Cân bằng tín hiệu điện ở đầu thu trong các hệ thống truyền đẫn quang đường dài

ĐẠI HỌC QUỐC GIA THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH TRƯỜNG ĐẠI HỌC KHOA HỌC TỰ NHIÊN            NGUYỄN ANH VINH CÂN BẰNG TÍN HIỆU ĐIỆN Ở ĐẦU THU TRONG CÁC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN QUANG ĐƯỜNG DÀI LUẬN VĂN THẠC SĨ VẬT LÝ VÔ TUYẾN VÀ ĐIỆN TỬ (KỸ THUẬT) THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH-NĂM 2009 -Trang 1- HVTH: Nguyễn Anh Vinh LỜI CẢM ƠN Bằng tất cả tấm lòng, tác giả xin gởi lời cảm ơn chân thành đến: GS.TS. Lê Nguyên Bình, là Cán bộ trực tiếp hướng dẫn. Dù từ phương xa nhưng Thầy đã dành rất nhiều thời gian để hướng dẫn, giúp đỡ, truyền đạt kiến thức và phương pháp nghiên cứu; cung cấp rất nhiều tài liệu và công cụ Simulink hữu ích. Những lời động viên và nhắc nhở thường xuyên của Thầy đã giúp cho tác giả rất nhiều trong quá trình hoàn tất luận văn; PGS.TS. Nguyễn Hữu Phương, là Cán bộ trực tiếp hướng dẫn. Dù rất bận rộn nhưng Thầy đã dành nhiều thời gian để hướng dẫn, góp ý, và giúp đỡ tác giả trong suốt quá trình làm luận văn; Anh Nguyễn Đức Nhân, NCS tại Đại học Monash, đã dành nhiều thời gian trao đổi, hướng dẫn, cung cấp và giới thiệu nhiều tài liệu kỹ thuật quý báu; ThS. Trần Nhựt Khải Hoàn, ThS. Trần Thiện Huân đã dành nhiều thời gian để trao đổi, chia sẻ những kinh nghiệm và kỹ thuật rất bỗ ích cho tác giả; Quý Thầy Cô tham gia giảng dạy lớp cao học chuyên ngành Vật lý Vô tuyến và Điện tử khóa 17, trường Đại học Khoa học Tự nhiên, vì đã truyền đạt cho tác giả những kiến thức hữu ích trong suốt khoá học; Cuối cùng, tác giả xin gởi lời cảm ơn chân thành đến gia đình, bạn bè đồng nghiệp đã quan tâm, động viên, cung cấp tài liệu trong suốt quá trình hoàn tất luận văn. Xin chân thành cảm ơn! TP HCM, Tháng 11/2009 Nguyễn Anh Vinh -Trang 2- HVTH: Nguyễn Anh Vinh TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ Truyền thông quang cải tiến đang được triển khai trong tất cả các mạng thông tin trong nước và xuyên quốc gia. Tốc độ bit truyền dẫn đã đạt được ở 100Gb/s và còn cao hơn trong tương lai gần. Chúng tôi cũng đã chứng kiến được sự phát triển lớn của các dạng điều chế cải tiến và nhiều cấu trúc của hệ thống truyền dẫn bằng sợi để nới rộng khoảng cách truyền đến hàng ngàn ki-lo-met. Tuy nhiên, do một số tác động không mong muốn như tán sắc màu dư thừa, tán sắc kiểu phân cực, tính phi tuyến của sợi đơn mode , v.v, nên cần thiết phải nâng cao chất lượng của tín hiệu ở bộ nhận của hệ thống truyền dẫn. Vì vậy, trong luận văn này chúng tôi nghiên cứu và sử dụng các kỹ thuật cân bằng đã được nghiên cứu nhiều trong các tài liệu, đặc biệt là trong lĩnh vực xử lý tín hiệu số, để cân bằng tín hiệu bị méo trong miền điện 1 , tại ngõ ra của bộ nhận quang. Tín hiệu quang được điều chế pha vi phân được truyền và khuếch đại trên nhiều ki-lo-met trước khi được nhận bởi bộ nhận quang tách sóng kiểu trực tiếp. Chúng tôi đề nghị và giải thích bằng mô phỏng hai kỹ thuật cân bằng mới cho: (i) các bộ cân bằng bậc đơn vị và (ii) xử lý song song tăng tốc độ xử lý trong việc cân bằng tín hiệu NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK ở tốc độ bit 100Gb/s. Ứng với 2 giải pháp này, mô phỏng đã chứng tỏ rằng các bộ cân bằng loại hồi tiếp quyết định DFE với các thuật toán được xem xét gồm: LMS (Least Mean Square), variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS (Recursive Least Square) có khả năng bù được nhiễu ASE, tán sắc màu CD, tự điều pha SPM ở mức cao. Sợi quang với khoảng cách truyền dẫn 1040 km được truyền và bù suy hao và tán sắc. Tán sắc cho phép tương đương 300 km sợi đơn mode không bù tán sắc có thể đạt được khi sử dụng các kỹ thuật này. Kết quả mô phỏng cũng cho thấy sự hiệu quả các thuật toán được đề nghị trong luận văn. Với các thuật toán LMS, hệ thống đường dài này có thể chịu đựng được mức tán sắc lớn tương đương 300 km không bù tán sắc. Các thuật toán sign-regressor LMS và RLS cho thấy sự thể hiện vượt trội, giúp hệ thống hoạt động tin cậy dưới sự tác động lớn của hiệu ứng phi tuyến và tán sắc tương -Trang 3- HVTH: Nguyễn Anh Vinh đương khoảng cách trên 350 km không bù tán sắc. Thêm nữa, xung RZ-DQPSK cho chất lượng tốt hơn xung NRZ-DQPSK. Theo sự hiểu biết của tác giả và từ việc tham khảo các tài liệu đã công bố, kỹ thuật cân bằng xử lý song song được trình bày trong luận văn này có thể nói là lần đầu tiên được nghiên cứu. Mức độ cho phép truyền dẫn có lỗi ít đối với tán sắc và phi tuyến được cải thiện đáng kể khi so sánh với những kỹ thuật cân bằng sử dụng cấu trúc nối tiếp. Chẳng hạn, cùng dạng điều chế và cùng khoảng cách bị tán sắc cho phép có thể đạt được cho 10Gb/s trong khi của chúng tôi là ở 100Gb/s. Điều này có nghĩa là cải thiện được 10 lần khi sử dụng các cấu trúc bộ cân bằng song song. Từ khóa: Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE, cân bằng song song, NRZ, RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, nhiễu ASE, tán sắc màu, tự điều pha. 1 tín hiệu trong miền điện thì rất khác so với tín hiệu quang: tín hiệu điện có tính chất phi tuyến thay vì tuyến tính như tín hiệu quang; tín hiệu điện không còn pha như tín hiệu quang. Nguyên nhân là do photodiode sử dụng luật bình phương (square-law) tín hiệu quang nhận được trong hoạt động chuyển đổi từ quang sang điện. -Trang 4- HVTH: Nguyễn Anh Vinh ABSTRACT Advanced optical communications have been deployed in all national and intercontinental information networks. Transmission bit rates have reached in the region of 100 Gb/s and higher in the near future. We have also witnessed tremendous development of advanced modulation formats and several structures of fiber transmission systems in order to extend the transmission distance to several thousands of kilometers. However, due to a number of unwanted effects such as residual chromatic dispersion, polarization mode dispersion, nonlinearity of single mode optical fibers etc., there needs of performance improvement of detected signals at the receiver end of the transmission systems. In this thesis, we have thus investigate the employment of equalization techniques which have been extensively studied in literatures, especially in the fields of digital signal processing to equalize distorted signals in the electronic domain 1 which are at the output of an optical receiver. The optical signal differentially phase modulated are propagated and optically amplified through several kms before received by a direct detection optical receiver. We have proposed and demonstrated by simulation two different novel equalization schemes employing (i) unit-tap equalizers, and (ii) unit-tap parallel processing for increasing the processing speed in equalization of NRZ-DQPSK and RZ-DQPSK signals at bit rate of 100Gb/s. The simulation shows that these two equalization schemes, decision feedback equalizers DFEs with adaptive algorithms considered (Least Mean Square-LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, and Recursive Least Square-RLS) give good performances in the compensation for ASE noise, chromatic dispersion CD, self-phase modulation SPM with serious effects. A transmission distance of 1040 kms with compensating fibers as well as -Trang 5- HVTH: Nguyễn Anh Vinh optical amplifiers is used. A total dispersion tolerance (distance) equivalent to 300 kms of standard single mode optical fiber without dispersion compensation is achieved using our proposed equalization schemes. The simulated results show the efficiency of algorithms suggested in this thesis. With LMS algorithm, dispersion tolerance of the long-haul transmission system is equivalent to 300 kms without dispersion compensation. Sign-regressor LMS and RLS algorithms offer the best performance because the regression of the sampled signals following the assignment of the signs fits extremely well with the direct detected electronic signals employing balanced receivers which give a push-pull type of signals “+1” and “-1”. This would allow the systems to equalize the samples under strong effects of nonlinear impairment, self phase modulation and the linear chromatic dispersion effects equivalent to 350 kms of standard single mode fiber. Furthermore, in comparison between RZDQPSK and NRZ-DQPSK pulses, then the former behaves more superior. To our knowledge and through published literatures, we think that the parallel-processing equalization schemes presented in this thesis are studied for the first time. The achievable error-free transmission tolerances to dispersion and nonlinearity are considerable improved as compared to those using serial equalization structures. For example of the same modulation format and transmission distance, similar tolerance can be achieved for 10Gb/s while ours is at 100 Gb/s. That means a ten-time improvement when using parallel equalizer structures. Keywords: Decision feedback equalizer DFE, parrallel equalization, NRZ, RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, ASE noise, chromatic dispersion CD, selt-phase modulation SPM. 1 In electrical domain, an electrical signal is very different from an optical signal: nonlinearity of the eletrical signal is shown instead of linearity of the optical signal; phase factor of the electrical signal is disappeared. The reason is due to “square- law” operation of photodiode. -Trang 4- HVTH: Nguyễn Anh Vinh ABSTRACT Advanced optical communications have been deployed in all national and intercontinental information networks. Transmission bit rates have reached in the region of 100 Gb/s and higher in the near future. We have also witnessed tremendous development of advanced modulation formats and several structures of fiber transmission systems in order to extend the transmission distance to several thousands of kilometers. However, due to a number of unwanted effects such as residual chromatic dispersion, polarization mode dispersion, nonlinearity of single mode optical fibers etc., there needs of performance improvement of detected signals at the receiver end of the transmission systems. In this thesis, we have thus investigate the employment of equalization techniques which have been extensively studied in literatures, especially in the fields of digital signal processing to equalize distorted signals in the electronic domain 1 which are at the output of an optical receiver. The optical signal differentially phase modulated are propagated and optically amplified through several kms before received by a direct detection optical receiver. We have proposed and demonstrated by simulation two different novel equalization schemes employing (i) unit-tap equalizers, and (ii) unit-tap parallel processing for increasing the processing speed in equalization of NRZ-DQPSK and RZ-DQPSK signals at bit rate of 100Gb/s. The simulation shows that these two equalization schemes, decision feedback equalizers DFEs with adaptive algorithms considered (Least Mean Square-LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, and Recursive Least Square-RLS) give good performances in the compensation for ASE noise, chromatic dispersion CD, self-phase modulation SPM with serious effects. A transmission distance of 1040 kms with compensating fibers as well as -Trang 5- HVTH: Nguyễn Anh Vinh optical amplifiers is used. A total dispersion tolerance (distance) equivalent to 300 kms of standard single mode optical fiber without dispersion compensation is achieved using our proposed equalization schemes. The simulated results show the efficiency of algorithms suggested in this thesis. With LMS algorithm, dispersion tolerance of the long-haul transmission system is equivalent to 300 kms without dispersion compensation. Sign-regressor LMS and RLS algorithms offer the best performance because the regression of the sampled signals following the assignment of the signs fits extremely well with the direct detected electronic signals employing balanced receivers which give a push-pull type of signals “+1” and “-1”. This would allow the systems to equalize the samples under strong effects of nonlinear impairment, self phase modulation and the linear chromatic dispersion effects equivalent to 350 kms of standard single mode fiber. Furthermore, in comparison between RZDQPSK and NRZ-DQPSK pulses, then the former behaves more superior. To our knowledge and through published literatures, we think that the parallel-processing equalization schemes presented in this thesis are studied for the first time. The achievable error-free transmission tolerances to dispersion and nonlinearity are considerable improved as compared to those using serial equalization structures. For example of the same modulation format and transmission distance, similar tolerance can be achieved for 10Gb/s while ours is at 100 Gb/s. That means a ten-time improvement when using parallel equalizer structures. Keywords: Decision feedback equalizer DFE, parrallel equalization, NRZ, RZ, DQPSK, LMS, variable step-size LMS, sign-regressor LMS, RLS, ASE noise, chromatic dispersion CD, selt-phase modulation SPM. 1 In electrical domain, an electrical signal is very different from an optical signal: nonlinearity of the eletrical signal is shown instead of linearity of the optical signal; phase factor of the electrical signal is disappeared. The reason is due to “square- law” operation of photodiode. -Trang 6- HVTH: Nguyễn Anh Vinh MỤC LỤC LỜI CẢM ƠN 1 TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SĨ 2 ABSTRACT 4 MỤC LỤC 6 DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ…………………………………………………… 10 DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU 14 DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT 14 CHƯƠNG 1: MỞ ĐẦU 17 1.1. QUÁ TRÌNH PHÁT TRIỂN CỦA MẠNG QUANG 17 1.2. ĐẶT VẤN ĐỀ CỦA LUẬN VĂN 17 1.3. SƠ LƯỢC VỀ TÌNH HÌNH GHIÊN CỨU CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 18 1.4. GIẢI PHÁP ĐỀ NGHỊ CỦA ĐỀ TÀI 19 1.5. CÁCH TRÌNH BÀY CỦA LUẬN VĂN 19 CHƯƠNG 2: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG 21 2.1. ĐIỀU CHẾ KHOÁ DỊCH PHA VUÔNG GÓC VI PHÂN DQPSK 21 2.1.1. Giới thiệu các kỹ thuật điều chế 21 2.1.2. Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK 22 2.1.2.1. Điều chế khoá dịch pha nhị phân BPSK 22 2.1.2.2. Điều chế khoá dịch pha vi phân DPSK 22 2.1.3. Điều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK 23 2.1.3.1. Điều chế khoá dịch pha vuông góc QPSK 23 2.1.3.2. Điều chế khoá dịch pha vuông góc vi phân DQPSK 23 2.1.4. Ưu điểm của các kiểu điều chế PSK 24 2.2. HỆ THỐNG THÔNG TIN QUANG 25 2.2.1. Giới thiệu 25 2.2.2. Thiết bị phát 25 -Trang 7- HVTH: Nguyễn Anh Vinh 2.2.2.1. Các thành phần cơ bản của thiết bị phát 25 2.2.2.2. Cấu trúc của bộ điều chế ngoài MZM (Mach-Zehnder Modulator) 26 2.2.3. Thiết bị thu 29 2.2.3.1. Nguyên lý hoạt động và cấu tạo của bộ thu 29 2.2.3.2. Đánh giá chất lượng hệ thống [1]-p.16 30 2.2.4. Kênh thông tin 31 2.2.4.1. Các hiệu ứng truyền dẫn 31 2.2.4.2. Các bộ khuếch đại, nhiễu tích luỹ ASE 36 2.2.4.3. Phân loại sợi quang 38 2.3. GIỚI THIỆU MATLAB SIMULINK 42 CHƯƠNG 3: CÁC KỸ THUẬT CÂN BẰNG 43 3.1. CÁC THUẬT TOÁN THÍCH NGHI 43 3.1.1. Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (Least Mean Square – LMS) 44 3.1.2. Các thuật toán LMS cải tiến [3]-p.137 45 3.1.3. Thuật toán bình phương tối thiểu đệ quy (Recursive Least Square – RLS) 46 3.2. KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN 48 3.2.1. Hiện tượng ISI trong các hệ thống quang 48 3.2.2. Bộ cân bằng ước lượng chuỗi có khả năng cực đại MLSE 48 3.2.2. Bộ cân bằng tiến FFE 49 3.2.3. Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định 51 CHƯƠNG 4: MÔ HÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN SỬ DỤNG KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN TRÊN NỀN MATLAB SIMULINK 54 4.1. PHÂN BIỆT NRZ-DQPSK VÀ RZ-DQPSK 54 4.1.1. Sơ lược về mã đường truyền 54 4.1.2. Phân biệt NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK 55 4.2. CẤU TRÚC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN DÙNG MATLAB/SIMULINK 56 [...]... như s i quang, các b khu ch đ i, các b l p Khi tín hi u lan truy n trên kênh này, chúng s ch u tác đ ng c a các hi u ng truy n d n Ph n này s gi i thi u các hi u ng này và trình bày m t s s i quang thông d ng cũng như các b khu ch đ i s đư c nh c đ n 2.2.4.1 Các hi u ng truy n d n Khi truy n trong s i quang, tín hi u thư ng b tác đ ng b i các hi u ng như tuy n tính và phi tuy n Hi u ng tuy n tính như... c u t o c a b thu Thi t b thu chuy n đ i năng lư ng c a tín hi u thu đư c thành tín hi u đi n Hình 2.2.9 là sơ đ kh i t ng quát c a b thu quang, g m 3 thành ph n chính: − B ghép kênh (channel coupler) là m t vi th u kính dùng đ h i t tín hi u quang thu đư c thành vào m t photodiode − Photodetector chuy n năng lư ng quang thu đư c thành tín hi u đi n Tuỳ ki u đi u ch mà b ph n tách sóng quang đư c thi... b thu ph thu c vào SNR Vi c xác đ nh BER d a vào phương pháp đ m không kh thi vì m t nhi u th i gian do BER r t nh Trong th c t , BER đư c tính theo phương pháp xác su t, d a trên vi c l y m u tín hi u t i nơi thu Nguyên t c tính BER theo cách này đư c mô t như Hình 2.2.10 Trong đó, I1 (I0) là dòng đi n trung bình c a các m u thu đư c ng v i các bit 1 (0) σ 1 (σ 0 ) là phương sai c a nhi u ng v i các. .. u ch , các thành ph n cơ b n c a h th ng và cu i cùng gi i thi u công c Matlab Simulink Chương 3 – CÁC K THU T CÂN B NG Các thu t toán thích nghi và các k thu t cân b ng mà đ tài kh o sát s đư c trình bày chi ti t Chương 4 - MÔ HÌNH MÔ PH NG H TH NG TRUY N D N S D NG K THU T CÂN B NG ĐI N TRÊN N N MATLAB SIMULINK Trình bày các kh i chính c a mô hình mà đ tài đã thi t k trên Malab Simulink, các gi i... n thu 64 4.2.3.1 B nh n cân b ng tách sóng ki u tr c ti p 64 4.2.3.2 Nhi u t i b thu 67 4.3 GI I PHÁP THI T K CÁC CH NG CHO H TH NG ĐƯ NG DÀI T C Đ CAO 67 4.3.1 Các khó khăn 67 4.3.2 Gi i pháp đ ngh 69 4.4 GI I PHÁP CÂN B NG ĐI N T I B THU 73 4.4.1 Các khó khăn 73 4.4.2 K thu t cân b ng đi n v i b c đơn v 74 4.4.3 K thu. .. [19][20][21][22][23][24] Các nghiên c u trên các b cân b ng đi n trong các h th ng quang dùng k thu t tách sóng k t h p (coherent detection) và tách sóng tr c ti p b t đ u vào nh ng năm 1990 [29] và đư c đ y m nh hơn vào kho ng năm 2000 [23] 1.3 SƠ LƯ C V TÌNH HÌNH NGHIÊN C U C A CÁC K THU T CÂN B NG ĐI N G n đây, nhi u nghiên c u nh m nâng cao t c đ và ch t lư ng c a h th ng thông tin quang đư ng dài liên quan... Khi tín hi u quang lan truy n trong s i, công su t c a tín hi u s b suy hao theo quy lu t hàm mũ như công th c (2.2.8) Có nhi u nguyên nhân gây ra suy hao HVTH: Nguy n Anh Vinh -Trang 32- trong s i như: s h p thu do ch t li u bên trong s i quang, suy hao do tán x , khi ánh sáng đi qua các ch u n cong, các ch n i hàn … PT = P0 exp(− αL ) Trong đó, (2.2.8) α là h ng s suy hao P0 là công su t c a tín. .. ng u nhiên do khu ch đ i ASE t các b khu ch đ i này s làm cho kho ng cách truy n d n b thu h p l i Ngoài ra, DCF l i r t nh y v i các hi u ng phi tuy n và s phân c c V i yêu c u ít hơn v m t chi phí và kích thư c c a các b x lý tín hi u s khi đư c tích h p trong các h th ng x lý b ng đi n cũng nh g n hơn, các k thu t x lý tín hi u s trong mi n đi n ngày càng đư c quan tâm nghiên c u giúp làm gi m nhi... h t các ng d ng trên m t đ t đ u s d ng h th ng thông tin dùng s i quang [9]-p.120 Hình 2.2.1 là sơ đ bi u di n các thành ph n cơ b n trong h th ng thông tin quang: thi t b phát, thi t b thu và kênh truy n Hình 2.2.1: Các thành ph n cơ b n c a h th ng thông tin quang [9]-p.120 2.2.2 Thi t b phát 2.2.2.1 Các thành ph n cơ b n c a thi t b phát Ch c năng c a kh i này là chuy n tín hi u đi n thành tín. .. CHƯƠNG 2: T NG QUAN V H TH NG THÔNG TIN QUANG Chương 2 gi i thi u t ng quan các k thu t đi u ch Ti p theo, chương này s trình bày chi ti t các k thu t đi u ch khóa d ch pha PSK, trong đó phép đi u ch DQPSK, phép đi u ch mà đ tài ch n đ kh o sát, s đư c phân tích k ; và trình bày t ng quan các v n đ cơ b n c a m t h th ng thông tin quang: các thành ph n h th ng, các tác nhân truy n d n, … Ph n còn l . NGUYỄN ANH VINH CÂN BẰNG TÍN HIỆU ĐIỆN Ở ĐẦU THU TRONG CÁC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN QUANG ĐƯỜNG DÀI LUẬN VĂN THẠC SĨ VẬT LÝ VÔ TUYẾN VÀ ĐIỆN TỬ (KỸ THU T) THÀNH PHỐ. hiệu trong miền điện thì rất khác so với tín hiệu quang: tín hiệu điện có tính chất phi tuyến thay vì tuyến tính như tín hiệu quang; tín hiệu điện không còn pha như tín hiệu quang. Nguyên nhân. thu t cân bằng đã được nghiên cứu nhiều trong các tài liệu, đặc biệt là trong lĩnh vực xử lý tín hiệu số, để cân bằng tín hiệu bị méo trong miền điện 1 , tại ngõ ra của bộ nhận quang. Tín hiệu