Kiến trúc máy thu trong các hệ thống thông tin di động

Nội dung của đồ án gồm có 4 chương: Chương I: Máy thu ngoại sai Heterodyne. Giới thiệu sơ lược về kiến trúc máy thu Heterodyne. Chương II: Máy thu biến đổi trực tiếp. Giới thiệu sơ lược về kiến trúc máy thu biến đổi trực tiếp và đưa ra những thách thức cần giải quyết. Chương III: Thực hiện máy thu số, thiết kế máy thu đa băng và bộ ghép song công. Đưa ra các giải pháp thiết kế một máy thu sô, máy thu đa băng và bộ ghép song công. Chương IV: Các vấn đề về méo phi tuyến và tuyến tính hóa máy thu. Tìm hiểu về méo phi tuyến gây ra do hài bậc hai và méo phi tuyến gây ra do hài bậc ba.

MỤC LỤC

DANH MỤC HÌNH VẼ

THUẬT NGỮ VIẾT TẮTThuật ngữ viết tắt Thuật ngữ Tiếng Anh Thuật Ngữ Tiếng Việt

A

Converter Bộ biến đổi tương tự vào số

B

D

Converter Bộ biến đổi số vào tương tự

F

I

giao thoa

Intermodulation Distortion Méo điều chế giao thoa bậc hai

Intercept Point Công suất đầu vào điểm cắt bậc hai

Intermodulation Input Intercept Point

Công suất tại điểm cắt đầu vào điều chế giao thoa bậc hai

2H

Input Intercept Point

Công suất tại điểm cắt đầu vào hài bậc hai

L

N

Oscillator Bộ dao động điều khiển số

Công suất tại điểm cắt đầu

ra điều chế giao thoa bậc hai

2H

Output Intercept Point

Công suất tại điểm cắt đầu

ra hài bậc haiP

Synthesizer

Bộ tổng hợp vòng khóa pha

R

RF Radio Frequency Tần số vô tuyến

S

SPDT Singgle Pole Double Throw Một đầu chung với hai

contắc đầu chuyểnV

oscillator Bộ dao động điều khiển điện áp

LỜI NÓI ĐẦU

Thông tin di động số đang càng ngày càng phát triển mạnh mẽ trên thế giới với những úng dụng rộng rãi trong các lĩnh vực thông tin, trong dịch vụ và trong cuộc sống hằng ngày Ngày nay với sự tiến bộ của khoa học và công nghệ, việc xử lý tín hiệu từ tương tự đã được thay thế bởi việc xử lý tín hiệu dựa trên cơ sở nguyên lý số Cùng với sự phát triển rất nhanh và mạnh mẽ của khoa học kỹ thuật , công nghệ viễn thông nói chung và ngành thông tin vô tuyến nói riêng đã có những bước tiến vượt bậc Quá trình số hóa giúp cho việc trao đổi thông tin trở lên nhanh chóng và chính xác Nhằm tìm hiểu tính năng , nguyên lý hoạt động của các thiết bị thu em đã chọn đề tài “ Kiến trúc máy thu trong các hệ thống thông tin di động” làm đồ tán tốt nghiệp Nhằm hiểu rõ hơn kiến trúc máy thu vô tuyến và các giải pháp kỹ thuật trong việc thiết

kế máy thu số cũng như xu hướng phát triển của máy thu số Nội dung của đồ án gồm

có 4 chương:

Chương I: Máy thu ngoại sai Heterodyne Giới thiệu sơ lược về kiến trúc

máy thu Heterodyne

Chương II: Máy thu biến đổi trực tiếp Giới thiệu sơ lược về kiến trúc máy

thu biến đổi trực tiếp và đưa ra những thách thức cần giải quyết

Chương III: Thực hiện máy thu số, thiết kế máy thu đa băng và bộ ghép

song công Đưa ra các giải pháp thiết kế một máy thu sô, máy thu đa băng và bộ ghép

song công

Chương IV: Các vấn đề về méo phi tuyến và tuyến tính hóa máy thu Tìm

hiểu về méo phi tuyến gây ra do hài bậc hai và méo phi tuyến gây ra do hài bậc ba

Trong quá trình làm đồ án khó trành khỏi những sai sót, em rất mong sự chỉ dẫn của các thầy cô giáo và sự góp ý của các bạn để đồ án được hoàn thiện hơn

Em xin chân thành cảm ơn thầy Nguyễn Phạm Anh Dũng và các thầy cô đã giúp em hoàn thành đồ án này!

Hà Nội, ngày 10 tháng 12 năm 2012

Người thực hiện

Hoàng văn Khánh

CHƯƠNG 1: MÁY THU NGOẠI SAI (HETERODYNE)

1 1 Kiến trúc máy thu ngoại sai tương tự

Biến đổi các tần số vô tuyến vào các tần số trung tần (IF: Intermediate Frequency) đã được Fessenden và Armstrong đưa ra từ đầu thế kỷ 20 Kỹ thuật này bao gồm trộn tín hiệu RF với một tín hiêu tuần hoàn được tạo ra bởi một bộ giao động nội (LO: Local Oscillator) trong máy thu Quá trình trộn tạo ra một số tần số trung tần mới tùy thuộc vào các tín hiệu hàm sin: một nằm tại tổng tần số (RF+LO) và một nằm tại hiệu tần số (RF-LO) Làm việc tại một trung tần IF cố định cho phép đơn giản thiết

kế các bộ khuếch đại và các bộ lọc IF, vì chỉ cần điều chỉnh chúng đến một tần số cố định Tuy nhiên do tính chất cuả các tín hiệu hàm sin như nhau, mọi tín hiệu được đặt tại LO-RF cũng có thể được trộn và sự có mặt của nó sẽ dẫn đến giảm độ nhạy của thiết bị Ngoài hiệu tần số (RF-LO) cũng có thể xuất hiện một tín hiệu nhiễu I có hiệu tần số (LO-I) bằng IF Tín hiệu này đựơc gọi là tín hiệu ảnh Loại bỏ tín hiệu ảnh được thực hiện bằng cách lọc bỏ tín hiệu này trước khi nó đi vào tầng trộn hoặc bằng xử lý tín hiệu phức tạp ở dạng kiến trúc Harley/Weaver Nói chung quá trình tiền lọc loại bỏ tần số ảnh dễ hơn khi sử dụng IF lớn Tuy nhiên IF lớn làm cho quá trình lọc bỏ các nhiễu gần khó hơn, chẳng hạn nhiễu của các người sử dụng trong các kênh lân cận Các máy thu làm việc theo nguyên lý biến đổi tần số vô tuyến và trung tần được gọi là các máy thu ngoại sai (Heterodyne) Hình 1 1 cho thấy kiến trúc đơn giản cuả một máy thu đơn băng đổi tần Tín hiệu vô tuyến (RF) trước hết được lọc bởi bộ lọc chọn băng, sau đo được khuếch đại bởi bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA: Low Noise Amplifier) có hiệu năng NF (Noise figure: hệ số tạp âm) rất tốt Cần có LNA vì quá trình trộn thường là quá trình gây ra tạp âm lớn dẫn đến giảm NF và độ nhạy Các tiến

bộ công nghệ hiện nay đưa ra giả thiết là có thể tránh được việc sử dụng các LNA mà vẫn đảm bảo hiệu năng tạp âm tốt Tuy nhiên hầu hết các ứng dụng di động hiện nay đếu có các yêu cầu độ nhạy cao vì thế vẫn yêu cầu sử dụng các LNA Lọc tín hiệu ảnh thường được thực hiện bởi các phần tử SAW (Surface Acoustic Wave: sóng âm bề mặt) Các phần tử này không thể tích hợp vào silic và vì thế buộc phải sử dụng các phần tử ngoài Sau đó tín hiệu RF được trộn để chuyển đổi vào IF: (1) IF

Sau khi được khuếch đại đáng kể

và đựơc lọc tại trung tần, tín hiệu được chuyển đổi hạ tần vào tín hiệu băng gốc, được lọc chống xuyên âm Được đưa đến các bộ biến đổi tương tự vào số (ADC: Analog to Digital) trước khi được đựa lên xử lý tín hiệu băng gốc bởi bộ xử lý tín hiệu số (DSP: Digital Signal Processor) DSP là phần tử linh hoạt nhất trong máy thu Tính linh hoạt của quá trình xử lý trong DSP cho phép nó thực hiện nhiều chức năng thông thường của máy thu như:

• Tách và giải khuôn dạng điều chế

• AGC (Automatic Gain Control: điều chỉnh khuếch đại tự động) nhanh

• AFC (Automatic Frequency Control: điều khiển tần số tự động)

• Dãn tín hiệu tương tự

• Giải đan xen, giải mã sửa lỗi và phát hiện lỗi của số liệu

Hình 1 Kiến trúc đơn giản của máy thu đơn băng đổi tần

Như trên đã nói, vấn đề chính của kỹ thuật thu heterodyne là tần số ảnh Để hiểu được vấn đề này, ta xét chi tiết hơn nguyên lý hoạt động của một bộ trộn Tín hiệu

RF tại đầu vô tuyến thu của mạch điện tử dao động với một tần số ωRFnào đó:

i=α v+α v +α v +

(1 3)Trong đó:

Kết quả cho ta nhiều thành phần trong đó có các thành phần sau:

2 3

Thành phần tần số ảnh (thường được ký hiệu là I

ω) là thành phần có tần số đối

xứng với thành phần có tần số ωRFtheo kiểu ảnh gương (xem hình 1 2) Tần số ảnh nằm đối xứng theo kiểu ảnh gương với tần số hữu ích qua tần số dao động nội Bộ lọc trung tần tại đầu ra cuả bộ trộn có nhiêm vụ lọc ra thành phần trung tần của tín hiệu hữu ích để đưa đến bộ khuếch đại trung tần Trong trường hợp một tín hiệu nhiễu có tần số bằng tần số ảnh thì hiệu số của nó với tín hiệu dao động nội có thể dẫn đến tín hiệu nhiễu trung tần

Hình 1 Tần số ảnh

Tín hiệu ảnh này có thể qua bộ lọc trung tần và ta không thể loại bỏ nó Vì thế tín hiệu nhiễu ảnh gương này phải được loại bỏ bằng bộ lọc trước bộ trộn hoặc trong quá trình biến đổi từ RF vào IF

Trong một số trường hợp máy thu heterodyne biến đổi kép được sử dụng để giảm suy hao do cáp nối (hình 1 3)

Hình 1 Máy thu Heterodyne biến đổi kép

1 2 Kiến trúc thu trung tần số

1 2 1 Kiến trúc máy thu trung tần số

Một giải pháp khác của kiến trúc thu đơn băng được cho trên hình 1 4 Trong kiến trúc này chức năng biến đổi hạ tần vuông góc (I/Q: Inphase/Quadrature: đồng pha/vuông pha) được kết hợp vào DSP Giải pháp nàycó ưu điểm là đạt được độ chính xác cao và không có các dịch DC Điều này thường được thực hiện bằng cách đảm bảo rằng trung tần cuối cùng (đựơc ký hiệu là IF băng gốc trên hình 1 4) là một tần số đủ cao để có thể chọn kênh, nhưng đủ thấp để xử lý được bởi các bộ ADC và DSP IF thường đựơc chọn xung quanh 10-50MHz, nhưng tiếp tục tăng khi công nghệ ADC tiến bộ Tần số tối thiểu được xácđịnh theo yêu cầu rằng ít nhất một kênh đơn có thể được lấy mẫu tại ADC (10MHz là yêu cầu cho 3G UMTS WCDMA) Quy định cũng cần thực hiện đối với độ dốc của bộ lọc IF và đối với khả năng năng lượng kênh lân cận lọt vào đầu thu Điều này cũng buộc tần số IF băng gốc phải cao hơn

Hình 1 Kiến trúc máy thu tuyến tính dựa trên IF số

1 2 2 Xử lý số đối với thu IF số

Sau khi lấy mẫu IF gốc trong kiến trúc trên, IF số được tạo ra Tín hiệu số này phải đựơc trộn hạ tần để tạo nên tín hiệu băng gốc phức (nghĩa là để tạo ra các thành phần băng gốc I và Q) Quá trình này được thực hiện trên sơ đồ 1 5

Hình 1 Quá trình giải điều chế vuông góc số

Tín hiệu IF số (được tạo ra bằng cách lấy mẫu tín hiệu IF băng thông tại tốc độ lấy mẫu s

được bằng cách nhân các mẫu IF số với các chuỗi tuần hoàn: [1, 0, -1, 0] đối với kênh thực và [0, -1, 0, -1] đối với kênh ảo Sau đó các luồng I và Q băng gốc được lọc bằng các bộ lọc FIR (Finite Impulse Response) băng thông để tạo nên các tín hiệu băng gốc

số yêu cầu Sau đó các tín hiệu này được đưa đến quá trình xử lý tiếp theo (giải điều chế chẳng hạn) Trong thực tế trộn phức và quá trình lọc FIR được kết hợp (hình 1 6) Trong kiến trúc này, hai bộ lọc giống nhau được sử dụng trong đó trộn được thực hiện sao cho đối với phần thực chỉ các hệ số chẵn được sử dụng còn đối với phần ảo chỉ hệ

số lẻ được sử dụng Dấu cho các hệ số cùng với trễ đồng hồ kép cũng được thể hiện trên hình vẽ lưu ý rằng trong cấu trúc này, số các hệ số của bộ lọc FIR là bội số của 4

Hình 1 Quá trình trộn và lọc FIR kết hợp để chuyển đổi trung tần số đến băng

gốc phức

1 3 Thiết kế máy thu đa sóng mang

Khái niệm máy thu đa sóng mang là mở rộng của máy thu IF số được cho trên hình 1 7 Trong trường hợp này nhiều biến đổi hạ tần vuông góc đựơc thực hiện trong miền số bằng cách sử dụng các bộ dao động được điều khiển bằng số (NCO: Numerically Controlled Oscillator) Độ chọn lọc kênh được đảm bảo bằng cách sử dụng lọc thông thấp số cho các tín hiệu I và Q, kết quả độ chọn lọc nhận được có thể rất tốt Giải pháp cho máy thu đa sóng mang này (cho BTS mạng tổ ong) có ưu điểm rất lớn như tiết kiệm đáng kể phần cứng vô tuyến so với giải pháp sử dụng nhiều máy thu riêng lẻ

Hình 1 Kiến trúc máy thu đa kênh được quy định dựa trên IF số

CHƯƠNG 2: MÁY THU BIẾN ĐỔI TRỰC TIẾP (ZERO-IF)

2 1 Cấu trúc máy thu biến đổi trực tiếp

Ưu điểm của các máy thu heterodyne là thể hiện các đặc tính độ chọn lọc và độ nhạy rất tốt, nhưng có nhược điểm là không thể tích hợp hoàn tòan nguyên khối Các máy thu heterodyne đã được sử dụng gần như trong tất cả các ứng dụng vô tuyến cho đến khi xuất hiện các máy thu không biến đổi RF vào IF, các máy thu này thường được gọi là các máy thu biến đổi trực tiếp (DCR: Direct-Conversion Receiver) hay máy thu đồng tần (Homodyne Receiver) hay máy thu trung tần không ( Zero-IF) Các máy thu này cho phép khắc phục nhựơc điểm không thể tích hợp toàn nguyên của máy thu đổi ngoại sai bằng cách biến đổi trực tiếp tín hiệu RF vào băng gốc Các máy thu DCR thực hiện biến đổi hạ tần một lần được Colebrook đề xuất lần đầu vào năm 1924 Ông cũng là người đầu tiên sử dụng thuật ngữ homodyne để mô tả khái niệm biến đổi tần một lần mặc dù khái niệm này khác với các máy thu biến đổi trực tiếp hiện đại, trong

đó máy thu homodyne thực thụ rút ra LO (dao động nội) của nó trực tiếp từ máy phát hay từ tự dao động của thiết bị tích cực và không sử dụng bộ dao động riêng Hầu hết các máy thu biến đổi một lần hiện nay cho SDR (Software Defined Radio: vô tuyền được định nghĩa bằng phần mềm) hoặc cho yêu cầu ứng dụng thông tin khác đều sử dụng bộ dao động nội tách riêng và điều chỉnh nó để đạt đựơc kênh cần thiết

Hình 2 1 cho thấy cấu trúc của máy thu biến đổi trực tiêp Zero-IF cho cả hoạt động đơn sóng mang lẫn đa sóng mang Trên hình này biến đổi trực tiếp hay hay Zero-

IF được sử dụng bằng cách biến đổi hạ tần vuông góc (I/Q) trực hiếp RF xuống băng gốc Nguyên lý của máy thu này như sau Trước hết tín hiệu được khuếch đại tại LNA Sau đó được biến đổi trực tiếp vào băng gốc thậm chí vào DC (Direct Current: dòng một chiều) Khi tần số cuả các tín hiệu RF và LO bằng nhau, máy thu làm việc như bộ tách sóng pha Khi này LO sẽ chuyển đổi tâm của kênh mong muốn vào 0 Hz và nửa

âm của kênh trên nửa trục tần số âm trở thành ảnh của nửa dương của kênh tại nửa trục tần số dương

Hình 2 Cấu trúc của máy thu biến đổi trực tiếp Zero-IF

• Chọn lọc kênh Việc sử dụng các bộ lọc số cho phép thực hiện các bộ lọc chọn

kênh tốt hơn so với trường hợp thực hiện trong phần cứng tại IF

• Tần số ảnh gương nằm ngoài băng vì thế giảm đáng kể loại bỏ ảnh gương yêu

cầu dựa trên cân bằng khuếch đại và pha của bộ giải điều chế I/Q Có thể vào khoảng 30-40 dB cho hầu hết các hệ thống Đòi hỏi ít phần tử hơn, ít phức tạp hơn: không cần bộ lọc IF, chỉ cần một bộ dao động nội, vì thế giảm giá thành, không gian, giảm tiêu thụ nguồn và mở ra khả năng tăng mức độ tích hợp và đạt đựơc giải pháp đơn khối

• Tuy nhiên kỹ thuật thu này cũng dẫn đến một số thách thức cần giải quyết như: Đòi hỏi mạng I/Q vuông góc chính xác cao để sử dụng cho băng rộng và yêu cầu không cần điều chỉnh hay cài đặt dẫn đến hạn chế số lượng các phần tử tích hợp

• Dịch DC xuất hiện tại tâm của kênh băng gốc trong các nhánh I và Q và mức dịch này thường là khá cao so với tín hiệu cần giải điều chế Điều này làm giảm đáng kể độ nhạy máy thu

• Phát xạ Vì tần số dao động nội xuất hiện tại tần số kênh mong muốn và cách ly giữa bộ dao động nội và anten không cao dẫn đến các mức tín hiệu LO cao có thể phát xạ vào không gian và đóng góp thêm vào dịch DC

• Tạp âm Sử dụng IF băng tần gốc dẫn đến xuất hiện tạp âm tần số thấp tại tâm của kênh (1/f noise); đòi mức tạp âm này không quá lớn so với tín hiệu mong muốn

• Điều chế giao thoa bậc hai Méo bậc hai (hay hài bậc hai) trong LNA hay các

bộ trộn có thể dẫn đến các mức méo bậc hai khá lớn xất hiện tai DC và xung quang DC

nó xuất hiện

Tồn tại một số nguồn gây ra các dịch DC trong máy thu biến đổi trực tiếp Các nguồn này có thể được chia thành: các nguồn lỗi DC tĩnh và các nguồn lỗi DC động Các nguồn lỗi DC chinh xẩy ra do rò tín hiệu LO vào cửa RF của bộ trộn và tín hiệu truyền lan phản xạ từ các phần tử đầu thu của máy thu và quay trở lại bộ trộn, tại đây

nó trộn với chính mình thành phần một chiều Các nguồn lỗi DC động xẩy ra do sự bù trừ không tương xứng các hiệu ứng thay đổi theo thời gian trong môi trường máy thu Thí dụ của các nguồn thứ hai là:

1 Các phản xạ địa phương của LO máy thu: các phản xạ này đựơc anten máy thu phát

xạ lại sau đó được máy thu thu lại và được biến đổi hạ tần vào băng gốc

2 Sự tăng nhanh của cường độ tín hiệu gây ra do phading Rayliegh làm cho mạch AGC không bám kịp Dẫn đến máy thu bị quá tải trong một thời gian ngắn và thành phần bậc hai (và các thành phần bậc chẵn khác)gây ra do đặc tính phi tuyến dẫn đến tín hiệu DC Trong số các thách thức này là độ ổn định của LO luôn là vấn đề chính cho đến khi phát triển được các bộ tổng hợp vòng khóa pha (PLL: Phase-Locked Loop Synthesizer) Các dịch DC được khuếch đại bởi các tầng băng gốc tiếp sau và có thể dẫn đến bão hòa máy thu Dịch có thể khá lớn so với tín hiệu mong muốn và điều này dẫn đến thu hẹp dải động của các mạch điện tử vì các thành phần tích cực có thể dễ ràng bị bão hòa hơn trong trường hợp dịch bằng không Chẳng hạn nếu bộ trộn được điều khiển bởi LO bằng 10dBm và cách ly giữa RF/LO bằng 40dB Trong trường hợp này dịch có lên đến -30dBm hay vào khoảng 2mv Trong trường hợp độ nhạy cao, dịch này có thể là giá trị lớn (đây là mức tín hiệu tại đầu ra của bộ trộn, sau đó còn vài tầng khuếch đại)

Hình 2 2 cho thấy các đường rò rỉ tiềm năng chính là các nguồn dịch DC trong máy thu biến đổi trực tiếp Ta có thể tổng kết các đường rò này như sau:

1 Rò tại chỗ và xung quanh các bộ trộn biến đổi hạ tần chẳng hạn do cách ly LO/RF không tốt tại bộ trộn Mức dịch DC trong trường hợp này thường khá không đổi trên toàn bộ băng công tác (trừ phi băng này quá lớn)

2 Các phản xạ địa phương của máy thu LO truyền ngược qua tầng đầu máy thu, phát

xạ vào không gian qua anten, phản xạ từ các vật thể ở gần và quay trở lại vào máy thu (hình 2 3)

3 Rò trực tiếp vào đầu vào máy thu Nguyên nhân có thể là do phát xạ LO từ hộp khối

LO sau đó an ten thu thu lại rồi phát xạ trên mạch in máy thu Mức dịch DC trong trường hợp này thường thay đổi (đôi khi khá lớn) trên băng tần công tác Lý do là dịch pha thay đổi theo tần số (trễ) khi sóng truyền lan qua các phần tử khác nhau gữa các đầu RF và bộ trộn Tại một số tần số, dịch pha này là 90

Ο

vì thế tạo ra điện áp DC bằng không tại đầu ra bộ trộn (đối với hầu hết các kiểu bộ trộn) Tại các tần số khác, dịch pha gần bằng 0

Ο

vì thế tạo ra điện áp DC cực đại tại đầu ra của bộ trộn

4 Rò LO vào đầu vào LNA do phát xạ từ/đến các đường nối của tầm mạch in Trong trường hợp này mức dịch DC cũng thường thay đổi trên băng tần công tác

Hình 2 Các đường rò LO trong máy thu biến đổi trực tiếp

Hình 2 Rò tín hiệu LO do phản xạ địa phương

Để giảm thiểu các rò rỉ nói trên cần bọc kim và sắp xếp các phần tử một các cẩn thận, nhưng thường không thể hoàn toàn loại bỏ chúng Tồn tại rất nhiều giải pháp giải quyết vấn đề dịch DC gây ra do tự trộn của tín hiệu LO thu được tại các điểm khác nhau trong máy thu DCR:

• Thay đổi tần số Đảm bảo rằng VCO của bộ dao động nội không làm việc tại (hoặc gần tần số của kênh thu) (hình 2 4)

• Ghép điện dung (hình 2 5) Mặc dù ghép điện dung có thể loại bỏ phần nào năng lượng tín hiệu mong muốn trong nhiều hệ thống, nhưng có thể chấp nhận đựơc trong trường hợp không có quá nhiều năng lượng tập trung xung quanh tần số trung tâm của tín hiệu Đối với các hệ thống CDMA có thể áp dụng giải pháp này mà không làm giảm đáng kể tỷ số tín hiệu trên tạp âm

• Hiệu chỉnh DC Trong trường hợp không thể sử dụng ghép điện dung, có thể sử dụng phương pháp hiệu chỉnh DC của hệ thống và đưa vào hệ thống một lượng

DC hợp lý (hay sóng mang) để loại bỏ dịch DC

Hình 2 Các giải pháp thay đổi tần số để loại rò tín hiệu tại tần số thu:

a)Chia tần b)Định thang c)Dịch tần

Hình 2 Ghép điện dung trên các đường I và Q để loại bỏ các dịch DC không mong

muốn

Hình 2 6 cho thấy sử dụng giải pháp hiệu chỉnh và loại bỏ DC Hoạt động hiệu chỉnh đựơc thực hiện trực tiếp dựa trên các quá trình lấy mẫu và giữ ngay sau ADC Sau đó giá trị trung bình đựơc đưa lên các bộ DAC (Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số vào tương tự) tốc độ thấp Các giá trị đầu ra của các bộ biến đổi DAC trừ

đi các giá trị DC yêu cầu tại các đầu ra của bộ giải điều chế I/Q

Hình 2 Hiệu chỉnh DC để loại bỏ dịch trong máy thu DCR

Nhược điểm chính của sơ đồ hiệu chỉnh DC là không thể bù trừ thích hợp các dịch DC động (trừ phi các hiệu ứng động chậm và tốc độ cấp nhật hiệu chỉnh nhanh) Kiểu dịch động này phải bị loại bỏ hoặc bằng ghép điện dung (như đã xét ở trên) hoặc phải sử dụng sơ đồ điều khiển phản hồi liên tục theo thời gian Thí dụ của sơ đồ kiểu này là vòng servo kín

Hình 2 7 cho thấy cải tiến của hệ thống trên hình 2 6 để cung cấp điều khiển servo thời gian thực cho quá trình lọai bỏ dịch DC Trong trường hợp này quá trình lấy mẫu và giữ trên hình 2 6 được thay thế bằng một bộ tích phân Hoạt động của bộ tích phân này là tăng (giảm) từng nấc theo chiều dịch DC (tăng thêm một giá trị đầu ra dương đối với một giá trị đầu vào dương và ngược lại) cho đến khi đầu ra DAC đủ lớn

để trừ được dịch kênh Hai vòng (cho hai kênh I và Q) hoạt động độc lập, vì các giá trị

DC trong hai kênh độc lập

Hình 2 Sử dụng vòng điều khiển servo để loại bỏ các dịch DC trong các đầu ra

băng gốc I và Q của máy thu DCR

Nhược điểm chính của kỹ thuật này là băng thông vòng của hệ thống hữu hạn dẫn đến giảm cấp phần nào tỷ số tín hiệu trên tạp âm của máy thu do lọai bỏ một phần năng lượng tín hiệu xung quanh DC Xét về mặt này, kỹ thuật này có cùng nhược điểm như ghép điện dung đã xét ở trên, mặc dù giá trị ghép điện dung hiệu dụng nhận được lớn hơn nhiều so với mọi điện dung nhỏ vật lý nhậy cảm có thể đạt được

2 3 Không phối hợp giữa hai nhánh I và Q

Một vấn đề khác của máy thu biến đổi trực tiếp hay đúng hơn là của bộ trộn I/Q là sự không phối hợp giưã hai nhánh I và Q Giả thiết sự không phối hợp biên độ là

Đối với các giá trị điển hình

Hình 2 Sai lỗi do không phối hợp giữa hai nhánh I và Q

Tồn tại nhiều cơ chế khắc phục các lỗi vuông góc Trong bộ biến đổi hạ tần vuông góc tương tự luôn có lỗi biên và pha nhỏ Các lỗi này có hai thành phần: tĩnh (không thay đổi theo tần số) và thay đổi theo tần số Nếu không được bù trừ, các lỗi này sẽ gây ra tín hiệu ảnh trong băng không mong muốn hay lỗi vectơ tín hiệu (tùy thuộc cách xem xét vấn đề) Trong trường hợp thành phần tĩnh, có thể bù trữ lỗi này bằng cách làm méo trước các tín hiệu I và Q hoặc bên trong trong DSP hay bên ngoài trong phần cứng tương tự Trong cả hai trường hợp dạng bù trừ yêu cầu được cho trên hình 2 9

Hình 2 Bù trừ sai lỗi khuếch đại và pha trong bộ biến đổi hạ tầng vuông góc

2 4 Tạp âm 1/f

Ngoài ra các ảnh hưởng giảm cấp nói trên, tạp âm 1/f (tạp âm nhấp nháy)xuất hiên ngay sau biến đổi ha tần làm giảm cấp mạnh độ nhạy nhất là các kênh băng hẹp Thuật ngữ tạp âm 1/f bắt nguồn từ mật độ phổ tạp âm được xác định như sau:

10 và thay đổi phụ thuộc vào xử lý bán dẫn và công nghệ thiết bị được sử dụng Chẳng hạn trong xử lý BiCMOS nó nằm trong dải 48kHz còn đối với thiết bị MOSFET nó vào khoảng 1MHz

Hình 2 Ảnh hưởng của tạp âm 1/f bắt nguồn từ một bộ trộn tần số trong máy thu

DCR

Trong máy thu biến đổi trực tiếp, IF nằm tại băng gốc và kéo dài đến DC, vì thế tạp âm 1/f trở thành một vấn đề tiềm tàng trong các bộ trộn hạ tần và cả trong mọi khuếch đại băng gốc Tạp âm nền đầu ra bộ trộn bao gồm cả các ảnh hưởng của tạp âm 1/f có thể đượct tính toán như sau:

2 5 Méo bậc

Cuối cùng méo bậc tuy không đóng góp vào dịch DC, nhưng nó cũng là nguồn giảm cấp độ nhạy do điều chế giao thoa gây ra bởi các nguồn nhiễu ở rất gần có sản phẩm điều chế giao thoa bậc hai rơi vào băng Méo bậc hai hay còn gọi là IMD2 (Second Order Intermodulation Distortion: méo điều chế giao thoa bậc hai) trong máy thu DCR có thể gây ra các tín hiệu chặn hoặc phá làm giảm cấp tỷ số tín hiệu trên tạp

âm của máy thu

Giả sử tín hiệu hàm sin sau:

Hình 2 Méo bậc hai và ảnh hưởng của các tín hiệu nhiễu: a) Liên tục (CW) và

b)Nhiễu được điều chế

Trong trường hợp máy cầm tay WCDMA, rò tín hiệu phát vào máy thu được coi là yêu cầu quan trọng Hình 2 12 cho thấy ảnh hưởng của méo bậc hai trong máy thu DCR do rò tín hiệu phát vào đầu vào máy thu

Hình 2 Ảnh hưởng của méo bậc hai lên máy thu DCR do rò tín hiệu phát

Điểm cắt bậc hai (IP2: Second Order Intercept Point) của một hệ thống máy thu DCR là một thông số quan trọng Nó cho đánh méo tính phi tuyến bậc hai (IMD2) và

hỗ trợ định lượng độ nhạy cảm của máy thu đối với các tín hiệu nhiễu Điểm cắt bậc hai đựơc định nghĩa là điểm mà tại đó các thành phần hai bậc hai và cơ bản có cùng một mức (hình 2 13 ) IP2 có thể được đánh giá bằng công suất đầu vào (IIP2: Input IP2) hoặc đầu ra OIP2 (Output IP2) trong đó thường IIP2 đựơc sử dụng Nếu giả thiết

là điện trở hệ thống bằng 50 Ôm thì IIP2 trên (hình vẽ 2 13) bằng 27dBm

Hình 2 Định nghĩa điểm cắt bậc hai của máy thu phi tuyến

Để xét ảnh hưởng rò tín hiệu phát vào máy thu, ta xét công suất tạp âm cực đại cho phép trong máy thu WCDMA Công suất này được tính dựa trên tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhận được từ mô phỏng như sau:

//

GC là độ lợi mã hóa sử lối, Esmin , Nmax là năng lượng ký hiệu thu tối thiểu và công suất tạp âm cực đại mà ở đó còn đảm bảo các yêu cầu BER=

3

10−, Pmin là công suất thu tối thiểu hay còn gọi là độ nhạy tham chuẩn Rc là tốc độ chip bằng 3, 84Mchip/s

và Rs là tốc độ ký hiệu bằng 30kps đối với kênh thoại tốc độ 12, 2kbps

Từ phương trình (2 9) ta rút ra công suất tạp âm máy thu cho phép cực đại:

Dưới đây ta sẽ rút ra phương trình tính công suất tạp âm rò từ máy phát khi biết công suất tạp âm bẩm sinh của máy thu (máy thu không chịu ảnh hưởng gảm cấp tạp

âm từ bên ngoài) và giảm cấp tạp âm gây ra do rò TX Nếu ký hiệu NS là công suất tạp

âm hệ thống gây ra bởi chính tạp âm máy thu (tạp âm bẩm sinh) cộng với tạp âm rò từ máy phát (nếu coi đây chính là nguồn giảm cấp tạp âm máy thu) và leak

D

là thừa số giảm cấp, thì:

là tỷ số giữa công suất tạp âm rò từ máy phát và công suất tạp

âm máy thu bẩm sinh, thì:

RX là nhiễu chủ yếu, thì ước tính yêu cầu IP2 ban đầu cho máy thu có thể đựơc thực hiện theo thủ tục trên hình 2 14 Giả sử công suất thu RX bằng độ nhạy tham chuẩn -117dBm Độ lợi trải phổ sẽ tăng công suất này lên 21dB để được mức tín hiệu đầu vào bộ giải điều chế là -96dBm Từ (2 13) ta có tổng công suất tạp âm máy thu cho phép là -99, 5 dBm Giả sử toàn bộ dự trữ M=2, 5 dành cho rò TX, thì tổng công suất tạp âm và IP2 cho phép sẽ là -97dBm Công suất rò TX (IP2) theo (2 19) là -100, 5

dB Khi này dải động yêu cầu của máy thu sẽ là:

Hình 2 Rút ra yêu cầu IP2 trong máy thu biến đổi trực tiếp

2 6 Các yêu cầu điều khiển bộ khuếch đại

Không có lọc kênh trước băng gốc trong máy thu biến đổi trực tiếp, làm cho ứng dụng và thiết kế hệ thống AGC (điều khiển khuếch đại tự động) của máy thu trở nên phức tạp hơn nhiều so với các máy thu ngoại sai Thông thường nhiều vị trí được

sử dụng để áp dụng điều khiển khuếch đại (hình 2 16) Sau khi đã chọn chính xác các

vị trí này, dải điều khiển áp dụng tại từng điểm sẽ phụ thuộc vào ứng dụng, nhất là việc máy thu được thiết kế cho đơn sóng mang (chẳng hạn may cầm tay) hay đa sóng mang (chẳng hạn trạm gốc)

Hệ thống AGC trước hết được thiết kế để sử dụng tối ưu dải động của có thể có của ADC và ngăn bão hòa của mọi tầng kuếch đại và trộn Trong máy cầm tay (thông thường đựợc tích hợp), AGC có thể áp dụng tốt tại từng vị tri như trên hình 2 15 và có thể cho cả các bộ trộn hạ tần Trong các trường hợp này, nhiệm vụ của AGC là duy trì mức tín hiệu cực đại nhưng đồng thời tránh bão hóa các đỉnh tín hiệu Nếu xẩy ra, các bão hòa này sẽ giảm cấp đáng kể BER (hay SNR) hệ thống

Hình 2 Vị trí các điểm có thể đặt các phần tử điều khiển khuếch đại trong máy thu

biến đổi trực tiếp

2 7 Máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng cả băng gốc và IF số

Kiến trúc máy thu trong trường hợp này đựơc cho trên hình 2 16 Tín hiệu đầu vào sau khi được lọc băng thông và khuếch đại tạp âm nhỏ được biến đổi trực tiếp vào băng gốc Tín hiệu băng gốc vuông góc nhận được sau đó được lọc thông thấp để xác định kênh và băng thông con mong nuốn trước khi biến đổi nâng tần vuông góc đến

sau biến đổi hạ tần Khi này tín hiệu IF nhận đựơc có thể được biến đổi hạ tần với độ chính xác cao bằng bộ biến đổi hạ tần số trong khối xử lý máy thu số Lợi ích đâu tiên của kiến trúc này là nó cho phép chọn lựa một IF phù hợp cho việc sử dụng các ADC công suất thấp trong các đầu cuối cầm tay Ngoài ra nó cũng đòi hỏi một ADC duy nhất trong khi máy thu biến đổi trực tiếp cần hai ADC

Hình 2 Máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng cả trung tần băng gốc tương tự và

trung tần số

CHƯƠNG 3: THỰC HIỆN MÁY THU SỐ, THIẾT KẾ MÁY THU ĐA

BĂNG VÀ BỘ GHÉP SONG CÔNG

3 1 Thực hiện máy thu số

Có nhiều lựa chọn khi thiết kế một máy thu số Các lựa chọn này bao gồm: sử dụng lấy mẫu trên tần dể đạt được sàn tạp âm thấp hơn so với độ phân giải của bộ biến dổi được chọn và sử dụng lấy mẫu dưới tần như là một phương pháp biến đổi hạ tần Các kỹ thuật nói trên cùng với nhiều cơ chế mới có thể bổ sung thêm các quy định nhiễu giả và tạp âm làm cho việc thiết kế một máy thu số khác với máy thu tương tự

3 1 1 Biến đổi tần số sử dụng lấy mẫu dưới tần (Undersamling)

Lấy mẫu dưới tần là quá trình lấy mẫu một tín hiệu tại tần số thấp hơn nhiều so với một phần tư tốc độ Nyquist (tốc độ nyquist bằng hai lần độ rộng băng của tín hiệu tương tự, vì thế một phần tư tốc độ Nyquist bằng nửa băng tín hiệu) Nếu tần số tín hiệu, chẳng hạn là 100 MHz, thì yêu cầu tối thiểu của tần số lấy mẫu (tốc độ lấy mẫu Nyquist) là 200 MHz (mặc dù trong thực tế bộ biến đổi đòi hỏi tốc độ này ít nhất bằng 250MHz) Tín hiệu sẽ được lấy mẫu dưới tần tại tốc độ lấy mẫu < 50MHz

Lấy mẫu dưới tần là một kỹ thuật quan trọng vì nó thực hiện hiệu quả chức năng trộn đối với tín hiệu đầu vào, biến đổi hạ tần tín hiệu này và đồng thời thực hiện lấy mẫu cần thiết (Psseudo Nyquist: giả Nyquist) Tín hiệu được biến đổi xuống băng tần gốc hoặc vùng Nyquist thứ nhất (phổ bao gồm nhiều vùng Nyquist có độ rộng bằng s

là phần dư nằng trong vung Nyquist thứ nhất Nếu kết quả không nằm trong vùng Nyquist thứ nhất, thì cần trừ nó với s

Vì phần dư trong (3.1) nằm ngoài vùng Nyquist thứ nhất có tần số cực đại bằng 7, 6 MHz đối với tốc độ lấy mẫu 15MHz, nên ta phải trừ kết quả với s

f

:

Bảng 3 1 Ảnh hưởng của lấy mẫu dưới tần lên tín hiệu đầu vào

3 1 2 Độ lợi xử lý đạt đựơc khi sử dụng lấy mẫu trên tần

Phần trên đã cho thấy các lợi ích khi sử dụng lấy mẫu thấp tần Tất nhiện cũng

có thể thực hiện lấy mẫu trên tần (lấy mẫu tại tốc độ lớn hơn yêu cầu thỏa mãn tiêu chuần Nyquist) Mặc dù có vẻ như điều này là lãng phí, nhưng đây lại là một kỹ thuật cho phép cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm trong miền số Cũng cần lưu ý rằng độ rộng băng của tín hiệu là rất quan trọng Một tín hiệu có độ rông băng 5MHz sẽ được lấy mẫu trên tần bởi mọi tốc độ lấy mẫu lớn hơn 10 Msps (Mega mẫu trên giây), mặc

dù một bộ biến đổi thực tế thường cần một khoảng dự trữ cao hơn giá tri này (hiệu năng phù hợp sẽ chỉ đạt được đối với các độ rộng băng nhỏ hơn 0, 4 s

f

) Vì thế có thể lấy mẫu dưới tần và trên tần đồng thời, vì lấy mẫu trên tần được quy định theo các băng thông của tín hiệu còn lấy mẫu dưới tần theo tần theo tần số tuyệt đối của nó

Có thể đạt được độ lợi SNR trong miền số vì tạp âm có thể xẩy ra khi này bị trải rộng trên một băng tần rộng hơn Lượng tạp âm thực tế (hay tạp âm tích hợp) trên toàn băng thông không thay đổi, tuy nhiên chúng trải rộng hơn và vì thế mật độ công suất phổ tạp âm giảm Có thể lợi dụng sử giảm này bằng cách sử dụng bộ lọc số; tạp âm trong băng thông của bộ lọc số sẽ thấp hơn tạp âm tích hợp của tín hiệu gốc, vì thế đạt được cải thiện hiệu quả SNR

Cần nhấn mạnh rằng lọc xuyên âm rất quan trong trong việc ngăn chặn giảm cấp SNR Ta thường nghĩ rằng bộ lọc IF chủ yêu chỉ để loại bỏ nhiễu giả để bảo vệ

phổ tín hiệu hữu ích Ta có thể thiết kế bộ lọc IF khá rộng để lọai nhiễu giả, nhưng vẫn cho tạp âm trong miền Nyquist thứ hai đi qua Tạp âm này sẽ đi xuyên vào băng mong muốn (vùng Nyquist thứ nhất) và sẽ giảm SNR 3dB Một bộ lọc chống xuyên âm tốt

có thể cải thiện con số này Giả thiết rằng tạp âm xuyên băng không phải là vấn đề, sàn tạp âm được xác định như sau:

NC=1, 8 + 6, 02N+10 lg( s

f

/2 )dBc / Hz (3 2)Trong đó N là độ phân giải của bộ biến đổi (số bit) Như vậy cứ mỗi lần tăng tốc độ lấy mẫu lên hai lần, mật độ phổ công suất tạp âm giảm 3dB Nếu một bộ lọc số được sử dụng để loại bỏ tạp âm xung quanh tín hiệu mong muốn, thì độ lợi xử lý đạt được bằng lấy mẫu trên tần đựơc xác định như sau:

3 1 3 Loại bỏ các sản phẩm nhiễu giả của máy thu

Trong nhiều thết kế, có thể quy hoạch tốc độ lấy mẫu và vị trí phổ để đảm bảo rằng các hài của bộ biến đổi và bộ khuếch đại đệm không gây nhiễu đối với các tín hiệu mong muốn Tất cả các bộ biến đổi đều tạo ra các hài và mức của chúng tăng, khi tín hiệu đầu vào càng gần hơn đến đỉnh của dải động Trong khi không thể tránh được các hài, việc quy hoạch tần số cẩn thận có thể đảm bảo rằng chung không phải là vấn

đề Một lần nữa, sử dụng lọc số gần hoàn hảo có thể giúp loại bỏ các tín hiệu không mong muốn nói trên và băng thông truyền dẫn mong muốn khả dụng cực đại Các kỹ thuật này có thể được áp dụng cùng với lấy mẫu trên tần và quá trình này sẽ mở rộng hơn nữa các vùng phổ mà các hài có thể rơi và nhưng vẫn đảm bảo hiệu năng máy thu

Lưu ý rằng hậu quả chủ yếu của méo phi tuyến bộ khuếch đại và bộ biến đổi (méo điều chế giao thoa) cần được xem xét cẩn thận vì đây là méo trong băng Có thể loại bỏ các hậu quả này tốt hơn bằng lọc số (các tín hiệu xuất hiện xung quanh sóng mang, chứ không phải trên đỉnh) Tuy nhiên sẽ khó hơn khi số tín hiệu tăng

Dưới đây ta xét một kịch bản về quy hoạch tần số Bộ biến đổi có tốc độ lấy mẫu cực đại là 80 Msps được sử dụng để lấy mẫu một tín hiệu có độ rộng băng là 10 MHz Ta có thể xác định tần số trung tần IF để các hài bậc hai và ba nằm ngoài băng như trên hình 3 1 IF cần đựơc đặt giữa 10 MHz và 20 MHz (tần số trung tâm IF là 15 MHz) Trong trường hợp này, hài bậc hai sẽ nằm trong khoảng giữa 20 MHz và 40 MHz và hài bậc ba nằm trong khoảng giữa 30MHz và 60 MHz Đỉnh 20 MHz của hài bậc ba vượt quá fs/2 và sẽ cuộn lại năm trên đỉnh của đỉnh 10 MHz của các hài bậc ba Trong cả hai trường hợp, điều này không thành vấn đề vì nó không chạm đến băng mong muốn Lưu ý rằng thí dụ này không xét đến độ dốc của bộ lọc số yêu cầu cũng

chứ không lý tưởng 0,5 s

f

như giả thiết ở đây) Cả hai điều này sẽ giảm băng thông IF

có thể sử dụng tại tốc độ lấy mẫu này

Hình 3 Quy hoạch tần số để đảm bảo các hài bậc hai và các hài bậc ba không rơi

vào băng thu mong muốn

Một kỹ thuật quy hoạch tần số khác là sử dụng lấy mẫu dưới tần và chuyển dịch gánh nặng lọc từ vùng số vào vùng tương tự Ưu điểm chính của bộ biến đổi này là cho phép sử dụng toàn bộ băng thông Nyquist của bộ biến đổi cho tín hiệu mong muốn

so với thí dụ xét trên Kỹ thuật bày đựơc minh họa trên hình 3 2, trong đó IF được đặt trong vùng Nyquist thứ ba Vì méo hài chủ yếu xẩy ra trong miền tương tự của bộ biến đổi (các bộ khuếch đại đệm và các mạch vào cho quá trình lây mẫu), kỹ thuật này cho phép gạt bỏ các méo này khỏi băng mong muốn Tuy nhiên vẫn cần xem xét cẩn thận méo điều chế giao thoa, vì không thể giảm chúng theo cách này và có thể gây ra nhiễu không mong muốn cao Nếu bản thân quá trình biến đổi vẫn tạo ra hài, thì có thể xử lý chúng bằng kỹ thuật thứ nhất mặc dù phải trả giá bằng băng thông bộ khả dụng của biến đổi