0 mà không cần phải dựa vào thông tin pha đầu của sóng mang

Trang 26

Hình 2.1.2: Nguyên t ắc điều chế DPSK 2.1.3 Đi ều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK

2.1.3.1 Đi ều chế khoá dịch pha vuông góc QPSK

Đồ thị chòm sao của QPSK được mô tả trong Hình 2.1.3 với 4 góc pha, QPSK mã hoá mỗi lần 2 bit (thứ tự IQ), gọi là một symbol Như vậy, với cùng một băng thông, QPSK tăng tốc độ dữ liệu gấp đôi so với BPSK; hoặc ở cùng một tốc

độ dữ liệu thì QPSK chỉ cần một nữa băng thông so với BPSK Giống như BPSK, việc giải điều chế QPSK phải tham khảo pha ban đầu của sóng mang tại nơi phát QPSK vi phân cải biến QPSK bằng cách mã hoá dữ liệu trước khi điều chế

Hình 2.1.3: Đ ồ thị chòm sao của QPSK [32]

2.1.3.2 Đi ều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK

Thay vì truyền sóng mang với các pha

Trang 27

B ảng 2.1.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bit của chuỗi dữ liệu

vào

Tương tự bộ điều chế DPSK (như Hình 2.1.2), bộ điều chế DQPSK cũng gồm một bộ mã hoá vi phân, hay tiền mã hoá, đặt trước khối điều chế QPSK Bộ tiền mã hoá của DQPSK thì phức tạp hơn, là hàm của 4 bit: 2 bit nhị phân vào aIaQ

của symbol hiện tại và 2 bit trạng thái pha I0Q0 của symbol trước đó (2 bit ngõ ra trước đó của bộ tiền mã hoá) Tùy cấu trúc của khối điều chế của khối QPSK mà bộ tiền mã hoá được thiết kế khác nhau sao cho pha của sóng mang thay đổi theo bảng 2.1.1

2.1.4 Ưu điểm của các kiểu điều chế PSK

Trong những năm gần đây, khi mà tốc độ truyền dẫn đạt trên 10Gb/s, các kiểu điều chế PSK được quan tâm nghiên cứu bởi một số lợi điểm của nó so với kiểu điều chế OOK (On-Off Keying) [13][15]:

− Ở cùng tỉ số lỗi bit BER thì tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang OSNR thấp hơn ít nhất 3dB khi bộ thu cân bằng (Balanced Receiver);

− Ít bị ảnh hưởng bởi các nhiễu phi tuyến như hiệu ứng tự điều pha SPM, và biến điệu chéo pha XPM;

− Có thể tăng hiệu quả sử dụng phổ tần bằng cách tăng số pha điều chế

FSK (Fequency-Shift Keying) thường ít được dùng vì giới hạn tán sắc trong truyền thông quang

Trang 28

2.2 H Ệ THỐNG THÔNG TIN QUANG

2.2.1 Gi ới thiệu

Hệ thống thông tin quang có thể được chia thành 2 loại: được hướng dẫn (guided) và không được hướng dẫn (unguided) Các hệ thống thông tin hữu hướng truyền dữ liệu trên kênh truyền là sợi quang, trong khi hệ thống thông tin vô hướng lan truyền tia sáng ra ngoài không gian Hầu hết các ứng dụng trên mặt đất đều sử dụng hệ thống thông tin dùng sợi quang [9]-p.120 Hình 2.2.1 là sơ đồ biểu diễn các thành phần cơ bản trong hệ thống thông tin quang: thiết bị phát, thiết bị thu và kênh truyền

Hình 2.2.1: Các thành ph ần cơ bản của hệ thống thông tin quang [9]-p.120 2.2.2 Thi ết bị phát

2.2.2.1 Các thành ph ần cơ bản của thiết bị phát

Chức năng của khối này là chuyển tín hiệu điện thành tín hiệu quang Hình 2.2.2 là sơ đồ khối chính của thiết bị phát, gồm 3 thành phần chính [9]-p.122: nguồn quang (Optical source) là một laser bán dẫn hoặc một diod phát quang, bộ phận điều chế (Modulator) và bộ phận ghép kênh (Channel coupler) Thành phần chính của bộ phận ghép kênh là một vi thấu kính (Microlen) dùng để hội tụ ánh sáng sau khi điều chế vào kênh truyền sợi quang

Hình 2.2.2: S ơ đồ khối thiết bị phát [9]-p.122

Có 2 dạng điều chế quang: điều chế trực tiếp và điều chế ngoài Trong điều chế trực tiếp (DM-direct modulation) tín hiệu được đưa trực tiếp vào dòng phân cực

Trang 29

laser DM chỉ được sử dụng ở tốc độ thấp, dưới 10Gb/s [9]-p.122 Ở tốc độ cao, 10Gb/s trở lên, điều chế trực tiếp sẽ gây ra sự dịch tần (frequency chirp) mà chính

sử dịch tần này sẽ gây nên mức độ tán sắc nghiêm trọng Ngoài ra, nhiễu pha laser cũng làm suy giảm sự thuận lợi của điều chế trực tiếp [12]

Hình 2.2.2 là sơ đồ khối thiết bị phát sử dụng điều chế ngoài Điều chế ngoài được sử dụng khi tốc độ truyền là 10Gb/s hoặc cao hơn, khi sự dịch tần của DM là đáng kể Trong điều chế ngoài, laser được phân cực để phát quang liên tục (CW-Continuous Wave) Nguồn quang phát ra được đưa vào bộ điều chế đặt gần đó Có hai kiểu điều chế ngoài là điều chế hấp thu điện dựa trên hiệu ứng Franz-Keldysh và

sử dụng bộ điều chế Mach-Zehnder (MZM - Mach-Zehnder Modulator) Mô hình

mô phỏng của đề sử dụng điều chế Mach-Zehnder

2.2.2.2 C ấu trúc của bộ điều chế ngoài MZM (Mach-Zehnder Modulator)

Cấu trúc của MZM [9] -p.122 được mô tả trong Hình 2.2.3 gồm 2 nhánh dẫn quang LiNbO3 được khuếch tán titanium và các điện cực để phân cực điện cho MZM Khi áp điện thế ngoài vào, chất liệu quang điện như LiNbO3 sẽ thay đổi chiết suất Pha của tín hiệu quang đi vào sẽ dịch đi một góc tuỳ thuộc vào độ lớn điện thế

áp vào các điện cực Ngõ ra của MZM là giao thoa của 2 nhánh MZM ứng dụng phổ biến trong điều chế biên độ và điều chế pha quang

Hình 2.2.3: C ấu trúc MZM [9] -p.122

Có 2 cách phân cực cho MZM là phân cực đơn (single drive) và phân cực đôi (dual drive) tuỳ theo mục đích sử dụng Hình 2.2.4 vẽ MZM phân cực đơn Trong kiểu phân cực này, chỉ một nhánh MZM được áp điện thế

Trang 30

= +

π π

V

V j in V

V j in in Out

in in

e

E e

E E

2

2

Trong đó, Ein là cường độ ánh sáng ngõ vào MZM

Eout là cường độ ánh sáng ngõ ra

π

V là điện thế phân cực để pha của nhánh tương ứng dịch 1800

Vin là điện thế phân cực cho MZM

2

in

E

là một nửa công suất vào chia đều cho mỗi nhánh

Hình 2.2.5: Bi ểu diễn ngõ ra của MZM khi phân cực đơn

Hình 2.2.5 là đồ thị véc tơ ứng với công thức (2.2.1) với

ππθ

V

V in

= , là góc pha trên nhánh được phân cực bằng một điện áp Vin Như vậy, tuỳ theo điện thế phân cực trên một nhánh mà cường độ ở ngõ ra của MZM biến thiên từ cực đại (ON state) đến triệt tiêu (OFF state)

Trang 31

Hình 2.2.6: MZM khi phân c ực đôi [12]

Hình 2.2.6 vẽ MZM khi phân cực đôi Trong trường hợp này, thường 2 nhánh được phân cực đối xứng (V1=-V2) Ngõ ra của MZM có biểu thức như (2.2.2) Đồ thị ngõ ra được vẽ trong Hình 2.2.7 Từ đồ thị véc tơ cho thấy, có thể phân cực nguồn đôi trong điều chế cường độ (IM – intensity modulation) hoặc đảo pha ánh sáng ngõ vào

= +

π π

π π

V

V j V

V j in V

V j in V

V j in

E

1 1

2 1

2 2

Hình 2.2.7: Bi ểu diễn ngõ ra của MZM khi phân cực đôi

MZM được dùng trong các bộ điều chế cường độ OOK, điều chế pha PSK và trong thiết bị khắc xung khi mã hoá RZ (Nonreturn-to-Zero)

Ngoài ra, kết cấu sử dụng một nhánh của MZM như Hình 2.2.8 được dùng như bộ điều chế pha Biểu thức ngõ ra như (2 2.3) Pha ngõ ra là một hàm điện thế

ac

e E

Trang 32

Hình 2.2.8: C ấu trúc bộ điều chế pha [1]-p.14 2.2.3 Thi ết bị thu

2.2.3.1 Nguyên lý ho ạt động và cấu tạo của bộ thu

Thiết bị thu chuyển đổi năng lượng của tín hiệu thu được thành tín hiệu điện Hình 2.2.9 là sơ đồ khối tổng quát của bộ thu quang, gồm 3 thành phần chính:

− Bộ ghép kênh (channel coupler) là một vi thấu kính dùng để hội tụ tín hiệu quang thu được thành vào một photodiode

− Photodetector chuyển năng lượng quang thu được thành tín hiệu điện Tuỳ kiểu điều chế mà bộ phận tách sóng quang được thiết kế khác nhau Nó là một photodiode theo sau là bộ khuếch đại điện đối với điều chế cường độ IM như NRZ-OOK hay RZ-OOK Đối với kiểu điều chế pha như PSK, hay PSK

vi phân thì phải chuyển về IM trước khi đưa vào photodiode Nếu gọi Pin là công suất quang chiếu vào photodiode thì dòng điện Ip sinh ra được tính theo công thức (2.2.4):

Trang 33

Hình 2.2.9: S ơ đồ khối bộ thu quang [9] -p.122 2.2.3.2 Đánh giá ch ất lượng hệ thống [1]-p.16

Chất lượng của hệ thống thông tin quang được đặc trưng bởi 2 thông số: BER (bit error rate) và độ nhạy của bộ thu (Receiver sensitivity) BER là xác suất lỗi bit trung bình Trong các hệ thống thông tin quang, BER thường phải đạt mức tối thiểu là 10-9 Độ nhạy của bộ thu được định nghĩa là công suất thu trung bình tối thiểu (dBm) để BER đạt mức 10-9 BER cũng như độ nhạy bộ thu phụ thuộc vào SNR

Việc xác định BER dựa vào phương pháp đếm không khả thi vì mất nhiều thời gian do BER rất nhỏ Trong thực tế, BER được tính theo phương pháp xác suất, dựa trên việc lấy mẫu tín hiệu tại nơi thu Nguyên tắc tính BER theo cách này được

mô tả như Hình 2.2.10

Trong đó, I1 (I0) là dòng điện trung bình của các mẫu thu được ứng với các bit 1 (0)

) ( 0

σ là phương sai của nhiễu ứng với các bit 1 (0)

Như vậy, từ n mẫu xi thu được, ta tính được dòng trung bình I và phương sai

σ theo công thức xác suất (2.2.5), (2.2.6) và (2.2.7):

x n

erfc BER , trong đó

0 1

0 1

Trang 34

Hình 2.2.10: Nguyên t ắc tính BER theo xác suất [1]-p.16

2.2.4 Kênh thông tin

Kênh thông tin gồm có các thành phần như sợi quang, các bộ khuếch đại, các

bộ lặp Khi tín hiệu lan truyền trên kênh này, chúng sẽ chịu tác động của các hiệu ứng truyền dẫn Phần này sẽ giới thiệu các hiệu ứng này và trình bày một số sợi quang thông dụng cũng như các bộ khuếch đại sẽ được nhắc đến

2.2.4.1 Các hi ệu ứng truyền dẫn

Khi truyền trong sợi quang, tín hiệu thường bị tác động bởi các hiệu ứng như tuyến tính và phi tuyến Hiệu ứng tuyến tính như suy hao, tán sắc màu; hiệu ứng phi tuyến như: tự điều pha SPM, điều chế pha chéo XPM, trộn bốn sóng FWM … tuỳ theo mức tác động nhiều hay ít sẽ làm suy giảm chất lượng của hệ thống truyền dẫn

Suy hao

Khi tín hiệu quang lan truyền trong sợi, công suất của tín hiệu sẽ bị suy hao theo quy luật hàm mũ như công thức (2.2.8) Có nhiều nguyên nhân gây ra suy hao

Trang 35

trong sợi như: sự hấp thu do chất liệu bên trong sợi quang, suy hao do tán xạ, khi ánh sáng đi qua các chỗ uốn cong, các chỗ nối hàn …

( L)

P

Trong đó, α là hằng số suy hao

P0 là công suất của tín hiệu quang tại ngõ vào của một sợi quang chiều dài L

PT là công suất còn lại sau khi đi qua sợi quang có chiều dài L

Thường thì, suy hao của sợi được diễn tả theo đơn vị dB/km khi đó công thức (2.2.9) được sử dụng

T

Suy hao của sợi quang phụ thuộc vào bước sóng và có thể được thấy qua Hình (2.2.11) Các sợi quang hiện nay có hệ số suy hao trung bình vào khoảng 0.2dB/km tại vùng bước sóng 1550nm

Hình 2.2.11: Suy hao c ủa sợi phụ thuộc vào bước sóng [15]-p.9

Tán sắc màu

Tán sắc màu [13]-p.9 (chromatic dispersion – CD) là sự giãn tần số của tín hiệu quang khi truyền qua sợi Đề cập đến pha quang rất là quang trọng khi muốn khai triển CD hay trì hoãn nhóm (group delay) vì giữa các đại lượng này có mối liên

hệ toán học với nhau Trì hoãn nhóm là đạo hàm bậc một của pha theo tần số tín

Trang 36

hiệu quang, trong khi tán sắc màu là đạo hàm bậc hai của pha theo tần số tín hiệu quang Những đại lượng này được trình bày như công thức (2.2.10)

Sự giãn phổ do tán sắc là một hiện tượng rất quang trọng ngay cả khi không

có hiện tượng phi tuyến Hiện tượng tán sắc, xét về mặt toán học, là sự khai triễn hằng số truyền mode β theo chuỗi Taylor với tần số số trung tâm ϖ0 như công thức (2.2.11)

( 0 , 1 , 2 , ),

,

0

2 0 2

0 1

− +

=

=

=

m đó

Trong

c n

m m m

ϖ ϖϖ

ββ

ϖϖβϖϖββ

ϖϖϖβ

2

λ

λβλ

πλ

Trang 37

Hình 2.2.12: S ự thay đổi của D theo bước sóng quang [13]-p.10

Tán sắc đóng vai trò quan trọng trong truyền dẫn trên sợi quang Sự tương tác giữa tán sắc và sự phi tuyến là một vấn đề quan trọng khi thiết kế hệ thống sóng ánh sáng (lightwave)

Hiệu ứng phi tuyến

Mặc dù khi dùng sợi quang làm bằng silic thì các hệ số phi tuyến của sợi rất nhỏ nhưng các ảnh hưởng phi tuyến trong sợi quang nói chung là không thể bỏ qua được Điều này là do cường độ quang của tín hiệu truyền cao dù cho công suất tín hiệu là thấp (vài mW đến cỡ chục mW) Một mặt cắt ngang của sợi quang làm cho cường độ quang lại trở nên rất cao, khi đó, ảnh hưởng này là đủ lớn để gây ra sự tác động phi tuyến đáng kể Hơn nữa, đối với các hệ thống được khuếch đại quang thì khoảng cách lặp lớn, vì vậy các ảnh hưởng phi tuyến [13]-p.12 có thể tích luỹ trên khoảng cách truyền dài Tuỳ theo nguồn gốc phát sinh, ảnh hưởng phi tuyến có thể được chia thành 2 trường hợp: các phát xạ kích thích và các tác động Kerr Trong

đó, loại thứ hai gây ra do sự phụ thuộc của chiết suất sợi quang vào cường độ, ngược lại loại thứ nhất gây ra do sự tán xạ theo một hằng số suy giảm phụ thuộc vào cường độ Có hai hiện tượng tán xạ kích thích trong sợi quang: tán xạ Raman và tán

xạ Brillouin Sự phụ thuộc vào cường độ của chiết suất gây ra tự điều pha phase modulation - SPM), điều chế pha chéo (cross-phase modulation - XPM), và trộn bốn sóng (four-wave mixing - FWM) Ngoài ra, sự khác biệt giữa tán xạ kích thích và các tác động của chiết suất không tuyến tính đó là loại thứ nhất đi cùng với các công suất ngưỡng mà tại đó các tác động này trở nên đáng kể Trong các hiện tượng phi tuyến, SPM và XPM là hai hiện tượng có mức tác động lớn nhất đối với

Trang 38

(self-hiện tượng xảy ra trong các hệ thống ghép kênh phân chia theo bước sóng WDM Ngoài các hiện tượng kể trên, hiện tượng tán sắc do phân cực (polarization mode dispersion - PMD) là hiện gây ra do sự không đối xứng của sợi quang làm cho ánh sáng ở hai mặt phẳng cực khác nhau di chuyển với tốc độ khác nhau

Tự điều pha SPM, điều chế pha chéo XPM [13]-p.13

Đây là hai tác động phi tuyến quan trọng nhất xuất phát từ sự phụ thuộc của chiết suất vào cường độ SPM là sự tự dịch pha khi tín hiệu quang được truyền qua sợi Trong khi, XPM là sự dịch pha phi tuyến của tín hiệu quang khi tín hiệu này được cùng truyền đi tại một bước sóng khác Khi hai tín hiệu quang ở hai tần số ω1

và ω2, được phân cực dọc theo trục x, cùng truyền tức thời trong sợi:

x

E 1exp 1 2exp 22

Sự dịch pha phi tuyến đối với trường tại tần số ϖ1 gây ra bởi SPM và XPM

có thể được diễn tả như sau:

2

2 1 0

k và L là chiều dài của sợi quang Hiện tượng SPM được gây ra do sự đóng góp của số hạng E12 trong khi E2 2góp phần tạo nên XPM Công thức này cho thấy, với cùng độ lớn của trường quang, sự dịch pha phi tuyến do XPM gây ra bằng hai lần sự dịch pha do SPM gây ra Hình 2.2.13 cho thấy một xung (đường cong phía trên) truyền qua một mội trường phi tuyến chịu sự tự dịch tần số (đường cong bên dưới) do tự điều pha gây ra Phía trước của xung bị dịch theo các tần số thấp hơn, phía sau bị dịch theo các tần số cao hơn Tại chính giữa của xung, sự dịch tần xấp xỉ tuyến tính

Trang 39

Hình 2.2.13: Hi ện tượng tự điều pha SPM [13]-p.13 2.2.4.2 Các b ộ khuếch đại, nhiễu tích luỹ ASE

Trong các hệ thống đường dài, muốn gia tăng khoảng cách truyền dẫn, các

bộ lặp hoặc các bộ khuếch đại quang được dùng Tuy nhiên, công đoạn chuyển đổi

từ quang sang điện và ngược lại từ điện sang quang làm cho việc sử dụng các bộ lặp

bị hạn chế Những bất lợi của công đoạn này là: sự tốn kém về chi phí, số lượng lớn phải dùng của các bộ lặp, nhiễu phát sinh sau mỗi lần chuyển đổi, sai số sau mỗi lần chuyển đổi Các bộ khuếch đại quang ra đời đã khắc phục được các điểm bất lợi nêu trên và ngày càng được sử dụng nhiều trong các hệ thống đường dài Mặc dù vậy, khi khoảng cách truyền dẫn bị giới hạn bởi nhiễu sinh ra bởi các bộ khuếch đại quang, ngoài việc sử dụng các bộ khuếch đại này, việc sử dụng thêm số ít những bộ lặp để tái lặp tín hiệu là cần thiết

Khuếch đại quang có nhiều loại và dựa vào tính chất, có thể phân làm hai loại cơ bản [18]: phát xạ kích kích thích và tính phi tuyến Các bộ khuếch đại: khuếch đại sợi có pha tạp Erbium (Erbium Doped Fibre Amplifier - EDFA), khuếch đại quang laser bán dẫn (Semiconductor Laser optical Amplifier – SOA) thuộc loại thứ nhất Trong khi, các bộ khuếch đại như: Raman, Brillouin thuộc loại thứ hai Nhiễu phát xạ tự phát do khuếch đại (Amplified Spontaneous Emission - ASE) được tạo ra trong hoạt động của các bộ khuếch đại là nhân tố làm ảnh hưởng đến chất lượng của các bộ khuếch đại và của cả hệ thống quang Nhiễu ASE [11] có phân bố Guassian được đặc trưng bởi thông số Noise Figure – NF với SNR i

NF= ,

Trang 40

trong đó, SNRi và SNRO lần lượt là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của tín hiệu vào và ra của bộ khuếch đại Hình 2.2.14 minh hoạ sự tác động của nhiễu ASE Trong các hệ thống đường dài, nhiễu ASE ngày càng được tích luỹ qua nhiều chặng (span) Hình 2.2.15 minh hoạ một hệ thống gồm 2 chặng Thông số NF tổng cộng của hệ thống gồm N chặng được cho bởi công thức (2.2.15) [11]:

N

N

L G L

F L

G L

F L

F F

1 1 2

1 1

2 1

Trong đó, Fi, Li lần lượt là NF và mát mát của chặng thứ i,

F là tổng NF của hệ thống Xét trường hợp của Hình 2.2.15, khi không có mất mát (L1 = L2 = 1), thì

1

2 1

G

F F

Hình 2.2.14 : Ảnh hưởng của nhiễu ASE [18]

Hình 2.2.15: H ệ thống với hai bộ khuếch đại EDFA [11]

Bộ khuếch đại EDFA hiện nay, với NF nhỏ (cỡ 3dB), chi phí không cao và

có thể được dùng ở trên mặt đất hay dưới biển, ngày càng được sử dụng rộng rãi Chính vì vậy, EDFA được chọn để làm bộ khuếch đại trong mô phỏng hệ thống của

đề tài Bộ khuếch đại này sẽ được giới thiệu ngay sau đây

Ngày đăng: 08/10/2014, 17:38

Nguồn tham khảo

Tài liệu tham khảo Loại Chi tiết
[1]. Trần Nhựt Khải Hoàn, “Tái sử dụng sóng mang DQPSK trong mạng quang thụ động DWDM 100Gb/s”, Luận văn thạc sĩ điện tử kỹ thuật, Trường đại học Bách Khoa Tp. HCM, Việt Nam, 2008 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Tái sử dụng sóng mang DQPSK trong mạng quang thụ động DWDM 100Gb/s”
[2]. Vũ Văn San, “Hệ thống thông tin quang”, tập 1, Nhà xuất bản Bưu Điện, Hà Nội, Việt Nam, 2008 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Hệ thống thông tin quang”
Nhà XB: Nhà xuất bản Bưu Điện
[3]. Alexander D. Poularikas, Zayed M. Amadan, “Adaptive filtering primer with Matlab ”, CRC, Newyork, USA, 2006 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Adaptive filtering primer with Matlab ”
[4]. Antonio Napoli, “Electronic compensation of fiber propagation impairments in optical communications systems”, PhD. thesis, Torino, Italy, 2006 Sách, tạp chí
Tiêu đề: Electronic compensation of fiber propagation impairments in optical communications systems
[5]. B. Farhang-Boroujeny, “Adaptive filter theory and applications”, John Wiley & Sons, England, 1998 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Adaptive filter theory and applications”
[6]. L.N. Binh, A. Chua and G. Alagaratnam, “Monash optical communication system simulator for optically amplified DWDM advanced modulation formats”, Technical report, Monash university, 2005 Sách, tạp chí
Tiêu đề: Monash optical communication system simulator for optically amplified DWDM advanced modulation formats
[7]. L.N. Binh, T.L. Huynh and H.S. Tiong, “DQPSK RZ modulation formats generated from dual drive electro-photonic modulators”, Technical Reports, MonashUniversity, 2006 Sách, tạp chí
Tiêu đề: DQPSK RZ modulation formats generated from dual drive electro-photonic modulators
[8]. Ezra Ip, J. M. Kahn, “Nonlinear impairment compensation using backpropagation”, Invite chapter, Stanford university, USA, 2009 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Nonlinear impairment compensation using backpropagation”
[10]. Guy Wolf, Roy Ron, Guy Shwartz, “Introduction to equalization”, Report of advanced DSP subject, 2004 Sách, tạp chí
Tiêu đề: Introduction to equalization
[11]. Ivan P. Kaminow, “Optical amplifier: EDFA”, Lecture of EE 233. lightwave systems, University of Southern California, USA, 2006 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Optical amplifier: EDFA”
[12]. Huynh Thanh Liem, “Electronic compensation techniques on optical fiber systems”, PhD. thesis, Monash University, Australia, 2008 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Electronic compensation techniques on optical fiber systems”
[13]. Muhammad Haris, “Advanced modulation formats for high-bit-rate optical networks”, Doctor of Philosophy in Electrical and Computer Engineering, School of Electrical and computer Engineering Georgia Institute of Technology, USA, August, 2008 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Advanced modulation formats for high-bit-rate optical networks”
[15]. Sen Zhang, “Advanced optical modulation formats in high-speed lightwave system”, Master of Science thesis, Department of Electrical Engineering and Computer Science and the Faculty of the Graduate School of the University of Kansasts, 2006 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Advanced optical modulation formats in high-speed lightwave system”
[16]. S.Guizani, Habib Hamam, Y. Bouslimani and A. Cheriti, “High bit rate optical communications: limitations and perspectives”, IEEE Canadian review in Telecommunications, p. 11 to p. 15, 2005 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “High bit rate optical communications: limitations and perspectives”
[17]. Wei Chen, “Signal processing for optical performance monitoring and impairment mitigation”, PhD. thesis, Department of Electrical and Electronic Engineering, University of Melbourne, Australia, October, 2006 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Signal processing for optical performance monitoring and impairment mitigation”
[18]. Z Ghassemlooy, “Optical amplifier”, Lecture of optical fibre communication systems course, School of computing, engineering and information sciences, the university of Northumbria, U.K, 2006.Tài liệu tham khảo phụ Sách, tạp chí
Tiêu đề: Optical amplifier
[19]. Chunmin Xia, Werner Rosenkranz, “Nonlinear electrical equalization for different modulation formats with optical filtering”, IEEE J.Lightwave Tech, Vol. 25, No. 4, 2007 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “Nonlinear electrical equalization for different modulation formats with optical filtering
[20]. G. Katz, D. Sadot, “A nonlinear electrical equalizer with decision feedback for OOK optical communication systems”, IEEE Tran. Comm., Vol. 56, No.12, 2008 Sách, tạp chí
Tiêu đề: “A nonlinear electrical equalizer with decision feedback for OOK optical communication systems
[21]. G. Katz, D. Sadot, “Radial basis function network equalizer for optical communication OOK system”, IEEE J.Lightwave Tech., Vol. 25, No. 9, 2007 Sách, tạp chí
Tiêu đề: Radial basis function network equalizer for optical communication OOK system
[22]. Herbert F. Haunstein, Wolfgang Sauer-Greff, Andreas Dittrich, Konard Sticht, Ralph Urbansky, “Principles for electronic equalization of polarization-mode dispersion”, IEEE J.Lightwave Tech, Vol. 22, No.4, 2004 Sách, tạp chí
Tiêu đề: Principles for electronic equalization of polarization-mode dispersion”

HÌNH ẢNH LIÊN QUAN

Hình 2.2.1: Các thành ph ầ n c ơ  b ả n c ủ a h ệ  th ố ng thông tin quang [9]-p.120  2.2.2 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 2.2.1 Các thành ph ầ n c ơ b ả n c ủ a h ệ th ố ng thông tin quang [9]-p.120 2.2.2 (Trang 28)
Hình 2.2.11: Suy hao c ủ a s ợ i ph ụ  thu ộ c vào b ướ c sóng [15]-p.9 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 2.2.11 Suy hao c ủ a s ợ i ph ụ thu ộ c vào b ướ c sóng [15]-p.9 (Trang 35)
Hình 2.2.14  :  Ả nh h ưở ng c ủ a nhi ễ u ASE [18] - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 2.2.14 : Ả nh h ưở ng c ủ a nhi ễ u ASE [18] (Trang 40)
Hình 2.2.22: Suy hao theo b ướ c sóng c ủ a SMF 28 (trái) và SMF 28e (ph ả i) [34] - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 2.2.22 Suy hao theo b ướ c sóng c ủ a SMF 28 (trái) và SMF 28e (ph ả i) [34] (Trang 44)
Hình 3.2.1: Hiện tượng giao thoa liên ký tự ISI [10] - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 3.2.1 Hiện tượng giao thoa liên ký tự ISI [10] (Trang 51)
Hình 3.2.3: Bộ cân bằng tiến FFE - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 3.2.3 Bộ cân bằng tiến FFE (Trang 53)
Hình 4.1.1: Mã hoá dòng (a) NRZ và (b) RZ [9] -p.14 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.1.1 Mã hoá dòng (a) NRZ và (b) RZ [9] -p.14 (Trang 57)
Hình 4.1.4: Ph ổ  t ầ n s ố  c ủ a (a) NRZ-DQPSK và (b) RZ-DQPSK [27] - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.1.4 Ph ổ t ầ n s ố c ủ a (a) NRZ-DQPSK và (b) RZ-DQPSK [27] (Trang 59)
Hình 4.1.3: Pha và biên đ ộ  tín hi ệ u NRZ-DQPSK (trái) và RZ-DQPSK (ph ả i)  [1]-p.29 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.1.3 Pha và biên đ ộ tín hi ệ u NRZ-DQPSK (trái) và RZ-DQPSK (ph ả i) [1]-p.29 (Trang 59)
Hình 4.2.1: C ấ u trúc b ộ  phát RZ-DQPSK - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.2.1 C ấ u trúc b ộ phát RZ-DQPSK (Trang 60)
Hình 4.2.3: Hàm truy ề n và quan h ệ  vào ra c ủ a RZ-MZM [1]-p.33  4.2.1.2. Kh ố i đi ề u ch ế  QPSK - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.2.3 Hàm truy ề n và quan h ệ vào ra c ủ a RZ-MZM [1]-p.33 4.2.1.2. Kh ố i đi ề u ch ế QPSK (Trang 62)
Hình 4.2.4: S ơ  đ ồ  b ộ  phát DQPSK theo c ấ u trúc n ố i ti ế p - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.2.4 S ơ đ ồ b ộ phát DQPSK theo c ấ u trúc n ố i ti ế p (Trang 62)
Hình 4.2.7: S ơ  đ ồ  nguyên t ắ c b ộ  thu DQPSK [1]-p.36 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.2.7 S ơ đ ồ nguyên t ắ c b ộ thu DQPSK [1]-p.36 (Trang 68)
Hỡnh 4.2.8: Đ ồ  th ị  chũm sao t ạ i ngừ ra b ộ  d ị ch pha - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
nh 4.2.8: Đ ồ th ị chũm sao t ạ i ngừ ra b ộ d ị ch pha (Trang 69)
Hình 4.3.4: C ấ u trúc kênh truy ề n trong Matlab Simulink - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.3.4 C ấ u trúc kênh truy ề n trong Matlab Simulink (Trang 75)
Hình 4.4.1: Mô hình h ệ  th ố ng dùng b ộ  cân b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.4.1 Mô hình h ệ th ố ng dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 78)
Hình 4.4.2: C ấ u trúc b ộ  cân b ằ ng h ồ i ti ế p quy ế t đ ị nh DFE b ậ c (1,1) - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.4.2 C ấ u trúc b ộ cân b ằ ng h ồ i ti ế p quy ế t đ ị nh DFE b ậ c (1,1) (Trang 79)
Hình 4.4.4: C ấ u trúc b ộ  x ử  lý v ớ i 4 b ộ  DFE b ậ c (1,1) ghép song song - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 4.4.4 C ấ u trúc b ộ x ử lý v ớ i 4 b ộ DFE b ậ c (1,1) ghép song song (Trang 81)
Hình 5.1.1: S ơ  đ ồ  t ổ ng quát c ủ a mô hình mô ph ỏ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.1.1 S ơ đ ồ t ổ ng quát c ủ a mô hình mô ph ỏ ng (Trang 83)
Hình 5.2.2: BER theo công su ấ t phát đ ố i v ớ i xung RZ-DQPSK khi không dùng  b ộ  cân b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.2.2 BER theo công su ấ t phát đ ố i v ớ i xung RZ-DQPSK khi không dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 85)
Hình 5.2.3: BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng l ầ n  l ượ t 1 b ộ  cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị  (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.2.3 BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng l ầ n l ượ t 1 b ộ cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable (Trang 86)
Hình 5.2.5: BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.2.5 BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 88)
Hình 5.2.6: BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng l ầ n  l ượ t 1 b ộ  cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị  (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.2.6 BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng l ầ n l ượ t 1 b ộ cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị (1,1): 1 LMS DFE, 1 RLS DFE, 1 Variable (Trang 89)
Hình 5.2.8: BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng b ộ  cân  b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.2.8 BER theo công su ấ t phát c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 90)
Hình 5.2.10: Gi ả n đ ồ  m ắ t c ủ a tín hi ệ u  ở  kênh I khi l ầ n l ượ t dùng 1 b ộ  cân b ằ ng  b ậ c đ ơ n v ị  (1,1): (a) 1 LMS DFE, (b) 1 RLS DFE, (c) 1 Variable step-size LMS - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.2.10 Gi ả n đ ồ m ắ t c ủ a tín hi ệ u ở kênh I khi l ầ n l ượ t dùng 1 b ộ cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị (1,1): (a) 1 LMS DFE, (b) 1 RLS DFE, (c) 1 Variable step-size LMS (Trang 92)
Hình 5.3.5: BER theo tán s ắ c c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng b ộ  cân b ằ ng  5.3.2.1 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.3.5 BER theo tán s ắ c c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng 5.3.2.1 (Trang 98)
Hình 5.3.8: BER theo tán s ắ c c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng b ộ  cân b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.3.8 BER theo tán s ắ c c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 100)
Hình 5.4.2: BER theo tán s ắ c và tán s ắ c c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng  l ầ n l ượ t 4 b ộ  cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị  (1,1) m ắ c song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.4.2 BER theo tán s ắ c và tán s ắ c c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng l ầ n l ượ t 4 b ộ cân b ằ ng b ậ c đ ơ n v ị (1,1) m ắ c song song: 4 LMS DFE parrallel, 4 (Trang 102)
Hình 5.4.3: BER theo tán s ắ c và phi tuy ế n c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng  b ộ  cân b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.4.3 BER theo tán s ắ c và phi tuy ế n c ủ a tín hi ệ u NRZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 103)
Hình 5.4.6: BER theo tán s ắ c và phi tuy ế n c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng  b ộ  cân b ằ ng - Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài
Hình 5.4.6 BER theo tán s ắ c và phi tuy ế n c ủ a tín hi ệ u RZ-DQPSK khi dùng b ộ cân b ằ ng (Trang 106)

TỪ KHÓA LIÊN QUAN

TRÍCH ĐOẠN

TÀI LIỆU CÙNG NGƯỜI DÙNG

TÀI LIỆU LIÊN QUAN

w