Mặc dù có nhiều loại mã hoá dòng [6] (hay mã hoá đường truyền – line code) khác nhau và được sử dụng tuỳ thuộc vào các mục đích khác nhau, nhưng NRZ và RZ được chọn để mô phỏng trong đề tài. Hình 4.1.1 diễn tả sự chuyển dời khác nhau được sử dụng để thể hiện một chuỗi bit cho cả hai dạng mã hoá này.
Hình 4.1.1: Mã hoá dòng (a) NRZ và (b) RZ [9] -p.14
Đối với dạng NRZ, mức tín hiệu được giữở mức thấp đối với bit 0 và ở mức cao đối với bit 1. Đối với bit 1 ở dạng RZ, nửa chu kì bit đầu tiên sẽ được giữở mức
cao và nửa chu kì bit thứ hai theo sau sẽ được giữở mức thấp. Đối với dạng RZ, tín hiệu sẽ được giữở mức thấp đối với bit 0.
Đối với NRZ, băng thông bằng một nửa tốc độ truyền dữ liệu, trong khi RZ có băng thông bằng tốc độ truyền dữ liệu của nó. Mặc dù RZ đòi hỏi băng thông cao hơn, nhưng nó có thuận lợi hơn so với NRZ là không bị suy giảm chất lượng quá nhanh khi truyền và khó chịu ảnh hưởng của hiện giao thoa liên ký tự ISI. Hình 4.1.2 cho thấy tác động của ISI. Hiện tượng này gây ra sự nhầm lẫn khi phát hiện giữa các bit 0 với các bit 1 kế cận.
Hình 4.1.2: Hiện tượng ISI qua giản đồ mắt đối với NRZ và RZ [6] 4.1.2. Phân biệt NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK
Xét về mặt pha, NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK đều có pha thay đổi theo qui luật đã trình bày ở chương 2. Xét về mặt biểu hiện, đối với NRZ-DQPSK, tín hiệu quang sau điều chế có dạng tục, trong khi đối với RZ-DQPSK, tín hiệu này có dạng xung. Hình 4.1.3 vẽ dạng của cường độ và pha của tín hiệu quang sau khi điều chế
NRZ-DQPSK và RZ-DQPSK cùng một chuỗi dữ liệu. Hình 4.1.4 cho thấy phổ tần số của 2 tín hiệu quang RZ-DQPSK và NRZ-DQPSK. Hình này cho thấy, NRZ- DQPSK có ưu thế hơn RZ-DQPSK về băng thông. Tuy nhiên, sự chuyển pha nhanh của các kí tự liền kề làm NRZ-DQPSK bịảnh hưởng nhiều bởi ISI. Chính vì vậy mà RZ-DQPSK được sử dụng phổ biến hơn.
Bộ khắc xung có thể được dùng đến để tạo ra tín hiệu quang RZ-DQPSK. Chi tiết của nguyên tắc điều chế này sẽ được trình bày trong phần sau.
Trong thực tế, các xung Gaussian được dùng. Xung này cũng được dùng để
Hình 4.1.3: Pha và biên độ tín hiệu NRZ-DQPSK (trái) và RZ-DQPSK (phải) [1]-p.29
Hình 4.1.4: Phổ tần số của (a) NRZ-DQPSK và (b) RZ-DQPSK [27]
4.2. CẤU TRÚC HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN DÙNG MATLAB/SIMULINK 4.2.1. Bộ phận phát
Trong điều chế DQPSK, pha của sóng mang thay đổi ứng với từng cặp bits (di-bits) dữ liệu vào theo qui luật liệt kê trong Bảng 4.2.1.
Bảng 4.2.1: Góc dịch pha của DQPSK ứng với từng cặp bits của chuỗi dữ liệu vào
Thiết bị phát DQPSK gồm bộ phát QPSK kèm theo một bộ mã hoá vi phân, hay tiền mã hoá (precoder) phía trước. Bộ tiền mã hoá có chức năng mã hoá từng cặp di-bits vào trước khi đưa vào bộ điều chế QPSK, sao cho pha của sóng mang ngõ ra thay đổi theo qui luật Bảng 4.2.1. Sơ đồ tổng quát bộ phát RZ-DQPSK vẽ
trong Hình 4.2.2, gồm 3 khối chính: bộ phận khắc xung (pulse carver), bộ mã hoá vi phân hay tiền mã hoá (precoder) và bộ phát DPSK. Trong sơ đồ Hình 4.2.1, lasers được phân cực hoạt động ở chế độ phát liên tục CW (Continous Wave). Bộ phận khắc xung (RZ Pulse carver) có nhiệm vụ tạo chuỗi xung RZ ở ngõ ra như Hình 4.2.2. Chuỗi RZ này sau đó được điều chế QPSK với tín hiệu điều chế là 2 tín hiệu IQ ở ngõ ra bộ Precoder. Ngõ ra của khối QPSK Modulator lúc này chính là tín hiệu RZ-DQPSK. Bộ Precoder mã hoá mỗi lần từng di-bits nên tốc độ bit của 2 kênh I và Q giảm đi một nửa so với tốc độ chuỗi dữ liệu vào, tức là 50Gb/s. Khối RZ Pulse carver cũng được vận hành ở tốc độ 50Ghz, và phải có sự đồng bộ với khối Precoder.
4.2.1.1. Bộ phận khắc xung
Thành phần chính của bộ phân khắc xung là một bộ điều chế MZM (Mach- Zehnder Modulator) phân cực đôi (Dual drive) như đã trình bày ở Chương 2. Điện thế phân cực DC là 0V; điện thế điều khiển bộ RZ MZM là tín hiệu sin có tần số
25GHz, biên độ dao động trong phạm vi 2 Vπ − đến 2 Vπ + .
Từ công thức ngõ ra của MZM đã nêu ở Chương 2, ta có:
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 1 1 1 cos 2 V t V t j j V V in Out in in V t E E e e E H V t E V π π π π π π − = + = = (4.2.1) Hình 4.2.2: Nguyên tắc của khối khắc xung
Trong đó, Ein là cường độ ánh sáng ngõ vào MZM, EOut là cường độ ánh sáng ngõ ra,
Vπlà điện thế phân cực để pha của nhánh tương ứng dịch 1800 V1(t) là điện thế điều khiển RZ-MZM
Đặc tuyến truyền và quan hệ vào ra của RZ MZM được vẽ như Hình 4.2.3. Quan hệ vào ra được mô tả trong công thức (4.2.1). Với tín hiệu điện điều khiển 25GHz, biên độ dao động trong phạm vi
2 Vπ − đến 2 Vπ + như Hình 4.2.3, ngõ ra của RZ MZM là chuỗi xung RZ quang dạng Gaussian tần số 50GHz. Độ rộng xung RZ quang ngõ ra của MZM có thể điều chỉnh bằng cách thay đổi hiệu điện V1(t) điều khiển MZM.
Hình 4.2.3: Hàm truyền và quan hệ vào ra của RZ-MZM [1]-p.33 4.2.1.2. Khối điều chế QPSK
Thành phần chính của bộ điều chế QPSK là các MZM (Mach-Zehnder Modulator) ghép với nhau. Có 2 cấu trúc ghép MZMs để tạo QPSK là ghép nối tiếp và ghép song song. Cấu trúc song song sử dụng 2 MZMs và một bộ dịch pha (PM - Phase Modulator) 900; cấu trúc nối tiếp sử dụng một MZM dịch pha 1800 ghép nối tiếp với 1 PM 900. Trong đề tài này, cấu trúc ghép nối tiếp được dùng đến. Sơ đồ
phát DQPSK theo cấu trúc nối tiếp được mô tả trong Hình 4.2.4.
Precoder Laser (Continuous Wave) π/2 Phase Shift π Phase Shift 0 1 Re(E) Im(E) 00 Re(E) Im(E) 01 10 11 Data in DQPSK out 100Gb/s I Channel Q Channel 50Gb/s 50Gb/s E: Optical Field Hình 4.2.4: Sơ đồ bộ phát DQPSK theo cấu trúc nối tiếp
Để dịch pha 00 hoặc 1800 MZM được phân cực đôi và điện thế hoạt động
ứng với bit I = 0 là 0(V), và I = 1 là Vπ(V) (xem đặc tuyến truyền của MZM khi phân cực đôi ở Hình 4.2.4). Bộ phận dịch pha, hay điều chế pha PM chính là một nhánh của MZM như trình bày trong Chương 2. Để dịch pha góc 00 hoặc 900 tuỳ
theo bít Q là 0 hay 1 thì điện thế cấp vào bộ PM tương ứng là 0 hoặc 2
Vπ
+ . Đồ thị
chòm sao (Constellation diagram) của các bộ dịch pha và ngõ ra cuối cùng của bộ
điều chế QPSK cũng được mô tả trong Hình 4.2.5. Từ đồ thị này, có thể tóm tắt các góc pha truyền tương ứng với từng cặp IQ (ngõ ra của bộ Precoder) như Bảng 4.2.2.
Bảng 4.2.2: Pha truyền của bộ điều chế QPSK ứng với cặp bits IQ
Việc thiết kế bộ Precoder căn cứ vào đồ thị chòm sao của bộ điều chế QPSK, sao cho pha của sóng mang quang ngõ ra thay đổi theo qui luật của DQPSK, như
định nghĩa trong Bảng 4.2.1.
4.2.1.3. Bộ tiền mã hoá Precoder
Đối với DQPSK, pha của ký tự hiện tại phụ thuộc vào di-bits dữ liệu vào và trạng thái pha của ký tựs trước đó.
Gọi: aIaQ là cặp bit (di-bits) ngõ vào bộ precoder IOQO là trạng thái trước đó của IQ
Lập bảng sự thật và tìm IQ theo 4 biến aIaQIOQO, được kết quả sau:
( ) ( 0. I Q ) I 0 I= Q a ⊕a ⊕a ⊕I (4.2.2) 0 I Q Q=a ⊕a ⊕Q (4.2.3)
4.2.2. Kênh truyền
Kênh truyền gồm nhiều chặng (span) được ghép nối tiếp với nhau, mỗi chặng gồm có sợi quang và bộ khuếch đại quang để bù suy hao. Như Chương 2 đã đề cập, khi lan truyền trên sợi, tín hiệu có thể bị méo do nhiều nguyên nhân. Tìm được dạng của xung quang sau khi lan truyền trên một khoảng cách nào đó là một việc rất cần thiết giúp đánh giá chất lượng truyền dẫn, và đặc biệt, thiết yếu trong mô phỏng. Giải pháp thiết kế các chặng, nhằm đem lại khoảng cách truyền lớn cho kênh mà ít tốn kém sẽ được giới thiệu ở mục sau, việc mô hình hoá xung quang được giới thiệu trong mục này.
Khi lan truyền trên sợi đơn mode chuẩn (standard single mode fiber - SSMF), tín hiệu quang có hình bao E(z,t) phức, biến đổi chậm tuân theo phương trình Schro&&dinger phi tuyến sau – NLSE [9]:
2 3 2 1 2 2 3 3 ( , ) ( , ) ( , ) 1 ( , ) ( , ) ( , ) ( , ) 2 2 6 E z t E z t j E z t E z t E z t j E z t E z t z t t t α β β β γ ∂ ∂ ∂ ∂ + + + − = − ∂ ∂ ∂ ∂ (4.2.4)
Trong đó, z là trục không gian theo chiều dọc, α là suy hao của sợi, β1, β2, và β3 là thừa số bậc 1, bậc 2, và bậc 3 của tán sắc vận tốc nhóm, γ là hệ số phi tuyến. Công thức (4.2.4) bao gồm các ảnh hưởng trong các sợi truyền dẫn đơn kênh sau: (i) suy hao, (ii) tán sắc màu và (iii) tự điều pha.
Các hiệu ứng tuyến tính và phi tuyến tác động đồng thời vào sợi quang đơn mode. Tác động này là tương hỗ và không thể tách rời. Giải phương trình NLSE trên sẽ mô hình hoá được sự truyền dẫn xung quang trong sợi đơn mode. Phương pháp Fourier chia bước (split-step Fourier – SSFM) [9] là một tiếp cận được dùng phổ biến. Phương pháp này chia sợi quang với chiều dài lớn ra thành những đoạn nhỏ h khoảng 200m đến 500m. Trong mô phỏng, đề tài chọn chiều dài của đoạn này là 500m. Trên những đoạn nhỏ này, SSFM xem hiệu ứng tuyến tính và phi tuyến có tác động vào sợi là tách rời nhau. Vì vậy, phương trình NLSE (4.2.4) có thể được viết lại dưới dạng: ˆ ˆ ( ) E D N E z ∂ = + ∂ (4.2.5) Trong đó,
2 3 3 2 2 3 2 ˆ 2 6 2 ˆ | | i D T T N i E β β α γ ∂ ∂ = − + − ∂ ∂ = (4.2.6) với Dˆ là toán tử tuyến tính; Nˆlà toán tử phi tuyến; T= t-z/vg với vg là vận tốc nhóm. Trong (4.2.6), 1
T
β ∂
∂ được bỏ qua vì trường E(z,t) được xét trong một hệ
thống trục chuyển động với vận tốc nhóm vg của sợi [8].
Biên độ phức của xung quang E từ z đến z+h (Hình 4.2.5.a) trong SSFM được cho như sau:
( , ) exp( ( ˆ ˆ)) ( , )
E z+h t = h D+N E z t (4.2.7) Hai xấp xỉ được dùng phổ biến là bậc 2 (công thức (4.2.8)) và bậc 3 (công thức (4.2.9)) đối với h có tên tương ứng là phương pháp chia bước bất đối xứng (asymmetric split-step – A-SSM) và phương pháp chia bước đối xứng (symmetric split-step - SSM), và được chỉ ra như Hình 4.2.5.b và Hình 4.2.5.c.
( , ) ehDˆ hNˆ ( ),
E z+h t ≈ e E z t (4.2.8)
( , ) ehDˆ/2 hNˆ ehDˆ/2 ( ),
E z+h t ≈ e E z t (4.2.9)
Hình 4.2.5: Xấp xỉ trong phương pháp chia bước (a) truyền qua một phần chiều dài h của sợi, (b) phương pháp bất đối xứng A-SSM và (c) phương pháp
Hình 4.2.5 cho thấy, A-SSM chia phần sợi có chiều dài h ra thành 2 phần, mỗi phần chịu tác động riêng biệt của toán tử tuyến tính và phi tuyến; trong khi, SSM chia phần này ra làm 3 phần: 2 phần tuyến tính ở hai bên và đối xứng qua phần chịu tác động phi tuyến ở chính giữa. SSM cho mức độ chính xác lớn hơn A- SSM vì nó có xấp xỉ bậc 3 theo h ứng với khai triển Baker-Hausdorff (Weiss & Maradudin, 1962) [8] được cho như sau:
$
( ) ( ) $ $ $ $
$ $ $
1 1
exp exp exp , , , ...
2 12 , a b a b a b a b a b a b ab ba = + + + − + = − $ $ $ $ $ $ $ $ (4.2.10)
Phương pháp SSFM đối xứng đánh giá hoạt động của toán tử tuyến tính bằng cách xem xét tác động của nó trong miền tần số, sau đó chuyển kết quả về lại miền thời gian. Kế tiếp, toán tử phi tuyến tác động vào xung quang này ngay trong miền thời gian. Việc tác động này được xem như là sự quay pha tín hiệu quang trong miền thời gian:
( )ˆ ( ) ( ( )2) ( )
exp hN E z t, =exp jγ E z t, E z t, (4.2.11) Sau đó, toán tử tuyến tính lại tác động vào xung quang này trong miền tần số. Kết quả lại được chuyển đổi ngược về miền thời gian dùng biến đổi Fourier ngược. Do dùng biến đổi Fourier và Fourier ngược nên phương pháp chia bước ban đầu có tên là Fourier chia bước. Quá trình cứ thế tiếp diễn đến khi kết thúc chặng. Để cải thiện độ chính xác của phương pháp chia bước đối xứng, công thức (4.2.12) được dùng đến:
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
' '
ˆ ˆ ˆ
, exp exp exp ,
2 2
ˆ ˆ
ˆ ˆ
exp exp exp ,
2 2 2 z h z h h E z h t D N z dz D E z t N z h N h h D h D E z t + + = + + ≈ ∫ (4.2.12) với N zˆ( +h)=exp(jγ E z( +h t, )2)
Trong mô phỏng của đề tài, phương pháp Fourier chia bước đối xứng được sử dụng. Phương pháp này có thể được mô tả qua sơ đồ Hình 4.2.6.
Khi công suất tín hiệu ở mức thấp hayE z t( ), 2≈0, hiệu ứng phi tuyến có thể
được bỏ qua. Khi đó, sợi quang được coi là hoạt động trong vùng tuyến tính vì dưới ngưỡng phi tuyến. Đối với sợi đơn mode chuẩn - SSMF mức ngưỡng này là 5mW [34]. Trong vùng tuyến tính của sợi quang, để tránh mức độ tính toán phức tạp của phương pháp Fourier chia bước, phương pháp dùng hàm truyền tuyến tính của sợi được sử dụng để đánh giá mức độ tác động của hiệu ứng tuyến tính như mất mát và tán sắc. Hàm truyền tuyến tính [12] này được thể hiện qua công thức (4.2.13)
( ) ( ) { ' 2 ' 3 2 3 ( ) exp 1 / 2 1/ 6 f H f = −j β ϖ + β ϖ L (4.2.13)
Hình 4.2.6: Sơ đồ thể hiện phương pháp chia bước đối xứng [8] 4.2.3. Bộ phận thu
4.2.3.1. Bộ nhận cân bằng tách sóng kiểu trực tiếp
Hai kỹ thuật tách sóng thường được dùng trong các bộ thu quang là tách sóng kết hợp (coherent detection) và tách sóng trực tiếp (direct detection) hay tách
sóng không kết hợp (incoherent detection). Trong các hệ thống truyền dẫn quang tốc độ cao (từ 10Gb/s trở lên), kỹ thuật tách sóng kết hợp là giải pháp không khả thi vì sự thiếu chính xác khi điều chỉnh tần số của laser dao động nội (local oscillator - LO) [28], kỹ thuật tách sóng trực tiếp được xem là một giải pháp giúp vượt qua trở
ngại này. Bộ nhận cân bằng (balanced receiver) ứng dụng kỹ thuật tách sóng trực tiếp được sử dụng trong đề tài. Tách sóng cân bằng sẽ tăng độ lợi 3dB so với tách sóng thông thường dùng 1 photodiode [13][15].
DQPSK mã hoá thông tin dựa trên sự thay đổi pha giữa các ký tự liền kề. Do vậy, để tách sóng, bộ thu DQPSK sẽ thực hiện việc so pha giữa 2 ký tự liền kề để
chuyển điều chế pha sang điều chế biên độ (IM - intensity modulation) rồi thực hiện tách sóng giống như tách sóng OOK (On/Off Keying). Do DQPSK điều chế trên 2 kênh I (In phase) và Q (Quadrature phase) vuông góc nhau nên ở bộ thu cũng sử
dụng 2 bộ tách sóng theo 2 hướng I và Q trực giao. Sơ đồ nguyên tắc bộ thu DQPSK mô tả trong Hình 4.2.7, bao gồm 2 bộ giao thoa MZ (MZI - Mach-Zehnder interferometer) và 2 bộ tách sóng cân bằng (balanced receiver) để chuyển tín hiệu quang về dạng tín hiệu điện. Balanced receiver gồm 2 diode PIN hoặc APD mắc kiểu đẩy kéo (Push pull).
Hình 4.2.7: Sơ đồ nguyên tắc bộ thu DQPSK [1]-p.36
Bộ MZI gồm có 2 nhánh, một trong 2 nhánh được làm trễ với độ trễ là 1 ký tự TS rồi được dịch pha một góc
4
π
± . Ngõ ra của MZI chính là giao thoa giữa 2 nhánh. Kết quả là MZI chuyển tín hiệu DQPSK ở ngõ vào thành tín hiệu IM ở ngõ
ra. Các MZI được thiết kế có 2 ngõ ra gọi là ngõ ra cộng hưởng (constructive port) và ngõ ra triệt tiêu (destructive port) để sử dụng cho bộ nhận cân bằng. Đối với ngõ ra cộng hưởng, khi pha của 2 ký tự liền kề cùng pha, thì năng lượng ngõ ra đạt cực đại, nếu 2 ký tự ngược pha, ngõ ra sẽ đạt cực tiểu. Đối với ngõ ra triệt tiêu thì