Bài viết Kết hợp kỹ thuật tiền mã hóa và triệt tự giao thoa để tối đa hóa tốc độ tổng của truyền thông song công đa anten tập trung thiết kế các ma trận tiền mã hoá để tối đa hóa tốc độ tổng có xét đến ảnh hưởng của SI cho hệ thống truyền dẫn song công (full-duplex) đa anten MIMO (multipleinput/multipleoutput) điểm – điểm (point – to – point).
Bùi Thị Minh Tú, Nguyễn Duy Nhật Viễn, Tăng Tấn Chiến 86 KẾT HỢP KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA VÀ TRIỆT TỰ GIAO THOA ĐỂ TỐI ĐA HÓA TỐC ĐỘ TỔNG CỦA TRUYỀN THÔNG SONG CÔNG ĐA ANTEN JOINT OF PRECODING AND SELF INTEFERENCE CANCELATION FOR MIMO FULL-DUPLEX SUM RATE MAXIMAZATION Bùi Thị Minh Tú, Nguyễn Duy Nhật Viễn, Tăng Tấn Chiến Trường Đại học Bách khoa, Đại học Đà Nẵng; btmtu@dut.udn.vn, ndnvien@dut.udn.vn, ttchien@ac.udn.vn Tóm tắt - Gần đây, kỹ thuật truyền dẫn song công quan tâm tiềm tăng hiệu phổ gấp đôi Tuy nhiên, thách thức quan trọng truyền dẫn song cơng phải triệt bỏ tự giao thoa (SI) anten phát thu thiết bị Trong báo này, tập trung thiết kế ma trận tiền mã hố để tối đa hóa tốc độ tổng có xét đến ảnh hưởng SI cho hệ thống truyền dẫn song công (full-duplex) đa anten MIMO (multipleinput/multipleoutput) điểm – điểm (point – to – point) Để loại bỏ thành phần SI, kỹ thuật ZF (zero-forcing) áp dụng Kết cho thấy rằng, SI loại bỏ gần hoàn toàn với điều kiện tổng số anten phát hai node lớn số anten thu node Tỷ lệ lỗi bit BER (bit error rate) đánh giá kết mơ Ngồi ra, báo xây dựng toán tối ưu điều kiện thực tế, cơng suất phát tín hiệu anten phát nhỏ cơng suất phát tối đa node Abstract - Full-duplex (FD) wireless communication have attracted increasing attention recently due to the potential of doubling the spectrum efficiency However, one of the most critical challenges of FD communication is to cancel the selfinterference (SI) between transmitting and receiving antennas from one device In this paper, we focus on the pre-coding design for sum rate maximization while considering the effects of residual SI for point - to - point multiple input/multiple output (MIMO) Full-Duplex systems The zero-forcing (ZF) method is selected to cancel the SI The results show that, the selfinterference cancellation is done by matrix pre-coding at the transmitter if the total number of transmitting antennas of two nodes is greater than the number of receiving antennas of one node The Bit Error Rate (BER) is also evaluated in the simulation In addition, this paper presents optimal problem when the transmission power of all antennas is smaller than the maximum transmission power of a node Từ khóa - zero-forcing; block-diagonal; pre-coding; MIMO; fullduplex; beam forming; water-filling Key words - zero-forcing; block-diagonal; pre-coding; MIMO; fullduplex; beam forming; water-filling Đặt vấn đề Sự bùng nổ nhu cầu liệu khiến cho dung lượng tính quan trọng mạng truyền thông vô tuyến hệ sau Các kỹ thuật then chốt mạng vô tuyến tiên tiến cải thiện dung lượng cách tăng hiệu sử dụng phổ, giảm trễ Kỹ thuật truyền dẫn vô tuyến phổ biến bán song công (haft-duplex); đó, tín hiệu phát thu phân bổ hai dải tần riêng biệt Ưu điểm phương pháp tín hiệu phát thu khơng gây giao thoa lẫn nhau, nhiên, hiệu sử dụng phổ thấp Một dạng bán song công áp dụng, tín hiệu phát thu phân bổ hai khe thời gian khác nhau, điều tránh giao thoa gây trễ [1] Truyền dẫn song công xem kỹ thuật đem lại hiệu sử dụng gấp đôi so với bán song công Trong kỹ thuật này, tín hiệu phát thu truyền dải tần thời điểm Tuy nhiên, kỹ thuật tồn tín hiệu tự giao thoa SI (self-interference) từ anten phát quay anten thu thiết bị Vì vậy, truyền dẫn song cơng phải tiến hành triệt tự giao thoa nhiều hình thức nhiều lớp khác [2], [3] Kỹ thuật truyền dẫn đa anten MIMO (multipleinput/multipleoutput) đem lại hiệu phổ cao hệ thống truyền thông vô tuyến [4] Các cơng trình [5] - [7] tập trung nghiên cứu vấn đề hệ thống truyền dẫn vơ tuyến đa anten, là: tối đa hố thơng lượng điều khiển cơng suất Kỹ thuật tiền mã hố zero-forcing kỹ thuật sở để giải toán [8] Block-diagonal kỹ thuật tiền mã hố buộc tín hiệu giao thoa ngồi đường chéo ma trận để loại bỏ thành phần Các cơng trình [9] – [12] nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hoá cho hệ thống truyền dẫn song công sử dụng chuyển tiếp tập trung vào việc triệt tín hiệu tự giao thoa Khơng cơng trình trên, báo tập trung nghiên cứu hệ thống truyền dẫn song công điểm – điểm, thiết kế ma trận tiền/hậu mã hoá để tối đa hoá dung lượng hệ thống Lưu ý: Trong báo có sử dụng số ký hiệu tốn học sau: 𝐗 ∈ ℂ𝑟×𝑐 biểu diễn ma trận X ma trận phức có kích thước r hàng c cột, ||X|| phép tính định thức ma trận X, rank(X) trace(X) hạng, tính trace ma trận X, blkdiag(X,Y) biểu diễn phép tạo ma trận đường chéo khối từ ma trận X Y, XH phép hermitian ma trận X Mô hình hệ thống Xét hệ thống truyền thơng vơ tuyến song cơng mơ tả Hình 1, với nT nR số anten phát thu node Tín hiệu thu node node biểu diễn sau: 𝐫1 = 𝐇1 𝐕1 𝐱1 + 𝐆2 𝐕2 𝐱 + 𝐳1 , (1) 𝐫2 = 𝐇2 𝐕2 𝐱 + 𝐆1 𝐕1 𝐱1 + 𝐳2 (2) 𝑛𝑇 ×1 Với 𝐱1 , 𝐱 ∈ ℂ vector tín hiệu phát 𝑛 ×𝑛 từ node node 2; 𝐕1 , 𝐕2 ∈ ℂ 𝑇 𝑇 ma 𝑛 ×𝑛 trận tiền mã hố node node 2; 𝐆1 , 𝐆2 ∈ ℂ 𝑅 𝑇 ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, SỐ 5(114).2017-Quyển ma trận đáp ứng kênh từ node đến node ngược lại; 𝑛 ×𝑛 𝐇1 , 𝐇2 ∈ ℂ 𝑅 𝑇 ma trận đáp ứng kênh tự giao thoa 𝑛 ×1 node node 2𝐳1 , 𝐳2 ∈ ℂ 𝑅 vector nhiễu trắng cộng thu node node có kỳ vọng phương sai 𝜎12 𝐈𝑅 , 𝜎22 𝐈𝑅 Trong công thức (1) (2), thành phần bên vế phải tín hiệu tự giao thoa, thành phần thứ hai bên vế phải tín hiệu mong muốn Kỹ thuật tiền/hậu mã hoá áp dụng để loại bỏ thành phần thứ Tại node, tín hiệu mong muốn tiến hành khôi phục cách nhân với ma trận hậu mã hoá sau: 𝐲1 = 𝐓1 𝐫1 = 𝐓1 (𝐇1 𝐕1 𝐱1 + 𝐆2 𝐕2 𝐱 + 𝐳1 ), (3) 𝐲2 = 𝐓2 𝐫2 = 𝐓2 (𝐇2 𝐕2 𝐱 + 𝐆1 𝐕1 𝐱1 + 𝐳2 ) (4) nT Node G1 H1 nR G2 H2 nR nT Node Hình Mơ hình hệ thống truyền dẫn song cơng Thiết kế ma trận tiền/hậu mã hoá 3.1 Thiết kế ma trận tiền mã hoá Các ma trận tiền mã hoá phải thiết kế cho triệt tín hiệu tự giao thoa, đồng thời, phải đảm bảo ràng buộc công suất phát node Ở đây, ta tập trung xử lý node 1, bước xử lý node tiến hành cách tương tự Phương trình (1) viết lại đơn giản sau: 𝐫1 = 𝐇𝐕𝐬 + 𝐧A , (5) với 𝐇 = [𝐇1 , 𝐆2 ], 𝐕 = blkdiag(𝐇1 , 𝐆2 ), 𝐬= [𝐱1T , 𝐱 T2 ]𝑇 , blkdiag phép ghép ma trận thành phần thành ma trận đường chéo khối Tín hiệu tự giao thoa loại bỏ cách đặt: 𝐕 = 𝐖𝐏, (6) 𝒏 ×𝒏 87 ̃ (𝟏) ̃ (𝟏) ̃1 = rank(𝐇1 ), 𝐿 ̃2 = đó, 𝐕𝟏 , 𝐕𝟐 gồm 𝐿 rank(𝐇2 )vector giá trị riêng bên phải đầu tiên, ̃ (𝟎) ̃ (𝟎) ̃1 𝑛 𝑇 − 𝐿 ̃2 vector bên phải cuối 𝐕𝟏 , 𝐕𝟐 gồm𝑛 𝑇 − 𝐿 ̃ (𝟎) ̃ (𝟎) 𝐇1 𝐇2 Như vậy, 𝐕𝟏 , 𝐕𝟐 có dạng sở trực giao cho không gian không 𝐇1 𝐇2 cột chúng ứng viên cho ma trận tiền mã hoá Đặt: ̃ (𝟎) (𝟏) (𝟎) 𝐆′1 = 𝐆1 𝐕𝟏 = 𝐔1 𝚺𝟏 [𝐕𝟏 𝐕𝟏 ]𝐻 , (11) ̃ (𝟎) (𝟏) (𝟎) 𝐆′2 = 𝐆2 𝐕𝟐 = 𝐔2 𝚺𝟐 [𝐕𝟐 𝐕𝟐 ]𝐻 (12) Ma trận tiền mã hố có dạng: ̃ (𝟎) (𝟎) 𝐖1 = 𝐕𝟏 𝐕𝟏 𝐏𝟏, ̃ (𝟎) (𝟎) 𝐖2 = 𝐕𝟐 𝐕𝟐 𝐏2 (13) (14) 3.2 Thiết kế ma trận hậu mã hoá Ma trận hậu mã hoá thiết kế để loại bỏ giao thoa đa truy cập MAI (multiple access interference) Các ma trận thiết kế sau: 𝐓1 = (𝐆2 𝐕2 )𝐻 (𝐆2 𝐕2 (𝐆2 𝐕2 )𝐻 )−1 , (15) 𝐻 (𝐆 𝐻 )−1 𝐓2 = (𝐆1 𝐕1 ) (16) 𝐕1 (𝐆1 𝐕1 ) 3.3 Tốc độ tín hiệu Khi tín hiệu tự giao thoa loại bỏ nhờ ma trận tiền mã hoá, tốc độ tổng tín hiệu thu node xác định sau: 𝑅 = ∑2𝑖=1 log ‖𝐈 + 𝐆𝑖 𝐖𝑖 𝐏𝑖 𝐏𝑖𝐻 𝐖𝑖𝐻 𝐇𝑖𝐻 𝜎𝑗2 ‖, 𝑗 = (𝑖 𝑚𝑜𝑑 2) + (17) Bài toán tối đa hoá dung lượng hệ thống phát biểu sau: Tối đa hoá: R, (18) Sao cho: trace (𝐏𝑖 𝐏𝑖𝐻 ) ≤ 𝑃 (19) Để giải toán này, áp dụng kỹ thuật water-filling [13], ta tìm 𝐏𝑖 tối ưu đó, 𝐖 = [𝐖1 𝐖2 ],𝐖1 , 𝐖2 ∈ ℂ 𝑻 𝑻 ,𝐏 = 𝒏 ×𝒏 diag(𝐏1 , 𝐏2 ),𝐏1 , 𝐏2 ∈ ℂ 𝑻 𝑻 ma trận phân bổ công suất chọn cho ràng buộc công suất phải thoả mãn, nghĩa là: trace(𝐏𝑖 𝐏𝑖𝐻 ) ≤ 𝑃,i=1,2, (7) 3.4 Thuật toán thiết kế ma trận tiền/hậu mã hoá Thuật toán thiết kế ma trận tiền/hậu mã hoá trình bày Thuật tốn với P cơng suất phát tối đa node Trong báo này, 𝐏i , 𝐏i thiết kế để tối đa dung lượng hệ thống ràng buộc (7) thoả mãn Các ma trận tiền mã hoá 𝐖1 , 𝐖2 thiết kế cho tín hiệu tự giao thoa triệt tiêu, nghĩa là: 𝐇1 𝐕1 = 𝑣à 𝐇2 𝐕2 = (8) Để thoả mãn phương trình (8), ta tiến hành phân tích giá trị riêng SVD (singular value decomposition) ma trận đáp ứng kênh: ̃ (𝟏) ̃ (𝟎) 𝐻 ̃1 𝚺 ̃𝟏 [𝐕 𝐇1 = 𝐔 (9) 𝟏 𝐕𝟏 ] , ̃ (𝟏) ̃ (𝟎) 𝐻 ̃2 𝚺 ̃𝟐 [𝐕 𝐇2 = 𝐔 (10) 𝟐 𝐕𝟐 ] Đầu vào: Số anten phát 𝑛 𝑇 , số anten thu 𝑛𝑅 , công suất phát tối đa P, tỷ số tín hiệu nhiễu SNR Đầu ra: Ma trận tiền, hậu mã hoá: 𝐕𝑖 , 𝐓𝑖 , i=1,2 Ràng buộc: Công suất phát tín hiệu nhỏ P Các bước tiến hành: Bước 1: Khởi tạo - Khởi tạo ngẫu nhiên ma trận đáp ứng kênh 𝐇𝑖 , 𝐆𝑖 , Thuật toán Thuật toán thiết kế ma trận tiền / hậu mã hoá hệ thống truyền dẫn song công Bùi Thị Minh Tú, Nguyễn Duy Nhật Viễn, Tăng Tấn Chiến 88 - Phân bổ công suất [𝐏𝑖 ]𝑘,𝑘 = 𝑃 𝑛𝑇 Bước 2: Tiến hành SVD theo công thức (9), (10), (11) (12) Bước 3: Tính ma trận tiền mã hố theo cơng thức (13) (14) với ma trận 𝐏𝑖 xác định thuật tốn water-filling Bước 4: Tính ma trận hậu mã hố theo cơng thức (15) (16) Kết thảo luận Trong phần này, tiến hành mô để đánh giá phương pháp tiền mã hố phân bổ cơng suất đề xuất phần Q trình mơ thực qua 10000 lần thử kết nhận cách lấy giá trị trung bình lần thử Trong thực hiện, công suất phát tối đa node chuẩn hoá P=1, số anten phát thu NT, NR node xét trường hợp khác Các kiểu điều chế bao gồm BPSK, QPSK, 16-QAM 64-QAM Đáp ứng kênh truyền node anten phát thu node giả định block-fading Bảng Tiền mã hoá node (H2V2) (-0,1665 + 0,0000i)10-15 (-0,0555 + 0,1665i)10-15 (-0,0278 – 0,0278i)10-15 (-0,0555 + 0,0000i)10-15 Hình biểu diễn tốc độ tổng trung bình hai hệ thống với cấu hình anten (𝑁𝑅 = 4, 𝑁𝑇 = 8) (𝑁𝑅 = 2, 𝑁𝑇 = 4) với kỹ thuật tiền mã hó có phân bổ cơng suất dùng water-filling (ZF+WF) phân bổ công suất (ZF) Theo quan sát hình, ta thấy: a) Cấu hình anten cao, tốc độ tín hiệu lớn, việc tăng số lượng anten phát thu làm tăng độ lợi ghép kênh (multiplexing gains) làm cho tổng dung lượng hệ thống tăng; b) Kỹ thuật phân bổ công suất cải thiện đáng kể tốc độ tín hiệu Hình biểu diễn tỷ lệ bit lỗi BER theo SNR với kiểu điều chế BPSK, QPSK, 16-QAM 64QAM Ta thấy rằng, BPSK cho kết tốt 64QAM cho kết xấu Chòm nhiều điểm dễ bị ảnh hưởng nhiễu giao thoa Bảng Đáp ứng kênh truyền tự giao thoa node (H1) 0,6926 + 0,6930i -0,3878 – 0,3097i -0,9763 – 0,6171i 1,3336 + 0,1751i -0,1878 – 0,8427i -0,0681+ 0,9662i -0,5150+ 0,0632i -2,0799+ 0,2878i Bảng Ma trận tiền mã hoá node (V1) 0,2520 + 0,4062i 0,6762 + 0,2474i 0,2885 + 0,7854i -0,2597 – 0,1601i -0,1786 + 0,0457i 0,4873 – 0,0212i -0,1797 – 0,0721i 0.0552 – 0,3841i Bảng Tiền mã hoá node (H1V1) (0,0243 + 0,0971i)10-15 (0,2776 + 0,3088i)10-15 (0,0555 + 0,2637i)10-15 (-0,2776 + 0,0173i)10-15 Hình Tốc độ tổng trung bình theo SNR Bảng Đáp ứng kênh truyền tự giao thoa node (H2) 0,4583-1,2513i 0,5738+0,3501i -0,9122-0,2799i 0,4614-0,2632i -0,1163+0,3108i 0,2887+0,4841i 0,6814+0,0347i -0,2905+0,1817i Bảng Ma trận tiền mã hoá node (V2) -0,2634- 0,4331i -0,1251 – 0,4269i 0,1304 – 0,2556i 0,1419 – 0,2825i -0,0771+0,0037i -0,7032+ 0,0380i 0,7435+0,3193i -0,3841 – 0,2422i Các Bảng 1-6 ma trận hệ thống truyền dẫn song công điểm-điểm với cấu hình anten (𝑁𝑅 = 2, 𝑁𝑇 = 4) Các ma trận đáp ứng kênh truyền tạo ngẫu nhiên vòng lặp, từ ma trận tìm tiền mã hố theo cơng thức (13) (14), sau kiểm tra xem ràng buộc (8) có thoả mãn hay không Bảng 1, biểu diễn ma trận node gồm: đáp ứng kênh H1, tiền mã hố V1 tích H1V1 Tương tự, Bảng 4, biểu diễn ma trận node gồm: đáp ứng kênh H2, tiền mã hố V2 tích H2V2 Từ Bảng 6, ta thấy tín hiệu tự giao thoa gần triệt tiêu hồn tồn Hình Tỷ lệ lỗi bit BER theo SNR Kết luận Bài bào nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hoá, kết hợp với phân bổ công suất hệ thống truyền dẫn song công đa anten Từ kết nhận được, ta thấy kỹ thuật tiền mã hoá loại bỏ tín hiệu tự giao thoa ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CƠNG NGHỆ ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, SỐ 5(114).2017-Quyển hệ thống truyền dẫn song cơng; ngồi ra, kết mơ cịn cho thấy việc kết hợp kỹ thuật tiền mã hoá với phân bổ công suất cải thiện tốc độ hệ thống cách đáng kể so với phân bổ công suất TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] D Kim, H Lee and D Hong, “A Survey of In-Band Full-Duplex Transmission: From the Perspective of PHY and MAC Layers”, IEEE Commun Surveys& Tutorials, Vol 17, No 4, Nov 2015, pp 2017 – 2046 [2] A Masmoudi, Tho Le-Ngoc, “Residual self-interference after cancellation in full-duplex systems”, in Proc IEEE International Conference, Jun 2014, pp 4680-4685 [3] M Duarte, A Sabharwal, “Full-duplex wireless communications using off-the-shelf radios: feasibility and first results”, in Proc ASILOMAR Signals, Syst., Comput., Nov 2010, pp 1558–1562 [4] G J Foschini and M J Gans, “On limits of wireless communication in a fading environment when using multiple antennas”, Wireless Personal Communications, March 1998, pp 311–335 [5] IEEE VTC Fall Conf., Vol 1, Boston, MA, Sept 24–28, 2000, pp 87–91 [6] R S Blum, “MIMO capacity with interference”, in Proc Conf Inform Sci Syst., Mar 2002 89 [7] B G Agee, “Exploitation of internode MIMO channel diversity in spatially distributed multipoint communication networks”, in Proc.Asilomar Conf., Nov 2001 [8] Spencer, Quentin H., A Lee Swindlehurst, and Martin Haardt, “Zero-forcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels”, IEEE Transactions on Signal Processing 52.2, 2004, pp: 461-471 [9] T Riihonen, S Werner, and R Wichman, “Mitigation of loopback selfinterference in full-duplex MIMO relays”, IEEE Trans Signal Process., Vol 59, no 12, Dec 2011, pp 5983–5993 [10] B Chun and H Park, “A spatial-domain joint-nulling method of selfinterference in full-duplex relays”, IEEE Commun Lett., Vol 16, no 4, Apr 2012, pp 436–438 [11] H Ju, E Oh, and D Hong, “Improving efficiency of resource usage in two-hop full duplex relay systems based on resource sharing andinterference cancellation”, IEEE Trans Wireless Commun., Vol 8, no 8, Aug 2009, pp 3933–3938 [12] B Day, A Margetts, D Bliss, and P Schniter, “Full-duplex MIMO relaying: achievable rates under limited dynamic range”, IEEE J Sel Areas Commun., Vol 30, no 8, Sep 2012, pp 1541–1553 [13] G G Raleigh and J M Cioffi, “Spatio-temporal coding for wireless communication”, IEEE Trans Commun., Vol 46, Mar 1998, pp 357–366 (BBT nhận bài:20/03/2017, hoàn tất thủ tục phản biện: 24/03/2017) ... tự giao thoa gần triệt tiêu hồn tồn Hình Tỷ lệ lỗi bit BER theo SNR Kết luận Bài bào nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hoá, kết hợp với phân bổ công suất hệ thống truyền dẫn song công đa anten Từ kết. .. Thuật tốn với P cơng suất phát tối đa node Trong báo này,