Hiện tượng giao thoa liên ký tự (intersymbol interference - ISI) (Hình 3.2.1) trong truyền thông quang có thể được gây ra bởi nhiều nguyên nhân như: tán sắc màu (chromatic dispersion - CD), tán sắc kiểu phân cực (polarization mode dispersion - PMD), lọc quang dải hẹp (optical narrowband filter) [12]. ISI gây ra do tán sắc màu trong truyền thông quang thì rất khác so với ISI gây ra do hiện tượng đa đường (multi-pathing) trong truyền thông không dây vì tham số tán sắc vận tốc nhóm phụ thuộc vào tần số (đã được đề cập trong chương 2). Trong khi ISI gây ra do tán sắc kiểu phân cực có thể coi là một bản sao của ISI gây ra do hiện tượng đa đường vì trong cả hai hiện tượng, cùng một xung truyền đi trên nhiều đường khác nhau, tạo nên sự trì hoãn khác nhau giữa các đường này và do đó đến bộ phận thu khác thời điểm nhau. Ở các lọc quang dải hẹp, khi mà băng thông của lọc quang nhỏ cỡ 10% tốc độ bit, đáp ứng xung của lọc chồng lấn lên nhiều khe bit (bit slot) gây ra hiện tượng ISI. Đề tài chỉ khảo sát hiện tượng ISI gây ra do tán sắc màu CD.
1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 0 t t Magnitude Magnitude Threshold
Intersymbol interferences Intersymbol interferences
T: 1 0 1 1 0 1
R: 1 0 01 0 0
Hình 3.2.1: Hiện tượng giao thoa liên ký tự ISI [10] 3.2.2. Bộ cân bằng ước lượng chuỗi có khả năng cực đại MLSE
Các bộ cân bằng được phân ra làm ba loại tổng quát [16]. Một loại được dựa trên sự ước lượng chuỗi có khả năng cực đại (Maximum Likelihood Sequence
Estimation - MLSE). Loại thứ hai dựa vào việc sử dụng của lọc tuyến tính có các hệ
số có thể điều chỉnh được và được gọi là bộ cân bằng tiến (Feedforward Equalizer - FFE). Loại thứ ba dùng các ký tự được tách ra (detected) phía trước để trừ đi ISI trong các ký tự hiện tại đang được tách vì vậy nó có tên là bộ cân bằng hồi tiếp quyết định (decision feedback equalizer - DFE).
MLSE [16] là một kỹ thuật tách sóng tối ưu. Nó dựa vào sự tương quan của chuỗi kí tự bị méo hoàn toàn với các ước lượng của tất cả các chuỗi trên nhiều khe thời gian. Việc chọn ra được chuỗi có tương quan lớn nhất luôn được thực hiện bằng thuật toán Viterbi, giúp đưa ra quyết định để có được bit thực sự. Bất lợi của thuật toán Viterbi là nó phải xử lý với số lượng tính toán cực lớn. Thật vậy, MLSE có sự phức tạp tính toán tăng theo số mũ cùng với chiều dài tán sắc theo thời gian của kênh truyền. Nếu kích thước của ký tự al-pha-bê là M và chặng tán sắc của kênh truyền là L ký tự, thì thuật toán Viterbi tính ML + 1 cho mỗi ký tự mới thu được. Tuy nhiên, đối với nhiều kênh truyền được quan tâm trong thực tế, dạng tính toán phức tạp như vậy khó được thực hiện. Thay vào đó, chúng ta có thể nghĩ đến một loại cân bằng kém tối ưu hơn nhưng đơn giản hơn như là FFE và DFE.
3.2.2. Bộ cân bằng tiến FFE
Xét tổng quát, hiệu quả của bộ cân bằng có thể được diễn tả qua Hình 3.2.2
Hình 3.2.2: Sơ đồ hệ thống quang khi (a) không dùng bộ cân bằng và (b) có dùng bộ cân bằng [4]-p.30
Bộ cân bằng được đặt tại bộ phận thu sau lọc điện và nhiệm vụ chính của nó là loại bỏ hàm truyền của kênh. Việc này được thực hiện, như trong Hình 3.2.2.b, bằng thiết bị điện có hàm truyền bằng với '( ) 1( )
hàm truyền của kênh Hfibre( )f sau việc lấy bình phương .2 của photodiode. Trái ngược với tính chất tuyến tính củaHfibre( )f , '( )
H f là hàm truyền thể hiện tính phi tuyến của hệ thống quang do việc lấy bình phương của photodiode.
Trong thập niên vừa qua, FFE [16] tuyến tính được áp dụng để loại ISI do nhiều tác nhân truyền dẫn gây ra vì nó không cần có trước kiến thức về nguồn gốc sinh ra của ISI. Tuy nhiên, FFE tuyến tính vẫn không được xem là một giải pháp tối
ưu cho các hệ thống truyền dẫn quang dù cho nó được cho là tối ưu đối với các hệ
thống có kênh truyền tuyến tính như kênh điện từ (radio channel - RF). Thật không may là không giống như các hệ thống RF, các kênh quang, xét về bản chất, là phi tuyến. Thật vậy, do sự có mặt của photodiode, nó áp dụng một “luật bình phương” (squre-law) cho tín hiệu quang tới dẫn đến tính phi tuyến của hệ thống quang [4].
FFE tuyến tính, thực tế, là một lọc FIR, được mô tả như Hình 3.2.3. Tín hiệu điện tới, x(n), được lọc và sau đó tạo ra tín hiệu ngõ ra được cân bằng, y(n), có biểu thức như sau: ( ) 1 ( ) 0 M i i y n C x n i − = =∑ − (3.2.1) Trong đó, Ci là trọng số thứ i của lọc, M là bậc lọc Hình 3.2.3: Bộ cân bằng tiến FFE
Tín hiệu điện ngõ vào giả sử được lấy mẫu ở các khoảng ∆T, ở đây ∆T là chu kì ký tự. Vì vậy, FFE thường được gọi là bộ cân bằng ngang cách khoảng T (T-
Không giống như các lọc FIR thông thường, các trọng số của FFE có thể
được cập nhật hay thay đổi bằng nhiều tiêu chí khác nhau. Mục tiêu của các tiêu chuẩn này là làm sao để cho tín hiệu ngõ ra y(n) có mức độ nhiễu và ISI là nhỏ nhất. Phương pháp dựa trên tiêu chí trên méo đỉnh (peak distortion criterion) và gần đây, phương pháp dựa tiêu chí trung bình bình phương sai số MSE là hai phương pháp phổ biến sử dụng bộ cân bằng tuyến tính [16]. Trong tiêu chuẩn méo đỉnh, đáp ứng tần số của lọc được điều chỉnh để xấp xỉ bằng nghịch đảo của đáp ứng tần số của kênh truyền. Do vậy, lọc này thường được gọi là bộ cân bằng ‘ép bằng không” (zero-forcing - ZF). Tuy nhiên, bộ cân bằng này có một hạn chế nghiêm trọng. Nếu kênh có phổ 0 (null) trong đáp ứng tần số, thì bộ cân bằng bù lại việc này bằng cách tạo ra một độ lợi vô tận ở tần số đó. Việc này sẽ làm tăng nhiễu cộng hay làm giảm chất lượng của bộ cân bằng.
Đối với tiêu chí MSE, các trọng số của bộ cân bằng được điều chỉnh sao cho trung bình bình phương sai số giữa tín hiệu mong muốn và tín hiệu ngõ ra của bộ
cân bằng là nhỏ nhất. Các thuật toán thích nghi (được đề cập ở mục 3.1) sẽ góp phần làm tăng hay giảm chất lượng của bộ cân bằng. Sự khác nhau chính giữa hai tiêu chuẩn đó là, đối với tiêu chuẩn MSE, nhiễu ở ngõ vào của bộ cân bằng cũng được tính đến tránh tình trạng làm tăng nhiễu quá mức. Tiêu chuẩn này tính đến việc loại bỏ đồng thời nhiễu và ISI.
Việc đề cập đến MLSE và FFE ở trên chỉ mang tính giới thiệu vì một số
nguyên nhân đã được trình bày. Giải pháp mà đề tài chọn để cải thiện chất lượng cho hệ thống truyền dẫn quang bị méo do tán sắc, nhiễu và phi tuyến là dùng các bộ
cân bằng DFE với các thuật toán khác nhau. Phần còn lại của chương này sẽ đi vào trình bày DFE.
3.2.3. Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định
Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE [16], bộ cân bằng phi tuyến phổ biến nhất đối với các kênh bị suy giảm chất lượng nghiêm trọng, yêu cầu mức độ tính toán thấp. Như được mô tả trong Hình 3.2.4, nó bao gồm hai lọc: lọc tiến (feedforward -FF) và lọc hồi tiếp (feedback-FB). Lọc FF chính là bộ cân bằng ngang tuyến tính (linear transversal equalizer). Lọc FB đưa ra một chuỗi các quyết
định dựa trên các kí tự được tách ra (detected) trước đó. Xét về mặt chức năng, lọc FB được sử dụng để loại bỏ phần ISI ra khỏi phần ước lượng hiện tại, mà phần ISI này được gây ra bởi các ký tự được tách ra trước đó.
Hình 3.2.4: Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định DFE [16]
Xét về mặt toán học, từ Hình 3.2.4, ngõ ra của DFE có thể được biểu diễn qua công thức (3.2.2) như sau:
( ) i ( ) i ( )
y n =∑a x n i− −∑b y n i− (3.2.2) Trong đó, ai và bi lần lượt là trọng số của lọc FF và lọc FB
x(n) và y(n) lần lượt là tín hiệu ngõ ra của DFE Lấy biến đổi z công thức (3.2.2), ta được: ( ) ( ) ( ) ( ) 1 1 i i E i i a z Y z G X z b z − − − = = − ∏ ∏ (3.2.3)
Từ công thức (3.2.3), ta thấy DFE có dạng như một lọc IIR
DFE có thể cân bằng từng phần tín hiệu, với độ rộng mỗi phần là K mẫu với K nhỏ hơn chu kỳ của một ký tự hay có thể cân bằng mỗi lần một ký tự.
DFE có thể hoạt động theo hai chế độ [14], đó là, quyết định trực tiếp (decision-directed) và huấn luyện (training). Trong giai đoạn đầu, DFE hoạt động ở
chế độ huấn luyện, khi đó, một chuỗi ký tự truyền biết trước được dùng đến để thích nghi các trọng số lọc, chuỗi này được gọi là chuỗi huấn luyện. Đây là giai đoạn mà DFE thu thập các thông tin về đặc tính của kênh truyền. Khi giai đoạn này hoàn thành, DFE chuyển qua hoạt động ở chế độ quyết định trực tiếp để thích nghi các trọng số của lọc.
DFE dùng tiêu chuẩn MSE (bao gồm các thuật toán thuộc lớp LMS và bình phương tối thiểu (least square - LS) như RLS) để cập nhật các trọng số.
Một số điểm nổi bật của DFE [16]:
− Đáp ứng xung kết hợp của kênh truyền và phần FF có thể có các mẫu khác không theo sau xung chính; đó là, do bộ cân bằng FF không cần xấp xỉ bằng nghịch đảo của các đặc tính kênh truyền, và vì vậy tránh được nhiễu tăng cường quá mức.
− Bộ phận đưa ra quyết định “decision” (hay slicer) có vai trò quyết định đối với chất lượng của DFE. Bộ phận này đưa ra quyết định cho từng ký tự một nên hệ số làm chậm của phần hồi tiếp có cách khoảng baud (baud-spaced). Nếu slicer đưa ra một quyết định sai, bằng việc điều chỉnh trọng số theo quyết định sai này, lọc FB sẽ tạo ra một chuỗi liên tiếp các ký tự sau đó bị
tách sai. Trường hợp này, người ta nói DFE tạo ra một sự lan truyền lỗi (error propagation). Điều này sẽ làm cho chất lượng của DFE xuống cấp trầm trọng. Gọi DFE là bộ cân bằng phi tuyến là vì bộ slicer hoạt động dựa vào sự hồi tiếp [10].
CHƯƠNG 4: MÔ HÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN SỬ DỤNG KỸ THUẬT CÂN BẰNG ĐIỆN TRÊN NỀN
MATLAB SIMULINK
Chương này sẽ trình bày việc thiết kế các khối chính trong thành phần của hệ
thống trên nền Matlab Simulink. Đồng thời, chương này cũng sẽ đưa ra các giải pháp thiết kế chặng truyền dẫn cho tuyến đường dài tốc độ cao bị giới hạn bởi nhiễu ASE. Cuối cùng, giải pháp thiết kế cho bộ cân bằng cũng được trình bày.
4.1. PHÂN BIỆT NRZ-DQPSK VÀ RZ-DQPSK 4.1.1. Sơ lược về mã đường truyền 4.1.1. Sơ lược về mã đường truyền
Mặc dù có nhiều loại mã hoá dòng [6] (hay mã hoá đường truyền – line code) khác nhau và được sử dụng tuỳ thuộc vào các mục đích khác nhau, nhưng NRZ và RZ được chọn để mô phỏng trong đề tài. Hình 4.1.1 diễn tả sự chuyển dời khác nhau được sử dụng để thể hiện một chuỗi bit cho cả hai dạng mã hoá này.
Hình 4.1.1: Mã hoá dòng (a) NRZ và (b) RZ [9] -p.14
Đối với dạng NRZ, mức tín hiệu được giữở mức thấp đối với bit 0 và ở mức cao đối với bit 1. Đối với bit 1 ở dạng RZ, nửa chu kì bit đầu tiên sẽ được giữở mức
cao và nửa chu kì bit thứ hai theo sau sẽ được giữở mức thấp. Đối với dạng RZ, tín hiệu sẽ được giữở mức thấp đối với bit 0.
Đối với NRZ, băng thông bằng một nửa tốc độ truyền dữ liệu, trong khi RZ có băng thông bằng tốc độ truyền dữ liệu của nó. Mặc dù RZ đòi hỏi băng thông cao hơn, nhưng nó có thuận lợi hơn so với NRZ là không bị suy giảm chất lượng quá nhanh khi truyền và khó chịu ảnh hưởng của hiện giao thoa liên ký tự ISI. Hình 4.1.2 cho thấy tác động của ISI. Hiện tượng này gây ra sự nhầm lẫn khi phát hiện giữa các bit 0 với các bit 1 kế cận.
Hình 4.1.2: Hiện tượng ISI qua giản đồ mắt đối với NRZ và RZ [6] 4.1.2. Phân biệt NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK
Xét về mặt pha, NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK đều có pha thay đổi theo qui luật đã trình bày ở chương 2. Xét về mặt biểu hiện, đối với NRZ-DQPSK, tín hiệu quang sau điều chế có dạng tục, trong khi đối với RZ-DQPSK, tín hiệu này có dạng xung. Hình 4.1.3 vẽ dạng của cường độ và pha của tín hiệu quang sau khi điều chế
NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK cùng một chuỗi dữ liệu. Hình 4.1.4 cho thấy phổ tần số của 2 tín hiệu quang RZ-DQPSK và NRZ-DQPSK. Hình này cho thấy, NRZ- DQPSK có ưu thế hơn RZ-DQPSK về băng thông. Tuy nhiên, sự chuyển pha nhanh của các kí tự liền kề làm NRZ-DQPSK bịảnh hưởng nhiều bởi ISI. Chính vì vậy mà RZ-DQPSK được sử dụng phổ biến hơn.
Bộ khắc xung có thể được dùng đến để tạo ra tín hiệu quang RZ-DQPSK. Chi tiết của nguyên tắc điều chế này sẽ được trình bày trong phần sau.
Trong thực tế, các xung Gaussian được dùng. Xung này cũng được dùng để
Hình 4.1.3: Pha và biên độ tín hiệu NRZ-DQPSK (trái) và RZ-DQPSK (phải) [1]-p.29
Hình 4.1.4: Phổ tần số của (a) NRZ-DQPSK và (b) RZ-DQPSK [27]
4.2. CẤU TRÚC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN DÙNG MATLAB/SIMULINK 4.2.1. Bộ phận phát
Trong điều chế DQPSK, pha của sóng mang thay đổi ứng với từng cặp bits (di-bits) dữ liệu vào theo qui luật liệt kê trong Bảng 4.2.1.
Bảng 4.2.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bits của chuỗi dữ liệu vào
Thiết bị phát DQPSK gồm bộ phát QPSK kèm theo một bộ mã hoá vi phân, hay tiền mã hoá (precoder) phía trước. Bộ tiền mã hoá có chức năng mã hoá từng cặp di-bits vào trước khi đưa vào bộ điều chế QPSK, sao cho pha của sóng mang ngõ ra thay đổi theo qui luật Bảng 4.2.1. Sơ đồ tổng quát bộ phát RZ-DQPSK vẽ
trong Hình 4.2.2, gồm 3 khối chính: bộ phận khắc xung (pulse carver), bộ mã hoá vi phân hay tiền mã hoá (precoder) và bộ phát DPSK. Trong sơ đồ Hình 4.2.1, lasers được phân cực hoạt động ở chế độ phát liên tục CW (Continous Wave). Bộ phận khắc xung (RZ Pulse carver) có nhiệm vụ tạo chuỗi xung RZ ở ngõ ra như Hình 4.2.2. Chuỗi RZ này sau đó được điều chế QPSK với tín hiệu điều chế là 2 tín hiệu IQ ở ngõ ra bộ Precoder. Ngõ ra của khối QPSK Modulator lúc này chính là tín hiệu RZ-DQPSK. Bộ Precoder mã hoá mỗi lần từng di-bits nên tốc độ bit của 2 kênh I và Q giảm đi một nửa so với tốc độ chuỗi dữ liệu vào, tức là 50Gb/s. Khối RZ Pulse carver cũng được vận hành ở tốc độ 50Ghz, và phải có sự đồng bộ với khối Precoder.
4.2.1.1. Bộ phận khắc xung
Thành phần chính của bộ phân khắc xung là một bộ điều chế MZM (Mach- Zehnder Modulator) phân cực đôi (Dual drive) như đã trình bày ở Chương 2. Điện thế phân cực DC là 0V; điện thế điều khiển bộ RZ MZM là tín hiệu sin có tần số
25GHz, biên độ dao động trong phạm vi 2 Vπ − đến 2 Vπ + .
Từ công thức ngõ ra của MZM đã nêu ở Chương 2, ta có:
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 1 1 1 cos 2 V t V t j j V V in Out in in V t E E e e E H V t E V π π π π π π − = + = = (4.2.1) Hình 4.2.2: Nguyên tắc của khối khắc xung
Trong đó, Ein là cường độ ánh sáng ngõ vào MZM, EOut là cường độ ánh sáng ngõ ra,
Vπlà điện thế phân cực để pha của nhánh tương ứng dịch 1800 V1(t) là điện thế điều khiển RZ-MZM
Đặc tuyến truyền và quan hệ vào ra của RZ MZM được vẽ như Hình 4.2.3. Quan hệ vào ra được mô tả trong công thức (4.2.1). Với tín hiệu điện điều khiển 25GHz, biên độ dao động trong phạm vi
2 Vπ − đến 2 Vπ + như Hình 4.2.3, ngõ ra của RZ MZM là chuỗi xung RZ quang dạng Gaussian tần số 50GHz. Độ rộng xung RZ quang ngõ ra của MZM có thể điều chỉnh bằng cách thay đổi hiệu điện V1(t) điều khiển MZM.
Hình 4.2.3: Hàm truyền và quan hệ vào ra của RZ-MZM [1]-p.33