NHIEM VU VA NOI DUNG: - Nghiên cứu kỹ thuật offset dé điều khiến cân băng điện áp tụ điện một chiêu trong bộ nghịch lưu ap 3 pha 3 bậc NPC.. Chương 3: Kỹ thuật cân bằng điện áp tụ điệnTr
bậc NPC (Three-level NPC Inverter) nói riêng là thiết bị biến đối điện năng có vai trò ngày càng quan trọng trong các lãnh vực ứng dụng khác nhau như phục vụ biến
năng lượng tái tạo như năng lượng mặt trời, năng lượng gió vê hòa lưới điện.
Trong những năm gan đây, biến tan điện áp NPC đã có những phát triển vượt bậc ứng dụng vào trong lãnh vực điều khiển động cơ điện và các ứng dụng công nghiệp khác [1],[2] Các cấu trúc mạch điện cơ bản của biến tan NPC là cấu trúc mạch nối diode (NPC), câu trúc nôi tang và câu trúc nôi dùng tụ điện.
Van dé trong bộ nghịch lưu 3 bac NPC là khi có sự nạp và xả của tụ điện trong qua trình điều khiển đóng ngắt các khóa ban dẫn sẽ dẫn đến khả năng mat cân bang điện áp trên 2 tụ điện Van đê vê điện áp common mode
Hai kỹ thuật điều khiến bộ nghịch lưu đa bậc thường được quan tâm là kỹ thuật điều chế vector không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa vào ham offset Khả năng khai thác hàm offset trong tín hiệu điều khién có thé làm tăng cường các tính năng xác lập và các tính chất điện của thiết bị như phạm vi điều khiến điện áp và dòng điện tối đa, khả năng giảm tổn hao nhiệt phát sinh trong thiết bị, khả năng giảm bớt các nhiễu do sóng hài gây ra.
Nhu được biết, bằng cách thêm ham offset thích hợp vào trong giải thuật sóng mang, kết quả xung kích có thể tương đương như thực hiện băng kỹ thuật điều chế vector không gian Tính linh động của kỹ thuật điêu chế vector không gian cũng có thé thực hiện bằng kỹ thuật sóng mang.
Kỹ thuật sóng mang cũng giúp giải quyết bài toán điều khiến các cấu trúc biến tan điện áp phức tạp như hệ thống biến tần da pha đa bậc với các nguồn một chiều không cân bằng [3-6].
Một trong các giải thuật điều chế dùng sóng mang có kha năng cân bằng các điện áp trên các tụ một chiều được đề xuất trong [17] Người ta đo điện áp trên các tụ điện và dòng điện di qua ba pha tải phục vụ số liệu cho việc tính toán ham offset Ưu điểm là giải thuật tạo ham offset ở chế độ điều chế gián đoạn nên giảm được tôn hao chuyển mach Tuy nhiên, giải pháp này không thé giải quyết triệt dé vấn dé mat cân băng khi tải có hệ số công suất thấp hoặc khi chỉ số điều chế lớn Một nhược điểm nữa là dòng điện khác không đi vào điểm nối các tụ gây ra sự nhấp nhô nhất định của các điện áp tụ một chiêu.
Một giải pháp với kỹ thuật điều chế sóng mang khá hoàn chỉnh có thể kiểm soát dòng điện nạp điện tích cho các tụ một chiều bằng hàm offset được trình bày trong [18] Các tác gia sử dụng các ham offset đặc biệt, kết hợp với việc đo đạc dòng điện ba pha tải và tính toán dòng điện nạp tụ điện, qua đó có thé cân bằng điện áp các tụ một chiêu Nhược điểm của giải pháp này giống như của nhóm tác gia [17], là không thé giải quyết cân bằng áp trên các tụ với tải có hệ số công suất thấp hoặc trong điều kiện chỉ số điều chế cao.
Dé giải quyết | trong những van đề trong bộ nghịch lưu 3 bac NPC là lý do chính tác giả lựa chọn đề tài: “Nghiên cứu kỹ thuật offset để điều khiến cân bang điện áp tụ điện trong bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc NPC”.
Tổng quan về bộ nghịch lưu
Giới thiệu về bộ nghịch lưu
Bộ nghịch lưu có nhiệm vụ chuyền đôi năng lượng tu nguồn điện một chiều không đổi sang dạng năng lượng điện xoay chiều để cung cấp cho tải xoay chiêu. Đại lượng được điều khién ở ngõ vào là điện áp hoặc dòng điện, do đó người ta thường chia bộ nghịch lưu ra làm hai loại: bộ nghịch lưu áp và bộ nghịch lưu dòng.
+ Bộ nghịch lưu áp: Nguôn một chiều cung cấp cho bộ nghịch lưu là nguồn điện áp.
+ Bộ nghịch lưu dòng: Nguồn một chiều cung cấp cho bộ nghịch lưu là nguồn dòng điện.
Xét bộ nghịch lưu áp ta thây có rất nhiều loại và được phân chia theo:
Theo số pha điện áp đầu ra: Nghịch lưu áp 1 pha, 3 pha
Theo sô bậc giá trị điện áp giữa đâu pha tải đên một điêm điện thê chuân trên mach có: Hai bac (two-level), đa bậc (Multi_ level — từ 3 bậc trở lên).
Theo cấu hình của bộ nghịch lưu: Dang cascade (cascade inverter), dạng nghịch lưu chứa diode kẹp NPC (Neutral Point Clamped),
Theo phương pháp điều khiến:
+ Phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM).
+ Phương pháp điều chế độ rộng xung cải biến (Modified PWM).
+ Phương pháp điều chế vector không gian (SVPWM - Carrier Based PWM). e Bộ nghịch lưu:
M6 hình nghịch lưu I nhánh (Single leg inverter)
Hình 2.1: So đồ nguyên lý nghịch lưu 1 nhánh
Trong hình vẽ 2.1, ta có Vạ là nguồn điện 1 chiều, S, S’ là các khóa bán dẫn, uag là điện áp tâm nguồn.
Trước hết ta phân tích áp nghịch lưu uo:
Các khóa 8 và S’ sẽ được kích đôi nghịch nhau, nghĩa là khi khóa 8S dong thì khóa S’ ngắt, từ đó ta có thê suy ra điện ap pha tam nguôn theo công thức 2.1
Và trường hợp ngược lại:
Quy tắc kích đối nghịch luôn luôn có:
(2.3) - Kf thuật sóng mang (Carrier based Pulse Width Modulation) CPWM
Nguyên lý cua CPWM: udk h nik up È t„==-=-=
Hình 2.2: Nguyên lý kỹ thuật sóng mang
Khi điều khiển tuyến tinh:
Trị trung bình điện áp nghịch lưu luôn luôn được tính theo công thức:
đến 2.5 ta nhận thay áp trung bình nghịch lưu tỷ lệ thuận với uw điều khiển
Trường hợp xét theo mô hình áp trung bình của một nhánh nghịch lưu:
Hình 2.3: Mo hình ap trung bình nhánh nghịch lưu Gia sử ta đặt: k=Vụạ
Tính chất của điều khiến tuyến tính:
Từ đây, điều kiện được suy ra là:
Bộ nghịch lưu cau 1 pha (H_Bridge)
Hình 2.4: Mô hình bộ nghịch lưu cau 1 pha (H_ Bridge) và mô hình áp trung bình nhánh nghịch lưu
Mô hình nghịch lưu cầu I pha có thé xem như gồm 2 mạch nghịch lưu I nhánh được ghép lại.
Bao gồm: uạ,¡, áp nghịch lưu Ujo,
Ta có áp trung bình:
Bao gồm: Ua, áp nghịch lưu uyo,
Ta có áp trung bình:
đến 2.12 ta có áp tải trung bình
Các tinh chat được rút ra:
Khi cùng tăng hoặc cùng giảm áp điều khién của tat cả các nhánh, áp thu được giữa 2 đầu tải không thay đổi. Đề chứng minh điều này ta đặt
Gia trị ham vp, được gọi là ham offset.
- Ham offset là ham cộng thêm vào tat cả các hàm điều khién của các nhánh nghịch lưu.
- Ham offset không làm thay đổi kết quả điều khiến áp tải trung bình. Điều kiện:
0 < (%,+Vo) 1 (2.20) 0 < (%;¿+vạ) < 1 (2.21) Một số tinh chat của ham offset:
Xét giới hạn của ham offset vy
Nếu đặt: max = Max(x1, x2) (2.22) min = Min(x1l, x2) (2.23) GỌI Vomao Vomin là các giới han trên và dưới của ham offset vo, ta có:
> Vomax SS 1-max (2.25) Tuong tu: xj + 2 mint v= OG = 1, 2) (2.27)
Sử dụng hàm offset thích hợp dé đạt chế độ gián đoạn (Discontinuous PWM) lúc đó 1 trong 2 nhánh mạch sẽ không có chuyển mạch, khi đó các khóa bán dẫn sẽ giữ nguyên 1 trạng thái Điều này xảy ra khi ta muốn điều khiển giảm tốn hao đóng ngắt.
Vomax wì Lâu iN Tt Udk1
Hình 2.5: Giản đô điện ap nghịch lưu
Bằng cách chọn , chất lượng áp tải sẽ được cải thiện
Bộ nghịch lưu áp 3 pha: £31 ⁄%:¿ JS:
Hình 2.6: Mo hình bộ nghịch lưu ap 3 pha 2 bậc
Trong hình 2.6: Vq là nguồn 1 chiều cung cá cho bộ nghịch lưu, các khóa S¡,S¡ˆ là khóa bán dẫn của pha 1, các khóa S5,S,’ là khóa bán dẫn của pha 2, các khóa Sa,S+' là khóa bán dẫn của pha 3,
Hình 2.7- Mo hình ap trung bình nhánh nghịch lưu
Hình 2.8: Giản đô đóng ngắt các khóa linh kiện
So sánh các tín hiệu điêu khiên với song tam giác ta sẽ thu được giản đô xung đóng ngắt như hình 2.8.
Quan hệ áp nghịch lưu và áp điêu khién:
Trị trung bình áp tải:
Trị trung bình áp common mode:
Quan hé ap tai va ap nghich luu:
Ujo = Ut + Uno Uzq9 = tị + Uno Mạo = Uzz + Uno
Tri trung binh: no = Uy, + Vo U29 = Ủy; + 9g Uạo = Ủy; + Vo
Quan hệ giữa áp điều khiến và áp tải: Từ các kết qua phân tích trên ta thay dé xác định điện áp điều khiến „„; cần biết áp nghịch lưu Ứ;„ Nếu áp tải U,; đã cho trước, chỉ cần chọn áp common mode thích hợp là xác định được U 1o
Xác định điện áp common mode: Điện áp Vo có thê chọn bất ky giá tri nào trong giới hạn vạz„„„ Và Vomin Cua nó:
Các trường hợp đặc biệt:
Vo = Vomax > điều chế gián đoạn Vo = gmi„ 3 điều chế gián đoạn Vo = —=— Điều chế vector không gian (SVPWM)
Các trạng thái đóng ngắt (switching states)
Do các cặp linh kiện kích đóng theo quy tắc đối nghịch nên ta chỉ cân xác định trạng thái của 57, S2, S3 là đủ:
Bảng trạng thải các khóa đóng ngắt
Vd: S7 = 1, S2 = 0, S3 = 0 tạo thành trạng thái (100) - KY thuật vector không gian:
Va, Vp v„ là áp 3 pha trong hệ tọa độ abc Trở lại ví dụ trước: trạng thái 100 ta có
Gian đồ vector không gian của BNL áp 3 pha:
Hình 2.9: Giản đô vector không gian
Trong mặt phang vuông góc (a, 8), 8 vector áp nghịch lưu gồm 2 vector V, và V; năm tại tâm tọa độ 6 vector đỉnh nằm tại 6 đỉnh của hình lục giác đều, bán kính bằng
Kỹ thuật điều chế vector không gian:
Trong chu kỳ 7s, có thé thực hiện vector V bang cách thực hiện lan lượt các vector
V}, V2, Vo trong thời gian tương ứng.
Tì = K; Ts lạ = Kp Ts Tp = Ko Ts © Bo nghịch lưu ap 3 bac NPC:
Hình 2.10: Mo hình I nhánh bộ nghịch lưu 3 bac NPC Ậ
Quy tắc kích đôi nghịch:
Ta có 3 trạng thai áp nghịch lưu | pha:
(2.44)(2.45)(2.46) do u¡o có thé đạt 3 nấc 21a tri khác nhau nên gọi là bộ nghịch lưu 3 bậc
Ky thuật CPWM cho nghịch lưu 3 NPC:
Hình 2.11: Giản đồ đóng ngắt các khóa linh kiện Điều khiến tuyến tính:
1S Ug S2 > ịog = > Of ak (2.49) Vd
Tổng hợp các kết quả ta có:
Vd Áp nghịch lưu trung bình thay đối tỷ lệ thuận với áp điều khién.
Giải thuật điều khiến kỹ thuật sóng mang cho nghịch lưu áp 3 bậc NPC:
Từ giá trị áp tải 3 pha yêu câu U,, điện ap diéu khién Ua CÓ thé suy ra theo so đô hình
Hình 2.12: Giải thuật diéu khiến kỹ thuật sóng mang Trong hình 2.12, ta có từ Uj; là tín hiệu điều khién 3 ph cơ bản, tính toán lực chọn ra thuật tóan điều khiển (phương an chon max, min, hàm Vomax, Vomin Vo) chọn ra vọ dé so sánh với song tam giác W > giản đô đóng ngắt.
Kêt quả áp điều khiên z„; so sánh với sóng tam giác dé tạo xung kích được mô tả như hình 2.13.
Hình 2.13: Giải thuật điêu khiến kỹ thuật sóng mang với nhiễu sóng mang
Kỹ thuật CPWM sử dụng sóng mang chuẩn:
Thay vì sử dụng 1 sóng điều khiến uạx; và 2 sóng mang tam giác với biên độ khác nhau (0,1), (1,2) ta có thé sử dụng kỹ thuật CPWM với | sóng mang đơn vị (0,1) cho tat cả các cặp linh kiện (Sự, Š”/), (Sy, S”>),
Tuy nhiên, kỹ thuật này cân 2 sóng điều khién š;;, š;; cho 2 cặp linh kiện.
Các xác định giá tri &; (k = 1,2)
Ta phân tích như sau:
Ua — Int + & voilnt = Interger (wạy) và & là phan du cua Ua sau khi lây đi phần nguyên. tđkj
Hình 2.14: Giải thuật điêu khiển kỹ thuật sóng mang chuẩn
Sod ib —wằ b Load ic —*®= Cc se
Hình 2.15: Sơ đồ cấu tạo bộ nghịch lưu ap 3 bac NPC đây đu 2.2 Cơ sở lý thuyết phân tích bộ nghịch lưu áp.
Van dé giải quyết cân băng điện áp tụ với phương pháp tính toán kỹ thuật chuyền mach vector không gian được nói đến trong bài [8], các tác giả đã nêu ra được phương pháp dùng | vector thực kết hợp với các vector khác dé có được dòng điện băng không qua điểm giữa 2 tụ điện Những vector này sẽ hợp thành | sơ đồ vector không gian mới tạo thành phương pháp chuyên mạch vector không gian mới Phương pháp này đã được thực hiện dé cân bằng điện áp tụ điện mà không cân các cảm biến hồi tiếp tín hiệu điện áp [8],[9] Vấn đề bat lợi của phương pháp này là: Thuật toán điều khiến rất phức tạp, khó khăn trong việc xác định khoảng thời gian đóng ngắt khóa Mặt khác, điểm không thuận lợi nữa là: Tan số chuyển mạch cao có thể gây ra tốn thất khi chuyển mạch, hơn nữa kỹ thuật này rất khó dùng cho bộ biến đổi đa bậc và nó là yếu tô gây ra méo dang và sóng hài ngõ ra.
Phân tích chế độ chuyển mạch của dòng điện di qua điểm “0”
Ta định nghĩa v,, vy và v„ là 3 điện áp cơ bản của 3 pha ngõ ra mong muốn max, mid, min là các giá trị điện ap cơ ban của 3 pha được sắp xêp theo thứ tự từ lớn nhat đên nhỏ nhât (tính theo đơn v1) và dòng điện tải tương ứng các pha trên là ima, , ?„„;, Lmin : max = Max(v„vạ,V„) (2.51) min = Min(V„„vạ,V„) (2.52) min < mid < max (2.53)
Thoa man diéu kién: max + mid + min = 0 (2.54) imax + buya + lu, = O (2.55)
Thanh phan điện áp offset thêm vào 3 pha điều khiến là vy.
Trong giản đồ vector không gian lục giác (Hình 2.16) được chia thành 6 phần bằng nhau (6 sector), mỗi sector chứa 4 tam giác nhỏ (Ví dụ: Sector thứ nhất có 4 tam giác nhỏ “1”, “2”, “3” và “4”) Vì các sector tương tự nên ta chỉ cân phân tích | sector còn các sector khác có thé tương tự suy ra.
Xét trong sector thứ nhất ta thấy tùy thuộc vào mỗi quan hệ giữa các pha điện áp với nhau mà ta có thé xác định được vị trí vector tham chiêu trong giản đồ vector không gian lục giác và mối quan hệ về điều kiện và trang thái vector Trong sector thứ nhất có 4 tam giác nhỏ là: “1”, “2”, “3” và “4” Nếu vị trí vector tham chiéu mà nằm trong tam giác “1”, thì nó sẽ thỏa mãn điêu kiện:
(2.56) (max - min) < I còn khi vi tri vector tham chiêu ma nam ngoài tam giác “1” va năm trong một trong các tam giác “2”, “3”, “4” thì luc đó nó thỏa man điều kiện:
Chang hạn là nêu vi trí vector tham chiêu ma năm trong tam giác “3”, thi nó sẽ dap
điều kiện
Tat ca cac diéu kién trang thai va vi tri vector duoc liét ké trong bang 1. À p 220
Hình 2.16: Giản đồ vector không gian luc giác.
Các tín hiệu điêu khiển chuyên mạch được xác định băng cách: Thêm vào các tín hiệu điêu khién cơ ban một hàm offset Nếu trường hợp tín hiệu điều khiến chuyển mạch đạt giá trị 0, 1 hay 2, thì trường hợp này không có chuyên mạch và gọi là chuyên mạch gián đoạn (Discontinuous Pulse Width Modulation - DPWM), và gia tri offset này gọi là gia tri offset gián đoạn — DPWM offset.
Xét trong một tam giác nhỏ, ta thấy có vài trường hợp xảy ra chế độ chuyển mạch gián đoạn - DPWM Ví dụ: trong tam giác (2), có hai trường hợp trình tự chuyển mạch
DPWM sẽ là (100)-(200)-(210)-(200)-(100) và (200)-(210)-(211)-(210)-(200), tương ứng với hai trường hợp đó ta có hai hàm DPWM offset:
(Vì khi cộng thêm các ham offset này vào các tín hiệu điều khién chuyển mạch thì các tín hiệu điều khién chuyên mach này sẽ đạt giá trị 0, 1 hay 2 > pha nào đạt giá trị đó thì pha đó sẽ không có chuyển mạch) Trạng thái DPWM sẽ tạo ra dòng điện qua điểm
0 (diém giữa hai tụ điện) tương Ứng iyp2; Và inp2>. inp = inp1 ~ 20 max 5 (2.62) 0 < Co S Coax (2.63) Trong đó é gia trị ham offset thêm vào iyp = iyp2);
Cmax live21|Slinve|Slinpza| (2.65)
Tương tự hàm DPWM offset va dòng NP có thé được biéu diễn cho các tam giác còn lại.
Theo kết quả phân tích, nếu ham offset wạ;; ảnh hưởng tới sự cân bằng điện áp tụ theo chiều dương thì ham offset vạ;; sẽ có anh hưởng theo chiêu ngược lại Trong bang
1, với mỗi DPWM offset khác nhau sẽ suy ra được các dòng NP khác nhau.
Với tam giác số 1 có thé thay được răng khi giá tri offset thay đối từ vạ;; đến vạ;¿ thì dòng NP không thay đổi inpi1 ẽNP123 (2.67) Tương tự như vậy dòng NP không thay đối khi giá trị ham offset thay đổi từ vo), đên Vọ¡s;
Từ (2.67) va (2.68) ta có thé không cân quan tâm trong hai trường hợp này Ta chi can quan tõm ba trường hợp DPWM offset la vạ;z, vọạ;; và vạ;¿ cỏc dong NP ùNpJ¿, inp73
Khi vị trí vector đang nam trong tam giác 1, tín hiệu chuyển mạch tương ứng với DPWM offset trong bảng 1 được biểu diễn trong hình 2.17 Trong hình 2.18, biéu diễn tín hiệu chuyển mạch khi vector năm trong tam giác 2 hình (a); tam giác 3 hình (b) và hình (c); và tam giác 4 hình (d).
Từ bảng 1, hình 2.17 và hình 2.18 ta thay có 5 giá trị DPWM offset cho tam giác 1, hai DPWM offset cho tam giác 2 và tam giác 4, ba DPWM offset cho tam giác 3.
A Comay À Co B
omax À A Coma + A omax A A
Vạ= -min Vạ= -min Vo= 1-mid Vo= -min (a) (b) (c) (d) Hinh 2.18: Ham offset diéu khién 3 pha khi vector nam trong tam gidc 2- (a); tam giác 3- (b) va (c); va tam giác 4- (d).
Trong hình 2.17 va 2.18, các đại lượng max, mid, min tương ứng với các tin hiệu điều khiến của 3 pha A, B, C ngõ ra bộ nghịch lưu Các mức 0, 1, 2 tương ứng với các mức điện áp OV, gia trị điện áp trên Ƒj; và giá tri điện áp trên V,, trong hình 2.15 (tính theo đơn vị).
Bang 1: Quan hệ giữa dong NP và hàm DPWM offset (hàm DPWM offset thêm vào tin hiệu diéu khiển để thỏa mãn điêu kiện không chuyển mach) vo
VọĂĂ =- min ẽNpịi = MAX bay + Mid img + MIN iin inP12 = MAX.Imaxr + Mid img + MIN iin Vo12 — Ì - max
Vo13 = 1 - mid inp13 = (-max+mid).ing + (min — mid) iin
Voi4 = 1 - min inp14 = - MAX imax — Mid ipjig — MIN Em
Vọ¡s = 2 - max inp1s = - MAX ima — MIA Emịa — MIN i min
Tam giác 2: { (max-mid>I1); (mid-min INPi2)
Vọ=V0jọ ° Uf inpr3 > inpra
(inpi2 >ÌNp14) + _ _ _ Vo=Vo73 -€ÌS©jƒ (INPI3 >ÌNP12)
Vo-Vo14 ° if (inpi2 < tnp13) (ivp12 < inpia) -elseif (inp13 < inp12)
‘if (lNPI2 < inps3) (ẽNPi2 < inpra) -elseif (inp13 < inp12)
Bang lựa chon ham offset trong tam giác 2 theo chiêu dòng điện chạy qua điểm 0.
Bang 7: Lựa chọn PWM offset theo dong điện NP tam giác 2
InP ẽNP21 ẽNP22 Lua chọn ham vo
Vo=Vo21 If Inp21> Inp22 h 1 h 0=Vo21 if in N
Vo=Vo21 if inp21>inp22
Vo=Vo21 if inp21 inp33) + + + + Vo = Vo32 elseif (inp32 > inp33)
Vo = Vo31 ° Uf ( inp31 > ENp32)
(ivp31 > inp33) Vo = Vo32 - elseif ( inp32 > inp31)
Vo = Vo31 ° Uf ( inp31 < Np32)
(inp31 < ẽNp33) Vo = Vo32 - elseif ( inp32 < inp31)
Vo = Vo32 ° if inp32 < inps3
Vo = Vo31 ¢ if inp31 < inp33
Vo = Vo31 Â Uf inps1 < ẽNP32
Vo = Vo31 + if (inp31 < inp32)
(inp31 < ẽNp33) Vo = Vo32 - elseif ( inp32 < inp3)
Bang lựa chọn hàm offset trong tam giác 4 theo chiêu dòng điện chạy qua điểm 0.
Bang 9: Lựa chọn PWM offset theo dong điện NP tam giác 4 ivpTM ẽNP41 ẽNP42 Lua chọn ham vo
Vo=Voar if ẽNp4i>ẽNP42
Vo=Voat if inpai> ines
Vo=Voat if ÍNP41 ẽèNP42
Vo — Vo21 Vo — Vo22 Vo — Vo21 Vo — Vo22
Vo — Vụ22 Vo — Vụ21 Vo — V2; Vo — Vụ21
Hình 3.2: Lưu đô giải thuật điều khiến bu dong max xét trong tam giác 2 (dugc trích dân từ luu đô tông quát hình 2.19)Hình 3.2 là trích dân từ hinh 2.19 trong lưu đô tông quát trang 36
Kỹ thuật cân bang tránh chuyển mạch dòng điện lớn
a) Kỹ thuật điều khiển tranh chuyển mạch dòng có gid trị lớn (Loss
Trong thuc té, dién áp trên 2 tu luôn không bằng nhau (F4; # F,¿) Đề giữ cho điện áp cân bằng ta phải điều khiến dong NP làm sao bu lại độ sai lệch điện áp của 2 tụ điện (V.i- Ver).
Hàm DPWM offset có thé lựa chon theo trình tự sau: e© Khi dòng ixp cùng dấu với dòng yêu cầu („p*); nghĩa là (iyp*iyp*) > 0 Chang han, néu vector dang xét nam trong tam giác 1, va nếu chỉ có ham vạ;; = - min thỏa điều kiện thì pha nào có giá tri “min” sẽ được chon va giá tri này sẽ dẫn đến trang thái không chuyên mạch pha đó. e Nếu có hai hoặc hơn các giá trị hàm offset thỏa mãn điều kiện trên thì lúc đó ta xét thêm dấu của các dòng NP Nếu tat cả các dòng NP déu cùng dấu thì ta sẽ chọn hàm offset nào tương ứng với pha có giá trị dong cao nhất không chuyên mach. Áp dung cho tam giác 1, néu dong ivp;2, inp73, inpi4, CUNG dau, thi vạ;a = 1 - max được chon, nếu /ing:/>/imia/ và imax! >/imin/ Quy tắc này sẽ tránh được chế độ chuyển mạch dòng lớn trong các pha.
Với trường hợp xét trong tam giác 1, quan hệ giữa tín hiệu dòng điện NP yêu cầu
(ix„p*), các tín hiệu dòng NP và các hàm DPWM offset được trình bay trong bang 10.
Bang lựa chọn hàm offset trong tam giác 1 theo chiêu dòng điện chạy qua điểm 0.
Bang 10: Lựa chọn PWM offset theo dong điện NP tam giác I
INPI3 INPIA Lua chon ham vo
+ + + + vo=Vors “elseif (mia! >/imax/)
Vo-VoQ12 - if /imas!>imid)
Vo-Vo13 - Vo-Vol4 else
: if Amar! >/mid/) elseif (Simia/>/imay!)
Vo-Vo12 - Vo-Vo]73 - if /imas!>imid)
- else o=Vụj¿ - if Cima! > mid)
: _ _ - vo=Vvo73 - elseif (/imid/> max!)
Bang lựa chon ham offset trong tam giác 2 theo chiều dòng điện chạy qua điểm 0.
Bang 11; Lựa chon PWM offset theo dong điện iyp tam giác 2 inp” ẽNP2] ẽNP22 Lua chọn ham vo
Bang lựa chọn hàm offset trong tam giác 3 theo chiêu dòng điện chạy qua điểm 0.
Bang 12: Lựa chon PWM offset theo dong điện iyp tam giác 3 InP H * ẽNP3 I ẽNP3 2 ẽNP3 3 Lua chọn hàm vo
Vo-Vo31 - if Vimin/>N mar!)
(min! >max!) Vo—V032 - elseif Vimia>min/) Amid’ >max!)
(min! > max!) Vo—V032 - elseif Vimia > min!) (“mial> max!)
Vo-Vo31 - if Vimin/>N mar!)
(min! > max!) - Vo-Vo31 - elseif (mid! >/imin/)
Bang lựa chon ham offset trong tam giác 4 theo chiều dòng điện chạy qua điểm 0.
Bang 13: Lựa chọn PWM offset theo dong điện iyp tam giác 4
InP ẽNP4I ẽNP42 Lua chọn ham vo
Vo=Voa1 Uf Clin! >/ling/,
+ Vo-Vo41 if (imin! >i max!)
4 4 Vo-Vo41 if (imin! >i max!)
Vo — Vo21 Vo — VQ22 Vo — Vo2] Vo — Yụ22
Vo — Vụ22 Vo — Vo21 Vo — VQ22 Vo — Vo21
Hình 3.3: Lưu đồ giải thuật diéu khiển tránh dòng chuyển mạch lớn
Hình 3.3 là trích dân từ hinh 2.19 trong lưu đô tông quát trang 36
Mô phỏng và kết quả
Kết quả mô phỏng
Khi chỉ số điều chế m = 0.4
Hình 4.6: Dang song điện ap trên 2 tu V7 và V.2 theo phương pháp diéu khién dong iyp min.
Trong hỡnh 4.6, điện ỏp E2; va V.ằ dao động tờn dưới 100V, vỡ đõy là giải thuật bu theo dòng min nên tôc độ cân băng điện áp trên 2 tụ điện chậm.
Hình 4.7: Dạng sóng điện áp trên 2 tu V„¡ và V.2 theo phương pháp diéu khiển dong iyp maxTrong hỡnh 4.7, điện ap E2; va V.ằ dao động tờn dưới 100V, vỡ đõy là giải thuật bu theo dòng min nên tôc độ cân băng điện áp trên 2 tụ điện nhanh.
: ca i Ụ hổ vị MÔ he
Hình 4.8: Dạng sóng điện áp trên 2 tụ V„¡ và V.2 theo phương pháp diéu khiển tránh chuyên mach dong lớn.
Khi chỉ số điều chế m = 0.866
101 voobe af LP WLW LW Ve Wy a HS INIEHNININNININBNIEIMI x 10f
Hình 4.9: Dạng sóng điện áp trên 2 tụ V„¡ và V.2 theo phương pháp diéu khiển dong iyp min
Trong hỡnh 4.9, điện ỏp V., và V.ằ dao động tờn dưới 100V, qua đõy cho thõy khả năng duy trì cân băng điện áp của giải thuật bù theo dòng min
Hình 4.10: Dạng sóng điện áp trên 2 tụ V„¡ và Ve theo phương pháp diéu khiển dong iyp max.
Trong hình 4.10, điện áp V., và ƒ„; dao động tên dưới 100V, qua đây cho thay kha năng duy trì cân băng điện áp của giải thuật bù theo dòng max
Hình 4.11: Dạng sóng điện áp trên 2 tu V7 và V.2 theo phương pháp diéu khiến tránh chuyên mạch dong lớn.
Trong hình 4.11, điện áp V., và ƒ„; dao động tên dưới 100V, qua đây cho thay kha năng duy trì cân bằng điện áp của giải thuật tránh chuyển mạch dòng lớn.
Hình 4.12: Dạng sóng điện áp nghịch lưu pha A và dong điện tai pha A theo phương pháp điêu khiên cán băng với dong iNP min.
Trong hình 4.12 cho thấy: Tai thời điểm dòng tải min theo giải thuật điều khién theo dong min thì sẽ không có chuyên mach.
Hình 4.13: Dang song điện ap nghịch lưu pha A và dong điện tai pha A theo phương pháp điêu khién cán băng voi dong iyp max
Trong hình 4.13 cho thấy: Tại thời điểm dòng tai max và dong min theo giải thuật điêu khiên theo dòng max thì sẽ không có chuyên mạch.
Hình 4.14: Dạng sóng điện áp nghịch lưu pha A và dong điện tai pha A theo phương pháp diéu khiển cân bằng tránh chuyển mạch dong lớn.
Trong hình 4.14 cho thay: Tại thời điểm dòng tai có trị tuyệt đối /én theo giải thuật điều khién tránh chuyên mach dòng điện lớn thì sẽ không có chuyên mạch.
| | II II HT IIIII sot II | i [II |
Hinh 4.15: Dang song dién ap pha tai.
100 UMC AT
Mô hình thực nghiệm và kết quả
Mô hình thực nghiệm được thiết kế nhằm mục đích thực nghiệm kiểm chứng các giải thuật đề xuất trong luận văn.
5.1 Xây dựng mô hình thực nghiệm.
Mô hình thực nghiệm có cầu trúc như hình 5.1.
Hình 5.1: Lưu đô cấu hình phân thực nghiệm bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc NPC - BO nguồn AC:
Là nguồn lưới điện quốc gia 1 pha có điện áp là 220V, tần số 50Hz.
Là bộ chỉnh lưu cầu 1 pha có chức năng cung cấp nguồn DC cho bộ nghịch lưu Linh kiện thực nghiệm như hình
Là bộ tụ DC dùng làm tụ nguồn cho bộ nghịch lưu 3 bậc NPC Linh kiện lựa chọn cho mạch thực nghiệm như hình 5.3
Là bộ nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC Được cấu tạo bởi mạch ghép các linh kiện
IGBT rời linh kiện lựa chọn cho mạch thực nghiệm là loại IGBT GT60M323, thong số và mạch nguyên lý của linh kiện như hình 5.4
Collector-emitter voltage Voces 900 Vv Gate-emitter voltage Voces +25 Vv
Continuous collector |@ Te = 100°C ' 31 A current c @ Te = 25°C 60
DC lE 15 Diode forward current A
Collector power @ Te = 100°C Po 82 N epee @ Te %°C 200
Junction temperature T; 150 °C Storage temperature range Tstg -& to 150 *C
Bang thông sô kỹ thuật của IGBT: GT60M323
Hình 5.4: IGBT- GT60M323 và sơ đô nguyên ly.
Xung điều khiến xuất ra từ bộ vi xử lý với mức điện áp là 3.3V, dé điều khiển kích cho các khóa bán dẫn, ta phải nâng lên mức điện áp +15V (khóa bán dẫn IGBT phải kích đóng và kích ngắt)
— | TAROT léN 1/21 \ưi ) 5 sa na Sats
Me ie AION =o 5x ` Th% : ain = a
Driver curcuit for 1 PWM signal | | TY 104
Hình 5.6: Tình anh mach kích thực nghiệm.
IMạch nguồn nuôi +15V Mạch gồm các linh kiện chính:
+ 1C7815: Tạo nguồn +15V + 1C7915: Tạo nguồn -15V + 1C7805: Tạo nguồn +5V ly TLP25I.
Mạch nguồn +15V dùng để tạo nguồn cách ly +15V, cấp cho các Opto cách
1 1 + JJ_ 7 se ee o1 | conway SG a C5 C7 | LED Fe 2 ++ Y 100uF/25V | 104 Ri 10%
Input § ——— $ * * Bá + > + + + 10k 220V/50H2 ô pea, ST yw C2 C4 C8 ' C6 R2 t ! 15-0-15 VAC KBP307 F † - T
Hình 5.7: Mach ngyên lý cấp nguôn +15V
Ws thsi bei us k ase Si mm m—
Hình 5.8: Hinh anh mach nguon thực nghiệm.
Ta sử dung Opto TLP251 cách ly xung kích cho các IGBT, sơ đồ chân và sơ đỗ mạch thực tế như hình 5.9
N8 2,,, 1 21, 7px pie yo s= Sd a s Lễ “15 6 cs
0 TƯ 0E 9VAC Hình 5.9: Sơ đồ mạch nguyên lý Opto TLP251
cực E) của IGBT Ta sử dụng 1 Opto TLP251 để kích 1 IGBT với 1 bộ nguồn
+15 V độc lập. Áp ngõ vào của TLP251 là 3.3V, dòng ngõ vào có thé chịu được 20mA, ta có thé thay đối dòng ngõ vào băng cách thay đổi điện trở ngõ vào.
Mạch cảm biên áp có chức năng đo điện áp tại 2 đâu của môi tụ điện rôi đưa vê card điêu khién.
Hình 5.10: Sơ đồ mach nguyên lÿ mạch cảm bién áp
Thông số kỹ thuật LV 25-P:
- Dòng phía ngõ vào đỉnh téi đa (Ipy= 10mA)
- Điện áp ngõ vào Vpy = 0-500V.
- Dòng điện ngõ ra Isy = 25mA.
Khi cảm biến LV 25-P nhận tín hiệu điện áp cao ở ngõ vào và đưa ra một tín hiệu áp thấp ở ngõ ra, tín hiệu ở ngõ ra này được xử lý băng cách đưa qua các cổng Op-Amp dé được khuếch đại, loc nhiễu và cân chỉnh offset.Sau cùng tín hiệu đã được xử lý này được giới hạn trên và giới hạn dưới và đưa vào DSP TMS32F28335, giới hạn này nham tránh được sự vượt giá tri ngưỡng cua DSP TMS32F28335.
Mach cảm biến dòng có chức năng do dòng điện tai trên 3 pha tải rồi đưa về card điều khiên.
Tương tự như cảm biến áp, cảm biến dòng cũng chuyền đổi tín hiệu từ lớn sang nhỏ rồi khuếch đại, lọc nhiễu, cân chỉnh offset, giới hạn trên và giới hạn dưới để đưa vào DSP TMS32F28335, Cảm biến dòng được sử dụng là loại ACS712.
Thông số kỹ thuật ACS712:
- Dòng điện ngõ vào dinh-dinh: I, = + 20A
- Độ nhạy đầu ra: (66-185) mV/A.
- Điện áp ngõ ra đỉnh: SV
- Nguồn cung cấp: Veo = 5Vde.
- Dòng điện nguồn cấp: lạ; = 12mA.
R2 100 kQ + : "la ire MCC 7 = 2Ìr+ wioutT SAS =
3 _ G6 ip_ FLTERE—_ oc. mz! iPpP— 5 0.01 wr
Hình 5.12: So đồ mạch nguyên lý cảm biển dòng
Nham tránh sự tác động của tín hiệu đi ngược từ mach lái vào DSP TMS32F28335 ta thực hiện mạch đệm đề bảo vệ DSP TMS32F28335 khi mạch lái có sự cô và được thê hiện như hình ut oes aan i — : os LOGIC DIAGRAM (POSITIVE LOGIC)
SEE AS BST oe = on + es oss SET AB ` SAT sai sr an i seo OB ts SAE tr; § i
: = al 2| VecA VecB a #———:- 3 SBE- [ 1] OR Vee [39-2 : 1 At———+
SBT Ai F To Seven Other Channets
: SETS Sam F Al B1 củ ————— Lào: Ta : 7 ^
; = SEIT A2 82 gal] tr : Function table
= a âm io u SH = Inputs Operation
SETE T0 và cả F] SATS ¡; L L B data to A bus x 32 1 +5V L H A đata to B bus VceA VẹcB F2—= ata to us
I 177] OR Vee F$š—° 2 I 121 aot ta H X Isolation
Hình 5.13: Sơ đô mạch nguyên lý mạch đệm
Kit vi xử ly dùng loại TMS320F28335 của tập đoàn Texas Intruments kit điều khién có chức năng thực hiện các giải thuật và đưa tín hiệu đến mạch kích để điều khiển đóng cắt các khóa IGBT.
Khối tai 3 pha được ghép nối sao từ 3 mạch R-L nối tiếp dùng làm tải cho bộ nghịch lưu Linh kiện lựa chon và cau tạo như hình 5.15
Hình 5.16: Mô hình thực nghiệm tổng quát bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc NPCMach công suất từ nguồn 3 pha AC cung cấp cho cau chỉnh lưu lấy nguồn DC cung cấp cho tụ điện Mạch công suất bộ nghịch lưu với các khoá bán dẫn dùng IGBT,và cung cấp cho tải 3 pha R-L nối sao.
Mạch điều khiến lấy tín hiệu từ nguồn đưa về bộ xử lý tín hiệu số DSP (Digital ia
Signal Processor) Các bộ xử ly được thiết kế đặc biệt cho việc thực hiện các lệnh số ^ học, cụ thê là card DSP TMS320F28335 — dòng DSP của Texas Instrument (TT)
Mã chương trình điều khiến DSP được xây dựng trên nền công cụ phần mêm lập trình điều khiến Code Composer Studio (CCS). studio
Hình 5.17: Hình ảnh phan mém lập trình CCS 3.3 CCS là trình biên dịch dùng ngôn ngữ C lập trình cho vi xử lý, là môi trường để phát triển cho các dong DSP cua Texas Instrument (TT), điều đặc biệt trên CCS là có thé vẽ được đồ thị thời gian thực của các thông số trên DSP CCS cho phép phối hop ngôn ngữ ASSEMBLY cùng với ngôn ngữ C,
SB Enilnto/JNE22077000)1 Dy THSa70C7E Ex Carle Conier Shy Not M212
(> File Edt View Project Debug GEL Option Profile Tool OSP/BIOS Window Help
[Gereral_NPC pe _*|[Debug x| @ 8 TẾ Sz Awe QBHEIL]ma ® ny 300: define Period 15000 = ste oo Paes a 301: define £ 50 a o SN Proeas 302: #@define m 1 (2e = 0,
(Í = 3 al_ NPC pit ( ) eee: define ss 1 +h
# me : Ra 305; #define Kv 0.03663 The ơ of Ƒ 306: #define Ki 0.00137695.
None — LIẬU (IUlil.l hie tid, 8 IIftUll\I f II RAUL „li
CHI 500V CH2#5fU0/ M500ms CH3 / 520V CH110,0dB SO,0H2 C1.00kS/s) Flattop CH3 500V MATH 100V 1.863342kHz 31-Jan-15 13:29 S03,903Hz
Hình 5.34: (a):Dang song ap nghịch hưu va dong điện tai pha A; (b): Phan tích FFT dong điện tai pha A theo ky thuật SPWM
— Kỹ thuật điều khiển cân bằng theo dòng iyp min
Tek ns @ Stop M Pos: -6.200ms MEASURE Tek „h1 @ Stop M Pos: 0.000 MEASURE
MATH CHI Mean Freq -63imi¥ 43.36H:?
€ 21§V 2.50k¥ pee HH Cyc RMS CH3
5 890VPHI 500/ CH2#50/ M5.00ms CH3 -3.80V CHI 5.00V M 5.00ms CHI / 2.40VCH3 5.00 MATH 100v 1/25877kHz CH3 500 4-Feb-15 18:13 43.4441H:
CH3 Pk-Pk 2.46kY CH3 Cyc RMS
Hình 5.35: Từ trên xuống: (a) Dạng sóng điện áp trên Vcl và Vc2; Độ lệch điện áp giữa 2 tụ điện; Dạng song ap nghịch lưu pha A (b): Dạng sóng áp nghịch hưu và dong điện tải pha A; (c): Zoom từ hình (b) theo kỹ thuật diéu khiển cân bang với dòng iNP min.
Theo hình 5.35, khi điều khién theo giải thuật bù dong min thì khi dòng điện có giá tri là min sẽ không chuyên mạch.
— Kỹ thuật điều khiển cân bằng theo dòng iyp max
CH 510/ CH2450,0¥ M5.00ms CH3 / 4.004 CH3 500v MATH 100V 1,35044kH2
Hình 5.36: Từ trên xuống: (a) Dạng sóng điện áp trên Vcl và Vc2; Độ lệch điện áp gitta 2 tụ điện; Dạng song áp nghịch lưu pha A (b): Dạng sóng ap nghịch lưu và dong điện tải pha A; (c): Zoom từ hình (b) theo kỹ thuật diéu khiển cân bang với dòng iNP
Theo hình 5.36, khi điều khién theo giải thuật bù dòng max thi khi dòng điện có giá tri là max sẽ không chuyển mạch
— Kỹ thuật điều khiển cân bằng tránh chuyển mạch dòng lớn
Bil Bi ae A ee Hưng
Tek mA @ Stop M Pos: 3,300ms MEASURE Tek ủ ken @ Stop Pos; 250.0Hz MATH v Ỷ
CH3 : h Wind me | FFT Zoom
= co} TOV? Wad Mall erry dllllf
H1 5/00 M 2.50ms Hi / 2.60% CH110.0dB 500H: (1.00kS/s) Flattop CH3 500V 14-Mar-15 12:24 43/5719H¡ 14-Mar-15 12:49 43,497 4Hz
Hình 5.37: Từ trên xuống: (a) Dạng sóng điện áp trên Vcl và Vc2; Độ lệch điện áp giữa 2 tụ điện; Dạng song ap nghịch lưu pha A (b): Dạng sóng áp nghịch hưu và dong điện tai pha A; (c): Zoom từ hình (b); (d) Phan tích FFT dong điện tai pha A theo kỹ thuật diéu khiển cân bằng tránh chuyển mach dong lớn.
Kết luận và đánh giá
Luận văn đã chứng minh được giải thuật cân bằng điện áp tụ điện trong bộ nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC đưa ra là đúng đăn Kết quả thực nghiệm phù hợp với kết quả mô phỏng với sự duy trì cân bằng điện áp trên 2 tụ điện AV = 0,170 (Phương pháp bù theo dòng min).
Khả năng giảm tôn hao chuyên mạch khi áp dụng phương pháp DPWM và tránh chuyển mach dòng lớn (nghĩa là khi có 1 pha nào đó mà dòng điện đang duy trì ở giá trị lớn nhất thì sẽ không có sự chuyển mạch pha đó).
Chất lượng dòng điện tải ở ngõ ra đat yêu cầu qua kết quả phân tích FFT dòng điện trong mô phỏng là khá thấp THD = 0.88%.
Luận văn đã tiếp cận được các giải thuật điều khién ham offset dé cân băng tu điện trong bộ nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC Tuy nhiên, luận văn vẫn còn các mặt hạn chế:
- Kết quả mô phỏng và thực nghiệm với tải RL, chưa thực nghiệm với tải động cơ.
- _ Công suất mạch chưa cao.
- Chua đê cập tới điện áp common mode. Đó là mặt hạn chê của luận văn và mong muôn những đê tài tiêp theo sẽ thực hiện dé hoàn thiện thiếu xót này.
TÀI LIỆU THAM KHÁO
J Rodriguez, J Lai, and F Peng, “Multilevel inverters: A survey of topologies, controls and applications,” IEEE Trans Ind Electron., vol 49, pp 724-738, Aug 2002.
N.V.Nho,M.J Youn,” Comprehensive Study On SVPWM and Carrier Based PWM _ Correlation In Multilevel Inverters’, IEE- Proceedings Electric Power Applications, Jan 2006, Vol.153, No.1, pp.149-158
Celanovic, N., and Boroyevich, D.: ‘A fast space vector modulation algorithm for multilevel three phase converters’, IEEE Trans., 2001, IA-37, pp 637-641
Wang, F.: ‘Sine-triangle versus space vector modulation for three level PWM voltage source inverters’, IEEE Trans., 2002, IA-38, pp 500-506 McGrath, B.P., Holmes, D.G., and Lipo, T.: ‘Optimized space vector switching sequences for multilevel inverters’, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.18, 2003, pp 1293-1301
Rodriguez, J., Moran, L., Correa, P., and Silva, C.: ‘A vector control technique for medium voltage multilevel inverters’, IEEE Trans., 2002, IE-49, pp 882-887
Thomas Briickner, and Donald Grahame Holmes, “Optimal Pulse-Width Modulation for Three-Level Inverters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 20, No 1, January 2005, pp 82-89,
N.V.Nho, N.X Bac and H-H Lee, "An Optimized Discontinuous PWM Method to Minimize Switching Loss for Multilevel Inverters", [EEE Transactions On Industrial Electronics, 2011
C Newton and M Sumner, “Neutral point control for multi-level inverters:
Theory, design and operational limitations,” in Proc TEEE Industry Applications Soc Annu Meeting, 1997, pp 1336-1343.
D H Lee, S R Lee, and F C Lee, “An analysis of midpoint balance for the neutral-point-clamped three-level VSI,” in Proc IEEE Power Electronics Specialists Conf., vol 1, 1998, pp 193-199
S Ogasawara and H Akagi, “Analysis of variation of neutral point potential in neutral-point-clamped voltage source PWM inverters,” in Proc.IEEE Ind Applicat Soc Annu Meeting, 1993, pp 965-970
Nikola Celanovic, and Dushan Boroyevich, “A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-
Clamped Voltage Source PWM Inverters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 15, No 2, March 2000, pp 242-249
Josep Pou, Dushan Boroyevich, and Rafael Pindado, “New Feedforward Space-Vector PWM Method to Obtain Balanced AC Output Voltages in a Three-Level Neutral-Point-Clamped Converter’, 1026 IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol 49, No 5, Octorber 2002.
Sergio Busquets-Monge, Josep Bordonau, Dushan Boroyevich, and SergioSomavilla, “ The Nearest Three Virtual Space Vector PWM—A
Modulation for the Comprehensive Neutral-Point Balancing in the Three- Level NPC Inverter”, IEEE Power Electronics Letters, Vol 2, No 1, March 2004 11-15,
Sergio Busquets-Monge, Josep Bordonau, and Joan Rocabert, “A Virtual- Vector Pulsewidth Modulation for the Four-Level Diode-Clamped DC-AC Converter”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 23, No 4, July 2008, pp.1964-1972
Sergio Busquets-Monge, Salvador Alepuz, Joan Rocabert, and Josep Bordonau, “ Pulsewidth Modulations for the Comprehensive Capacitor Voltage Balance of n-Level Three-Leg Diode-Clamped Converters”, [EEE Transactions on Power Electronics, Vol 24, No 5, May 2009, pp 1364-
1374 Josep Pou, Jordi Zaragoza, Salvador Ceballos, Maryam Saeedifard, Dushan Boroyevich, “A Carrier-Based PWM Strategy with Zero- Sequence Voltage Injection for a Three-Level Neutral-Point-Clamped Converter “, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.25, No.12, 2010
WANG Chenchen, and LI Yongdong, “Analysis and Calculation of Zero- Sequence Voltage Considering Neutral-Point Potential Balancing in Three-Level NPC Converters”, IEEE Transactions on Industrial Electronics 2011
Thomas Brùckner, and Donald Grahame Holmes, “Optimal Pulse-Width Modulation for Three-Level Inverters”, TEEE Transactions on Power Electronics, Vol 20, No 1, January 2005, pp 82-89,
N.V.Nho, N.X Bac and H-H Lee, "An Optimized Discontinuous PWM Method to Minimize Switching Loss for Multilevel Inverters", TEEE Transactions On Industrial Electronics, 2011.
C Newton and M Sumner, “Neutral point control for multi-level inverters: Theory, design and operational limitations,” 1n Proc TEEE Industry Applications Soc Annu Meeting, 1997, pp 1336—1343.
D H Lee, S R Lee, and F C Lee, “An analysis of midpoint balance for the neutral-point-clamped three-level VSI,” in Proc IEEE Power Electronics Specialists Conf., vol 1, 1998, pp 193-199
S Ogasawara and H Akagi, “Analysis of variation of neutral point potential in neutral-point-clamped voltage source PWM inverters,” in Proc.
IEEE Ind Applicant Soc Annu Meeting, 1993, pp 965—970.
Nikola Celanovic, and Dushan Boroyevich, “A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-
Clamped Voltage Source PWM Inverters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 15, No 2, March 2000, pp 242-249.
Josep Pou, Dushan Boroyevich, and Rafael Pindado, “New Feed forwardSpace-Vector PWM Method to Obtain Balanced AC Output Voltages in aThree-Level Neutral-Point-Clamped Converter’, 1026 IEEE Transactions
Sergio Busquets-Monge, Josep Bordonau, Dushan Boroyevich, and Sergio Somavilla, “The Nearest Three Virtual Space Vector PWM—A Modulation for the Comprehensive Neutral-Point Balancing in the Three- Level NPC Inverter”, IEEE Power Electronics Letters, Vol 2, No 1, March 2004 11-15,
Sergio Busquets-Monge, Josep Bordonau, and Joan Rocabert, “4 Virtual- Vector Pulse width Modulation for the Four-Level Diode-Clamped DC-AC Converter’, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 23, No 4, July 2008, pp.1964-1972.
Sergio Busquets-Monge, Salvador Alepuz, Joan Rocabert, and Josep Bordonau, “ Pulse width Modulations for the Comprehensive Capacitor Voltage Balance of n-Level Three-Leg Diode-Clamped Converters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 24, No 5, May 2009, pp 1364-1374.
Sergio Busquets-Monge, Salvador Alepuz, Joan Rocabert, and Josep Bordonau, , “Pulse width Modulations for the Comprehensive Capacitor Voltage Balance of n-Level Three-Leg Diode-Clamped Converters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol 24, No 5, May 2009, pp 1364-1374
WANG Chenchen, and LI Yongdong, “Analysis and Calculation of Zero-Sequence Voltage Considering Neutral-Point Potential Balancing inThree-Level NPC Converters”, IEEE Transactions on IndustrialElectronics 2011
LY LICH TRÍCH NGANG
Kết quả thực nghiệm
Quá trình thực nghiệm được thực hiện tại Phòng TN
Hệ thông Năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa
Tp.HCM Card DSP TMS320F28335 được sử dụng để tính toán các thông số của giải thuật và xuất ra xung kích điều khiển đóng ngắt cho các khóa công suất Tín hiệu xung kích của các khóa bán dẫn trong khối chỉnh lưu được tiếp tục đưa sang card FPGA Spartan 3E để thực hiện xử lý chuyên mạch bốn bước.
Linh kiện bán dẫn sử dụng là loại IGBT GT60M303 của hãng TOSHIBA Khóa bán dẫn hai chiều được tạo thành từ hai linh kiện IGBT ghép theo kiểu E chung Mô hình thực nghiệm như hình 14. Í Card FPGA |
M6 hinh thuc nghiém IMC
Bảng 4 Thong số thực nghiệm Điện áp nguôn (áp day) | 70V
Fundament (Ha) = 3254 THOS 1Í Tai 3 pha RL R= 16Q, L = 60mH
Mach lọc ngõ vào L¡= 0,82mH; Cr= 25uF
Tân sô ngõ vào f;= 50Hz Tân sô ngõ ra f, = 60Hz ủ â â â MU mo om om 6U om ẨM
Freeney ] Tan s6 song mang fy = 5kHz (Ts = 200us)
Hội nghị toàn quốc về Điêu khiến và Tự động hóa - VCCA-2011
Tek n Lá Mf© 12%) on Tek h Ow fen 29006 MATH
0H Sat CHE 12w Lbs tims | Crt Wo The OLY CM3 S.00V Ap 1450 LS EH }-&#g~11 145.
Tek nm s i Mien 004: , Tek h Oy | fen Ses MATH og ar wi M5 30% “4
H.15 Kế qua thực nghiệm theo phương pháp điêu chê điện ap cao: (a) Điện áp trên nhánh DC-Vpc; (b) Điện áp day; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phan tích FFT của dong tai; (e) Dòng điện nguon; (f) Phan tich FFT cua dong dién nguon tại chi số điều chế m = 0,7.
Tek 1 Bits Move 006: J Tek nm s:% Move 006: ữ ữ M2" : mn) a M®.3qn‹
Tek n s:% M†+z (0: J Tek nm s:% war #0 Hì MATH
H.16 Kế quả thực nghiệm theo phương pháp điêu chê điện áp tháp: (a) Điện áp trên nhánh DC-Vpc; (b) Điện áp đây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phan tích FFT cua dong tai; (e) Dong điện nguÔn; 0) Phan tích FFT của dong điện nguôn tại chỉ số điều chế m = 0,4.
Kết quả thực nghiệm cho thấy không có sự khác biệt lớn giữa mô phỏng và thực nghiệm.
Bài báo đã tiếp cận và trình bày được giải thuật điều khiển sử dung kỹ thuật điều chế độ rộng xung PWM cho IMC Tuy theo cách lựa chon mỗi quan hệ đóng ngắt theo giá trị độ lớn của điện áp đầu vào, giải thuật có thể được phân thành hai phương pháp: phương phỏp điều chế dộ tạo ra Vức theo điện ỏp cao và phương pháp điều chế dé tạo ra Vpc theo điện áp thấp.
Tùy theo mục đích sử dụng, ta có thể lựa chọn phương pháp điều chế thích hợp, như khi cần giảm điện áp common-mode, hoặc điều khiến động cơ ở vận tốc thấp thì ta có thể sử dụng phương pháp điều chế theo điện áp thấp So sánh kết quả thu được giữa mô phỏng và thực nghiệm như đã trình bày là hoàn toàn chấp nhận được.
Tài liệu tham khảo [1] M.Venturini, “A new sinewave in, sinewave out conversion technique which eliminates reactive elements” in Pro.Powercon 7, pp.E3-1-15, 1980.
[2] A.Alesina and M.Venturini, "Solid-state power conversion: a Fourier analysis approach to generalized transformer synthesis", IEEE Trans. on Circuits and Systems, vol CAS-28, no 4, pp.
[3] M.Venturini and A.Alesina, “The generalised transformer: A new bidirectional sinusoidal waveform frequency converter with continuously adjustable input power factor’, in PESC’80 Record IEEE PESC, pp 242-252, 1980.
[4] A Alesina and M Venturini, “Analysis and design of optimum-amplitude nine-switch direct AC-AC converters”, TEEE Trans on Power Electronics, vol 4, no 1, pp.101-112, Jan 1989.
[5] A Alesina and M Venturini, "Jntrinsic amplitude limits and optimum design of 9- switches direct PWM AC-AC converters", in PESC '88 Record IEEE PESC, pp 1284, 1988.
[6] J Rodriguez, “A new control technique for AC- AC converters’, in Control in Power Electronics and Electrical Drives Proc of the third IFAC Symposium, Switzerland, pp 203-208, 1984.
[7] L Wet and T A Lipo, "A novel matrix converter topology with simple commutation" in
Conf Record of the 2001 IEEE Industry
[8] Bingsen Wang and Giri Venkataramanan, “A carrier based PWM algorithm for indirect matrix converters”, 37 IEEE PESC, Korea,
[9] J Oyama, T Higuchi, E Yamada, T Koga, and T.Lipo, “New control strategy for matrix converter’, Proc IEEE-PESC,1989, pp 360-367.
“Novel three-phase AC-DC-AC sparse matrix converter’, IEEE Trans on P.E, vol 22, no 5,pp 1649-1661, Sep 2007.
Hội nghị toàn quốc lân thứ 6 về Cơ Điện tử - VCM-2012
Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nham cân bang điện áp hai tụ điện một chiêu trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC
A Three-level Pulse Width Modulation to balance Neutral Point Voltage in
Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải
Trường Dai Học Bach Khoa Tp Hồ Chí Minh E-mail(s): nvnho@hcmut.edu.vn; doianhmon@gmail.com; tghoan.vhp@gmail.com; guachthanhhai2001(@yahoo.com
Tóm tắt Trong bài báo này, trình bày kỹ thuật điều chế chuyên mạch hai và ba bậc sử dụng hàm offset để cân băng điện áp giữa hai tụ điện một chiều trong bộ nghịch lưu áp 3 bậc dạng diode kẹp Kỹ thuật này dựa trên cơ sở sử dụng hàm offset cục bộ, thông qua các tín hiệu hồi tiếp của dòng điện tải và điện áp trên 2 tụ điện một chiều để tính toán giá trị và chiều dòng điện chạy qua điểm giữa 2 tụ điện Với kỹ thuật điều chế sóng mang kết hợp sử dụng hàm offset linh hoạt, kỹ thuật này đã kiểm soát và duy trì sự cân bằng điện áp trên 2 tụ điện Kết quả của giải thuật được kiểm chứng qua mô phỏng và qua quá trình thực nghiệm.
This paper presents a novel offset based two and three-level pulse width modulations to balance neutral point voltage in three-level neutral point clamped inverter The proposed method uses local offset voltages to calculate the value and identify the direction of neutral point current between two capacitors through the feedback signals of load currents and two capacitor voltages With the pulse width modulation method and flexible offset voltages, the proposed method can control and maintain the balance voltages between two capacitors Simulation and experimental results are provided in order to validate the proposed method.
Ky hiéu Ky hiéu Y nghia
Vo Ham offset dinh dang ễ, 0, ễ, Omin ễ, 0max Hàm offset cục bộ và các cực tri ẽNp Dũng điện trung tớnh Avis Gas dy Khoang thoi gian tac dung cua pha A trên các mức điện áp 0, lvà 2
PWM Pulse width modulation NPC Neutral Point Clamped VSI Voltage Source Inverter
1 Giới thiệu Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện năng có vai trò ngày càng quan trọng trong các lĩnh vực ứng dụng khác nhau như phục vụ biến đôi điện cơ, giao thông vận tai, quản lý chất lượng hệ thông điện, chuyển đôi các dạng năng lượng tái tạo như năng lượng mặt trời, năng lượng gió về hòa lưới điện Hai kỹ thuật điều khiến biến tần đa bậc thường được quan tâm là kỹ thuật điều chế vectơ không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa vào hàm offset Khả năng khai thác hàm offset trong tín hiệu điều khiển có thé làm tăng cường các tính năng xác lập và các tính chất điện của thiết bi như phạm vi điều khiến điện áp (và dong điện) tối đa, khả năng giảm tôn hao nhiệt phát sinh trong thiết bị, khả năng giảm bớt các nhiễu do sóng hài gây ra.
HI So đô mach nghich luu ap 3 bac NPC Một thực tế đáng quan tâm là trong quá trình hoạt động, việc nạp và xả điện tích khác nhau của dòng điện vào các tụ điện mắc phía mạch một chiều đã gây ra sự chênh lệch điện áp trên các tụ điện, hình thành trạng thái không cân bằng điện áp giữa các tụ điện Sự mat cân bằng quá mức cho phép của điện áp giữa các tụ điện của bộ nghịch lưu áp có thê gây ra hiện tượng quá áp trên các linh kiện công suất và các tụ điện, gây ra các sóng hài bậc thấp ngoài ý muốn ở phía tải như hài bậc 2, 3, 4, 5 gây ra các tác hại trực tiếp trên tải động cơ, làm giảm khả năng kiểm soát điện áp nghịch lưu và dòng điện bù lọc cho mạch lọc tích cực Do đó, việc duy trì cân bằng điện áp giữa các tụ điện sẽ kiểm soát chất lượng ngõ vào của bộ nghịch lưu áp đa bậc NPC và đảm bảo chất lượng ngõ ra về độ méo dạng THD, cho phép thiết kế bộ nghịch lưu áp với dung lượng tụ nhỏ nhất, giảm stress điện áp cho linh kiện.
Nội dung bài báo dé nghị một kỹ thuật điều chế mới giúp kiểm soát cân bằng điện áp giữa 2 tụ điện trong mạch một chiều của bộ nghịch lưu áp 3 bậc NPC sử dụng nguyên lý phân ly hàm offset, kết quả phân tích đã đề xuất 2 kỹ thuật thực hiện:
Hội nghị toàn quốc lân thứ 6 về Cơ Điện tử - VCM-2012
= Kỹ thuật chuyển mạch 2 bậc (two-level modulation) để đạt dòng trung tính (iyp ) yêu cầu |
" Kỹ thuật chuyên mach 3 bậc (two-level modulation) dé đạt dòng trung tính (i,,) yêu
So sánh với các công bô quôc tê gân đây, kỹ thuật điêu chê dé xuât có khả năng tiệt kiệm do giảm tôn hao trong quá trình đóng ngặt và có thê điêu chỉnh đáp ứng động học quá độ dê dàng Kêt quả đê xuât được kiêm chứng qua mô phỏng và thực nghiệm.
2 Giải tích hàm dòng điện trung tính mạch nghịch lưu NPC 3 bậc băng ky thuật chuyên mach hai bậc
Gia trị điện 4p cơ ban của 3 pha: v, = m.(2 / 3).cos(q) vy, = m.(2/^A/3).cos(g- 2p /3) (1) v, = m(2/V3).cos(q- 4p /3) Định nghĩa max, mid, min là các giá tri điện áp cơ ban cua 3 pha được sắp xếp theo thứ tự từ lớn nhat đên nhỏ nhat (tính theo đơn vi) và dòng điện tải trong ứng các pha trên là ; i i min * max? “mid 2 max+ mid+ min= 0 (2)
Inax + Inia + nin = 9 (3) max = max(v,,V,.V.) min= min(v,,V,>V.) (4) mid = - max- min Cộng điện ap offset vạ vào các điện ap cơ ban sẽ thu được điện áp nghịch lưu 3 pha Kỹ thuật điều chế 2 bậc trong nghịch lưu áp đa bậc thực hiện tại mỗi chu kỳ lẫy mẫu sao cho điện áp tức thời thay đổi giữa 2 mức điện áp gần nhất.
Xét kỹ thuật điều chế 2 bậc trong sector thứ 1 của giản đồ vector không gian lục giác trên hình 2 Pha A có giá trị điện áp trung bình lớn nhất (max), pha C nhỏ nhất (min) và pha B có trị trung bình (mid).
Sector thứ 1 có thé chia ra làm 4 vùng, từ vùng (1) đến vùng (4).
H2 Giản đô vector điện áp nghịch lưu áp 3 bậc NPC va sự phan chia các diện tích tam giác con
Trong vùng (1), có thể thực hiện kỹ thuật điều chế 2 bậc với một trong 4 nghịch lưu áp 2 bậc ảo mà tâm tương ứng của chúng năm tại vị trí tương ứng là
A IIE ALA ae
Hình 7: Dong điện tai 3 pha, 50Hz, m=0.7
Mô hình thực nghiệm được xây dựng dé chứng minh cho các kỹ thuật điều khiển cân bang điện áp tụ điện trong bộ nghịc lưu áp 3 bậc NPC đã đề xuất.
Nguồn cung cấp là bộ chỉnh lưu cầu 1 pha cho nguồn DC, các khóa đóng ngắt là linh kiện IGBT, bộ vi xử lý dùng chip DSP TMS320F28335 hình anh mô hình được giới thiệu trong Hình 9 Các thông số sử dụng thực nghiệm mô hình được liệt kê trong bảng 6
Bảng 6: Thông số thực nghiệm
Tân số fo 50Hz Tân số f„ 5kHz
TU DIEN DSP —— cAm BIEP DỮ EZ8135 DIEN AP
NGHICH LƯU + KÍCH DONG
Hình 8: So đồ cấu hình mach thực nghiệm.
Một số kết quả thực nghiệm đã chứng minh các phương pháp điều khiển khác nhau (Hình 10 và Hình
Khả năng cân bằng điện áp trên tụ điện được thay rõ với chỉ số điều chế thấp m=0.3 (Hình 12) và chỉ số điều chế cao m=0.7 (Hình 14), độ lệch điện áp nhỏ hơn 1V Chất lượng dòng điện ngõ ra đạt yêu cầu khi phân tích phô hài (hình 16).
Hội nghị toàn quốc lân thứ 7 về Cơ Điện tử - VCM-2014
CH1 JL ~g.00V 135.537Hz CHỉ 500V M 2.50ms
Hình 10: Ap nghịch hưu và dòng tải theo kỹ thuật điều khiển DPWM dòng nhỏ.
Theo kết quả hình 10 thì trạng thái không chuyển mạch (DPWM) diễn ra tại thời điểm dong điện trong pha đang xét là có giá trị nhỏ.
CH3 Pk—Pk 264W CH3 Cye AMS
Hình 11: Kỹ thudt diéu khiển DPWM tránh chuyển mạch dòng điện lớn.
Theo kết quả hình 11 thì trang thái không chuyển mạch xảy ra tại thời điểm dòng điện pha đang xét có giá trị lớn dẫn đến giảm tốn hao trên linh kiện trong quá trình chuyển mạch.
Một số kết quả thực nghiệm với các chỉ số điều chế khác nhau: e Chỉ số điều chế m=0.3 hl Pos: 0.000s MEASURE
CH1 50.07 M 5.00ms CHS Z 58.0 CH3 50.0 MATH 100 3.05375kHz
Hình 12: Điện áp tu Vecl,Vc2, sai lệch áp tu (Vcl-
Theo kết qua hình 12 thì điện áp Vel1V,
Vc20V và độ lệch điện áp ( Ve1-Vc2)= -0.0048V
CH1 Pk-Pk 89,0 CH1 Cyc AMS
8.55V 7 CH3 Pk~Pk 224W CH3 Cyc RMS
Hình 13: Ap nghịch hưu và dòng tải ở trường hợp chỉ số m = 0.3 e Chỉ số điều chế m=0.7
CHT 50,0¥ M 5.00ms CHS 86.0 CH3 50.0 MATH 100 2.56273kH:
Hình 14: Điện áp tu Vcl,Vc2, sai lệch áp tụ (Vcl-
Vc2) và áp nghịch lưu ở trường hợp chỉ số m = 0.7
Theo kết quả hình 14 thì điện áp Ve10V, Ve2.2V và độ lệch điện áp (Ve1-Ve2) = - 0.0028V Dòng điện trên tai I, = 1.7A
Tek pal RE M Pos: -800.0ns MEASURE
Hình 15: Ap nghịch hưu và dòng tải ở trường hợp chỉ số m = 0.7
