Chế tạo nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới

Chế tạo nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới

Đại học quốc gia hà nội Trường đại học công nghệ

TÓM TẮT NỘI DUNG KHOÁ LUẬN

Nghiên cứu giải pháp kỹ thuật và lựa chọn phương án thiết kế

để chế tạo thiết bị: “ Nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới”

Các công việc chính được thực hiện là:

1 Thiết kế bộ phát xung vuông có tần số và độ rộng thay đổi được

- Khảo sát một số nguyên lý tạo xung

- Tìm hiểu IC LM3524 và thiết kế máy phát xung dùng IC này

2 Thiết kế tầng đệm công suất và tầng công suất nhằm tạo xung công xuất lưỡng cực lối ra

- Khảo sát các linh kiện đóng mở cho nguồn một chiều: Như Tranzito, Tranzito MOSFET, GTO, IGBT

- Lựa chọn phương án dùng MOSFET làm công suất

3 Thiết kế nguồn ổn áp một chiều điện áp ra biến đổi được từ 0V đến U± ra max

- Khảo sát nguyên tắc ổn áp cổ điển và ổn áp xung

- Tìm hiểu IC ổn áp LM317 và thiết kế nguồn ổn áp dựa trên nó

4 Những việc bổ trợ cần thiết cho việc chế tạo hoàn chỉnh một thiết bị thí nghiệm

- Các mạch đo, chỉ thị điện áp, dòng, tần số Đặc biệt có tính đến phần cơ khí

vỏ máy, lắp ráp và tiện lợi cho người sử dụng

5 Kết quả

- Về thiết bị và các ứng dụng

Xuất xứ đề tài 1

Chương 1: Tìm hiểu nhiệm vụ và lựa chọn phương án thiết kế

1.1.2.1 Phân tích sơ đồ khối 4

1.2.1 TIRISTO khoá được bằng cực điều khiển, GTO (Gate Turn Off

1.2.4 Tranzito có cực điều khiển cách ly, IGBT (Insulated Gate Bibolar

Tranzito)

13

1.2.5 So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất 16

1.2.7 Vấn đề chung về dao động và khảo sát IC LM3524 21

1.2.7.3 Máy phát xung với tần số và độ rộng có thể thay đổi được, sử

dụng IC LM3524

24

1.2.8 Khảo sát nguyên tắc ổn áp cổ điển và ổn áp xung 27

1.2.8.3 Ổn áp kiểu bù dùng bộ khuyếch đại có điều khiển 29

1.2.9 Lựa chọn phương án thiết kế 32

Chương 2: Chế tạo nguồn xung lưỡng cực

2.1.2 Phân tích nguyên lý hoạt động sơ đồ khối chi tiết 34

2.2 Thiết kế và phân tích nguyên tắc hoạt động sơ đồ nguyên lý 36

2.2.2 Phân tích nguyên tắc hoạt động sơ đồ nguyên lý 36

2.2.2.1 Phân tích nguyên tắc hoạt động phần tạo xung điều khiển 36

2.2.2.3 Phân tích nguyên lý hoạt động phần nguồn ổn áp công suất 48

2.3 Tính toán toả nhiệt cho các linh kiện công suất 49

Kết luận và đánh giá kết quả đạt được của khoá luận 52

XUẤT XỨ ĐỀ TÀI

Công nghệ mạ điện là công nghệ đã được sử dụng rộng rãi từ lâu trên thế giới

và Việt Nam để phục vụ cho những mục đích khác nhau của công nghiệp và đời sống Trong hai thập kỷ gần đây, ở các nước công nghiệp phát triển người ta đã tiến hành nghiên cứu và ứng dụng công nghệ mạ tiên tiến đó là công nghệ mạ xung vào thực tế sản xuất, trong đó công nghệ tạo màng và lớp phủ có cấu trúc nanô bằng kỹ thuật xung cũng không nằm ngoài trào lưu này nhờ vào tính ưu việt của kỹ thuật mạ xung

1.Ý nghĩa của kỹ thuật mạ xung

*) Tạo ra các lớp phủ bảo vệ chống ăn mòn cao

Các lớp phủ kim loại chế tạo bằng kỹ thuật mạ xung có thể nhận được cấu trúc Submicro và nanô, lớp mạ mịn, độ rỗ nhỏ, độ đồng đều của lớp mạ hoàn hảo, độ cứng tăng, chiều dầy lớp phủ giảm và việc lựa chọn thành phần hợp kim dễ dàng nhờ vào

sự thay đổi các thông số của kỹ thuật xung [5]

*) Sử dụng vào mục đích trang trí

Các lớp phủ vàng, bạc và hợp kim… Có độ bóng cao mà không cần sử dụng các chất tạo bóng, đồng đều, mỏng, rất thích hợp cho mục đích trang trí [6]

*) Tạo các màng có cấu trúc nanô

Đây là một công nghệ rất mạnh để chế tạo những màng mỏng hợp kim có tính chất từ như NiFe, CoFeNi, NiFeB… sử dụng trong các nghành công nghiệp khác nhau

và trong đời sống [4]

*) Sử dụng trong công nghiệp điện tử

Kỹ thuật mạ xung được sử dụng từ lâu trong nghành công nghiệp điện tử như

mạ mạch in, tiếp điểm…chúng có thể mạ trên lỗ và các địa hình phức tạp một cách dễ dàng Ngày nay với tính ưu việt của lớp mạ có cấu trúc nanô, kỹ thuật này đang được

sử dụng rất mạnh trong nghành MEMS(Microelectro Mechanic System) cũng như chế tạo sensor [7]

Trong thời gian gần đây, Phòng ăn mòn và bảo vệ vật liệu – Viện khoa học vật liệu- đã nghiên cứu kỹ thuật mạ xung Để tạo ra lớp mạ có cấu trúc Submicro và nanô

là rất quan trọng và cần thiết trong khi ở Việt Nam hầu như chưa có cơ sở nào nghiên cứu và sử dụng công nghệ này Vì vậy phải có nhu cầu tất yếu là chế tạo nguồn xung

lưỡng cực phục vụ cho kỹ thuật mạ mới này Việc chế tạo “Nguồn xung lưỡng cực”

không nằm ngoài mục đích phục vụ cho đề tài nghiên cứu kỹ thuật mạ xung của Phòng thí nghiệm ăn mòn và bảo vệ vật liệu thuộc Viện khoa học vật liệu

Với lý do phục vụ cho mục đích thí nghiệm, cho nên cần chế tạo nguồn với xung lối ra có dải làm việc rộng, người sử dụng có nhiều sự lựa chọn các thông số khác nhau, phục vụ cho yêu cầu thí nghiệm

- Tần số xung ra 1Hz 1500Hz ÷

- Xung lối ra là xung vuông lưỡng cực có thể điều chỉnh được độ rộng

- Thời gian nghỉ sau một cặp xung lưỡng cực là 1÷ 512 lần của chu kỳ

- Biên độ từ 0 15V ÷

- Dòng cực đại 15A

- Thiết bị này phải được kết cấu vững chắc và tiện lợi khi thí nghiệm

CHƯƠNG 1 TÌM HIỂU NHIỆM VỤ VÀ PHƯƠNG ÁN THIẾT KẾ

1.1.TÌM HIỂU NHIỆM VỤ

1.1.1 Sơ lược kỹ thuật mạ xung

Kỹ thuật mạ thông thường được dùng từ nhiều thập kỷ trước đây và cho đến ngày nay vẫn còn sử dụng đó là kỹ thuật mạ sử dụng dòng điện một chiều tức là dòng điện liên tục

Kỹ thuật mạ xung là kỹ thuật chế tạo lớp phủ bằng cách dùng dòng điện không liên tục, nó cho phép sử dụng mật độ dòng mạ cao hơn rất nhiều do mạ xung có tốc độ tạo mầm cao và cho phép cải thiện các đặc tính của kim loại hay hợp kim so với lớp

mạ truyền thống (dòng một chiều) Dạng dòng xung được sử dụng nhiều nhất là xung vuông Chế độ mạ xung đơn giản nhất được biểu diễn trên hình 1

Quá trình khuếch tán V

Chế độ này được xác định bởi các thông số điện:

- T+ : thời gian xung

- T nghỉ: thời gian nghỉ

- T: chu kỳ

- Jc: mật độ dòng xung

- Jm: mật độ dòng trung bình Các thông số này ảnh hưởng rất lớn đến trạng thái tinh thể của lớp mạ Trên hình 2 biểu diễn dạng lý thuyết của sự thay đổi thế theo thời gian tại điện cực làm việc Đường cong này thể hiện những hiện tượng điện hoá diễn ra tại catot

1.1.2 Sơ đồ khối tổng quát

Trên cơ sở nhiệm vụ của đề tài ta thiết kế sơ đồ khối tổng quát như sau:

(4) Công suất

(3) Đệm công suất

Đk độ rộng Điều khiển thời gian nghỉ

Tải (Bể mạ)

(5) Nguồn ổn áp

Hình 3 Sơ đồ khối tổng quát

1.1.2.1 Phân tích sơ đồ khối (hình 3)

- Khối 1: Là máy phát xung vuông với 2 đường vào để điều khiển tần số và độ rộng xung nhằm tạo ra lối ra xung vuông có tần số và độ rộng điều khiển được

- Khối 2: Là mạch tạo thời gian nghỉ nhằm tạo ra được thời gian nghỉ theo yêu cầu của “nguồn xung” Thời gian nghỉ có thể được lựa chọn T*1,T*2,T*4,T*8…T*512 ( T là chu kỳ của xung lối ra máy phát xung) bằng chuyển mạch điều khiển hệ số chia tần

- Khối 3: Là tầng đệm công suất lối ra với mục đích đệm công suất lối ra cho máy phát xung vuông và nhận tín hiệu điều khiển khoảng thời gian nghỉ từ tầng tạo thời gian nghỉ đưa lên

- Khối 4: Là tầng công suất lối ra để đạt công suất xung theo yêu cầu của nhiệm vụ chế tạo

- Khối 5: Là nguồn ổn áp tạo ra 2 điện áp V+ và V- có thể điều chỉnh được biên

độ, để cung cấp nguồn lực cho khối công suất Lối ra của tầng công suất chính là lối ra

của “Nguồn xung lưỡng cực”, có thể là tải hay cụ thể hơn đó là điện cực anot và catot

của bể mạ

1.2 KHẢO SÁT CÁC LINH KIỆN ĐIỆN TỬ

Do yêu cầu và nhiệm vụ của đề tài và theo sơ đồ khối tổng quát mà ta đã trình bày ở các phần trước Nên mục này ta tìm hiểu các linh kiện điện tử, đặc biệt là các linh kiện công suất có thể đóng mở được dòng điện một chiều

1.2.1 TIRISTO khoá được bằng cực điều khiển, GTO (Gate Turn Of TIRISTO)

TIRISTO là linh kiện chỉnh lưu có điều khiển, được sử dụng rộng rãi trong các

sơ đồ chỉnh lưu hoặc dùng cắt pha dòng điện xoay chiều từ công xuất nhỏ vài W đến công suất lớn vài trăm MW Tuy nhiên với các ứng dụng trong các bộ biến đổi xung

áp một chiều hoặc các bộ nghịch lưu mà các phần tử đóng,mở bán dẫn luôn đặt dưới điện áp một chiều thì TIRISTO không được sử dụng rộng rãi vì nó không thể khoá lại được sau khi đã có xung kích mở Để khoá được TIRISTO thì thường dùng đến các mạch chuyển mạch cưỡng bức phức tạp, gây tổn hao về công suất, tốn kém và giảm hiệu suất

Vào đầu những năm 80 thì GTO ra đời Như tên gọi của nó, nghĩa là khoá lại được bằng cực điều khiển GTO có khả năng đóng cắt dòng điện rất lớn, chịu được điện áp cao, là van điều khiển hoàn toàn GTO đã phát huy ưu điểm cơ bản của phần

tử bán dẫn đó là khả năng đóng cắt dòng điện lớn nhưng lại được điều khiển bởi tín hiệu công suất nhỏ

GTO có cấu trúc bán dẫn và ký hiệu như hình 4a,b

Hình 4Trong cấu trúc bán dẫn của GTO lớp p, anot được bổ xung các lớp n+ Dấu cộng chỉ ra mật độ các điện tích tương ứng, các lỗ hoặc điện tử, được làm giầu thêm với mục đích làm giảm điện trở khi dẫn của các vùng này Cực điều khiển nối vào lớp

p thứ 3 được chia nhỏ ra và phân bố đều so với lớp n+ của catot

1.2.1.2 Đặc tính đóng cắt

Khi chưa có dòng điều khiển, nếu anot có điện áp dương so với catot thì toàn

bộ điện áp rơi trên tiếp giáp J2 ở giữa Tuy nhiên nếu catot có điện áp dương hơn so với anot thì tiếp giáp p+- n ở sát anot sẽ bị đánh thủng ngay ở điện áp rất thấp, nghĩa là GTO không chịu được điện áp ngược

Mô hình điều khiển đóng, mở được biểu diễn trên hình 5b

GTO được điều khiển mở bằng cách cấp dòng vào cực điều khiển, dòng điều khiển mở có dạng như hình vẽ 5a Dòng điều khiển phải duy trì trong thời gian đủ lớn

để dòng qua GTO kịp vượt xa giá trị dòng duy trì

Để khoá GTO, một xung dòng phải được lấy ra từ cực điều khiển Xung dòng khoá phải có biên độ rất lớn khoảng 20-25% biên độ dòng anot-catot Một yêu cầu quan trọng nữa là xung dòng điều khiển phải có độ dốc sườn xung cao không lớn hơn 1 µ s

Hình 5 Dạng Xung dòng và nguyên lý điều khiển

1.2.2 Tranzito lưỡng cực công suất

1.2.2.1 Cấu trúc bán dẫn

Tranzito là phần tử bán dẫn có cấu trúc gồm 3 lớp bán dẫn p- n-p hoặc n- p-n, tạo nên hai lớp tiếp giáp p-n Cấu trúc này thường được gọi là Bipolar Junction

Tranzito (BJT) vì dòng điện chạy trong chúng bao gồm cả hai loại điện tích âm (điện

tử), dương (lỗ trống) Cấu trúc tiêu biểu của một Tranzito công suất được biểu diễn như hình vẽ 6 Trong đó lớp bán dẫn p-n xác định điện áp đánh thủng của tiếp giáp B-

C và do đó của C-E

Hình 6 Cấu trúc bán dẫnTrong chế độ tuyến tính, hay còn gọi là phần tử khuyếch đại dòng điện với dòng colector IC bằng β lần dòng bazơ, trong đó β là hệ số khuyếch đại dòng điện

Ic= β IB

Tuy nhiên trong điện tử công suất thì β thường là nhỏ (khoảng hàng chục lần) Khi mở dòng điều khiển phải thoả mãn điều kiện:

β hay IB=Kbh. β Trong đó Kbh bằng 1,2-1,5 gọi là hệ số bão hoà Khi đó Tranzito sẽ ở trong chế

độ bão hoà với điện áp giữa colector và emitor rất nhỏ cỡ 1÷1.5V, gọi là dòng bão hoà (UCE.bh) Khi khoá dòng điều khiển IB=0, lúc đó dòng colector gần bằng 0

Tổn hao công suất trên Tranzito bằng tích của dòng điện colector với điện áp rơi trên colector-emitor, sẽ có giá trị rất nhỏ trong chế độ khoá

Trong cấu trúc bán dẫn của Tranzito, ở chế độ khoá nếu cả hai tiếp giáp B-E

và B-C đều được phân cực ngược BJT ở trong chế độ tuyến tính, nếu tiếp giáp B-E phân cực thuận và B-C phân cực ngược Trong chế độ bão hoà cả hai tiếp giáp B-E và B-C phân cực thuận

Cơ chế tạo ra dòng điện qua Tranzito là sự thâm nhập của các điện tích khác dấu vào vùng bazơ p, các điện tử, vì vậy BJT còn được gọi là cấu trúc với các hạt mang điện phi cơ bản

1.2.2.2 Đặc tính đóng cắt của Tranzito

Chế độ đóng cắt của Tranzito phụ thuộc chủ yếu vào các tụ ký sinh giữa tiếp giáp B-E và B-C, CBE và CBC Quá trình đóng ngắt của một Tranzito qua sơ đồ khoá trên hình 7a Trong đó Tranzito đóng ngắt một tải thuần trở Rt dưới dạng điện áp + Unđiều khiển bởi tín hiệu điện áp từ –UB2 đến +UB1 và ngược lại Dạng sóng, dòng điện

và điện áp cho trên hình 7b

*) Quá trình mở

Theo đồ thị ở hình 7b, trong khoảng thời gian (1) BJT ở trong chế độ khoá Trong khoảng thời gian (2), tụ đầu vào có giá trị tương đương Cin =CBE + CBC được nạp từ điện áp –UB2 đến +UB1 Tụ Cin chỉ nạp đến giá trị ngưỡng U* của tiếp giáp UBE

cỡ 0,6-0,7V Dòng điện và điện áp trên BJT chỉ bắt đầu thay đổi khi UBE vượt quá giá trị 0 ở đầu giai đoạn 3 Khoảng thời gian 2 là trễ khi mở, td(on) của BJT

Trong khoảng (4) điện áp UCE tiếp tục giảm đến giá trị điện áp bão hoà cuối cùng Trong giai đoạn (5), BJT hoàn toàn làm việc trong chế độ bão hoà

*) Quá trình khoá BJT

Khi điện áp điều khiển thay đổi từ UB1 đến -UB2 ở đầu giai đoạn (6) điện tích tích luỹ trong các lớp bán dẫn không thể thay đổi ngay lập tức được Dòng IB tức thời

sẽ có giá trị:

Khoảng (6) gọi là khoảng trễ khi khoá, td(off)

Trong khoảng (7) dòng colector IC bắt đầu giảm về bằng 0, điện áp UCE sẽ tăng tới giá trị +Un Trong khoảng thời gian này BJT làm việc trong chế độ tuyến tính, dòng IC tỷ lệ với dòng bazơ Tụ CBC bắt đầu nạp tới giá trị điện áp ngượi, bằng Un Đến cuối khoảng (7) thì Tranzito mới khoá hoàn toàn Trong khoảng (8) tụ CBE tiếp tục nạp tới điện áp ngược, -UB2 Tranzito ở chế độ khoá hoàn toàn trong khoảng (9)

Hình 7

b) dạng sóng dòng điện, điện ápa) Sơ đồ

*) Dạng tối ưu của dòng điều khiển khoá BJT

Tranzitor có thể khóa lại bằng cách cho điện áp giữa B-E bằng 0 Tuy nhiên có thể thấy rằng khi đó thời gian khoá sẽ bị kéo dài đáng kể Khi dòng IB2 =0, toàn bộ điện tích tích luỹ trong cấu trúc bán dẫn của Tranzito sẽ chỉ bị suy giảm nhờ qua trình

tự trung hoà sau một thời gian nhất định Có thể rút ngắn thời gian mở, khoá bằng cách cưỡng bức quá trình di chuyển điện tích nhờ dạng dòng điều khiển như hình 8

Hình 8 Dạng xung dòng điều khiển

Ở thời điểm mở, dòng IB1 có giá trị lớn hơn nhiều mức cần thiết để bão hoà BJT trong chế độ dẫn, IB(0n)= KBH.Ic Như vậy thời gian trễ khi mở td(on) va thời gian

mở tr(on) (khoảng 3 trên đồ thị hinh 7b) được rút ngắn

Dòng khoá IB2 cũng cần có biên độ lớn để rút ngắn thời gian trễ khi khoá td(off)

và thời gian khoá td(off) (khoảng 7 trên đồ thị hình 7b) Tuy nhiên dòng IB cũng làm nóng tiếp giáp trong BJT, cho nên giá trị biên độ cũng phải được hạn chế phù hợp theo các giá trị giới hạn cho trong các đặc tính kỹ thuận của nhà sản xuất

1.2.3 Tranzito MOSFET

1.2.3.1 Cấu tạo và nguyên lý hoạt động

Khác với cấu trúc của Tranzito BJT, MOSFET có cấu trúc cho phép điều khiển bằng điện áp với dòng điều khiển cực nhỏ

Hình 9 thể hiện cấu trúc bán dẫn và ký hiệu của MOSFET kênh dẫn kiểu n

Hình 9 Cấu trúc bán dẫn và ký hiệu

Trong đó G là cực điều khiển được cách ly hoàn toàn với cấu trúc bán dẫn còn lại bởi lớp điện môi rất mỏng nhưng có độ cách điện rất lớn đioxit – silic (SiO2) Hai cực còn lại là cực gốc S và cực máng D Nếu kênh dẫn là n thì các hạt mang điện là điện tử, do đó cực tính điện áp cực máng D sẽ là dương so với cực gốc S Cấu trúc của MOSFET kênh dẫn kiểu p cũng tương tự nhưng các lớp bán dẫn sẽ có kiểu dẫn điện ngược lại Tuy nhiên đa số các MOSFET công suất là loại có kênh dẫn kiểu n

Hình 10 mô tả sự tạo thành kênh dẫn trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET Kênh dẫn sẽ được hình thành khi điện áp cực điều khiển là dương UGS>0, và đủ lớn, bề mặt tiếp giáp cực điều khiển sẽ tích tụ các điện tử và một kênh dẫn thực sự đã hình thành (hình 10b), dòng điện bây giờ sẽ phụ thuộc vào điện áp UDS

1.2.3.2 Đặc tính tĩnh của một khoá MOSFET

Đặc tính tĩnh được thể hiện trên hình vẽ 11 Khi điện áp điều khiển UGS nhỏ hơn một ngưỡng nào đó khoảng cỡ 3V MOSFET ở trạng thái khoá Khi UGS cỡ 5÷7V MOSFET sẽ ở chế độ dẫn Thông thường người ta điều khiển MOSFET bằng điện áp điều khiển khoảng 15V để làm giảm điện áp rơi trên D và S Khi đó UDS sẽ gần như tỷ

lệ với dòng Id

Đặc tính tĩnh của MOSFET có thể được tuyến tính hoá chỉ bao gồm 2 đoạn thể hiện hai chế độ khoá và dẫn dòng Theo đặc tính này dòng qua MOSFET chỉ xuất hiện khi điện áp điều khiển vượt qua một giá trị ngưỡng UGS(th) Khi đó độ nghiêng của đường đặc tính tĩnh khi dẫn dòng đặc trưng bởi độ dẫn:

b) Mạch điện tương đươnga) Các thành phần tụ ký sinh giữa các lớp

Hình 12

1.2.3.3 Đặc tính đóng cắt của MOSFET

MOSFET có thể đóng cắt với tần số rất cao Để có thể đạt được thời gian đóng cắt nhanh thì vấn đề điều khiển là rất quan trọng Thành phần ảnh hưởng đến thời gian đóng cắt của MOSFET là tụ điện ký sinh giữa các cực

Hình 12a thể hiện các thành phần tụ điện ký sinh tạo ra giữa các lớp tiếp giáp trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET Tụ điện giữa cực điều khiển và cực gốc CGS phải được nạp đến điện áp UGS(th) trước khi dòng cực máng có thể xuất hiện Tụ giữa cực điều khiển và cực máng CGD có ảnh hưởng lớn đến giới hạn tốc độ đóng cắt của MOSFET

Hình 12b là sơ đồ tương đương của một MOSFET và các tụ ký sinh tương ứng Các tụ này thực ra có giá trị thay đổi tuỳ theo mức điện áp, ví dụ CGD thay đổi theo điện áp UDS giữa giá trị thấp CGD,Lvà giá trị cao CGD,H như được biểu diễn trên hình 13

Hinh 13 Sự phụ thuộc của tụ điện giữa cực G-D và UDS

*) Các thông số thể hiện khả năng đóng cắt của MOSFET

Thời gian trễ khi mở, khoá phụ thuộc giá trị các tụ ký sinh CGS, CGD, CDS tuy nhiên các thông số kỹ thuật của MOSFET thường được cho dưới dạng các trị số tụ

CISS, CRSS,COSS dưới những điều kiện nhất định như điện áp UDS, UGS

Có thể tính ra các tụ ký sinh như sau:

CGD =CRSS

CGS=CISS-CRSS

CDS=COSS-CRSS Việc tính các giá trị trung bình cho các tụ CGD và CDS với điện áp làm việc tương ứng theo công thức gần đúng như sau:

CGD =2(CRSS.làm việc).(UUS.làm việc/UDS.off)1/2

COSS =2(COSS.làm việc).(UDS.làm việc/UDS.off)1/2

*) Xác định công suất cho mạch điều khiển MOSFET

Các tài liệu kỹ thuật thường cho thông số điện tích nạp cho cực điều khiển

QG(c) dưới điện áp khi khoá giữa cực máng và cực gốc, UDS(off) cụ thể Khi đó công suất mạch điều khiển tính bằng:

Pđiều khiển = Ucc.Qg.fsw ( fsw là tần số đóng cắt của MOSFET) Tổn hao công suất do quá trình đóng cắt trên MOSFET được tính bằng:

PSW =2

1

UDS.ID.fsw.(ton+toff) Trong đó:

ID : dòng cực máng

UDS : điện áp giữa cực máng và cực gốc

Ton: thời gian mở của MOSFET

Toff: thời gián khoá của MOSFET

1.2.4 Tranzito có cực điều khiển cách ly, IGBT( Insulated Gate Bipolar Tranzito)

1.2.4.1 Cấu tạo và nguyên lý hoạt động

c) Sơ đồ tương đương b) cấu trúc bán dẫn b) ký hiệu

Hình 14IGBT có cấu trúc bán dẫn và ký hiệu như hinh 14a,b IGBT là phần tử kết hợp khả năng đóng cắt nhanh của MOSFET và khả năng chịu tải lớn của Tranzito thường

Về mặt điều khiển IGBT gần như giống hoàn toàn MOSFET, nghĩa là được điều khiển bằng điện áp, do đó công suất điều khiển rất nhỏ

Về mặt cấu trúc bán dẫn: IGBT rất giống với MOSFET, điểm khác nhau là có thêm lớp p nối với colector tạo nên cấu trúc p-n-p giữa emitor (cực gốc) và colector (cực máng), không phải là n-n như MOSFET Có thể coi IGBT tương ứng với một Tranzito p-n-p vơi dòng bazơ đuợc điều khiển bởi một MOSFET

Dưới tác dụng của điện áp điều khiển UGE>0, kênh dẫn với các hạt mang điện

là các điện tử được hình thành, các điện tử di chuyển về phía colector vượt qua tiếp giáp n-p tạo nên dòng colector

1.2.4.2 Đặc tính đóng cắt của IGBT

Do cấu trúc p-n--p mà điện áp thuận giữa C và E trong chế độ dẫn dòng ở IGBT thấp hơn so với ở MOSFET Tuy nhiên cũng do cấu trúc này mà thời gian đóng cắt của IGBT chậm hơn so với MOSFET, đặc biệt khi khoá lại

Trên hình 14c thể hiện cấu trúc tương đương của IGBT so với MOSFET và một Tranzito p-n-p Ký hiệu dòng qua IGBT gồm 2 thành phần: i1 là dòng qua MOSFET, i2 là dòng qua Tranzito Phần MOSFET trong IGBT có thể khoá lại nhanh chóng nếu xả hết được điện tích giữa G và E, do đó dòng i1 sẽ bằng 0 Tuy nhiên dòng

i2 sẽ không thể suy giảm nhanh được do lượng điện tích tích luỹ trong lớp n- (tương đương với bazơ của cấu trúc p-n-p) chỉ có thể mất đi do quá trình tự trung hoà điện tích Điều này dẫn đến xuất hiện vùng dòng điện kéo dài khi khoá một IGBT

a) Ảnh hưởng của điện áp âm khi khoá b) Ảnh hưởng của điện trở đầu vào RG

Hình 16

Hình 15 Yêu cầu đối với mạch điều khiển

GE

C

Rg

IGBT +Uge

-Uge

1.2.4.3 Yêu cầu với tín hiệu điều khiển IGBT

IGBT là phần tử điều khiển bằng điện áp, điện áp giữa cực điều khiển và emitor sẽ xác định chế độ khoá hay mở của IGBT

Mạch điều khiển IGBT có yêu cầu tối thiểu như biểu diễn ở hình 15

Tín hiệu mở có biên độ UGE, tín hiệu khoá có biên độ -UGE cung cấp cho mạch G-E qua điện trở Rg Mạch G-E được bảo vệ bởi điôt ổn áp ở mức Do có tụ ký sinh lớn giữa G và E nên kỹ thuật điều khiển như MOSFET có thể áp dụng Tuy nhiên điện khoá phải lớn hơn Nói chung tín hiệu điều khiển thường được chọn là

dt

dU CE

, giảm tổn thất năng lượng trong quá trình điều khiển, nhưng làm mạch điều khiển nhạy cảm hơn với điện cảm ký sinh trong mạch điều khiển (hình 16b)

Tổn hao công suất trung bình có thể tính bằng:

P=UGE.QG.fswTrong đó:

QG nạp cho tụ đầu vào, giá trị thường được cho trong tài liệu kỹ thuật của nhà sản xuất

fsw là tần số đóng cắt của IGBT

1.2.5 So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất

Hình 17 So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất

(số liệu ở đây được lấy từ năm 1995) Hình 17 thể hiện một cách hình ảnh so sánh tương đối giữa các phần tử công suất bán dẫn theo khả năng đóng cắt(Trong pham vi của khoá luận ta chỉ so sánh 4 phần tử: GTO, BJT, MOSFET, IGBT) Từ đó ta thấy được phạm vi ứng dụng của từng phần tử theo các dải điện áp, dòng điện và các tần số khác nhau

*) GTO (Gate Turn Off TIRISTO): Là phần tử làm việc ở dải tần số thấp nhất,

dưới 4KHz Nó được chế tạo cho khả năng đóng cắt về điện áp, dòng điện 1 chiều lớn nhất GTO được ứng dụng trong các bộ biến tần với công suất hàng trăm KW đến

công suất cực lớn hàng MW Tuy nhiên GTO có nhược điểm lớn đó là khả năng chịu

điện áp ngược rất thấp, hầu như không chịu được điện áp ngược

*) Tranzito MOSFET: Với tần số làm việc lớn nhất (hơn 100KHz) Tuy nhiên

do điện trở thuận khi dẫn dòng điện lớn nên MOSFET chỉ phù hợp với dòng điện cỡ 200A trở xuống và điện áp dưới 1000V MOSFET có khả năng đóng cắt dòng điện một chiều lớn như vậy mà nó lại được điều khiển bằng điện áp với dòng cực nhỏ Đây là

ưu điểm rất lớn của MOSFET, nhờ vậy các mạch điều khiển đơn giản rất phù hợp với các mạch điều khiển cho công suất nhỏ (dưới 200A)

*) Tranzito lưỡng cực, BJT: BJT có ưu thế hơn MOSFET ở khả năng chịu

dòng lớn hơn tới 750A và khả năng chịu dòng áp lớn hơn ( tới 1500V) Tuy nhiên để

có thể điều khiển dòng lớn như vậy thì BJT cũng cần có dòng điều khiển khá lớn

*) IGBT( Insulated Gate Bipolar Tranzitor): Có khả năng đóng cắt dòng điện

tới 2000A và điện áp dưới 2000V IGBT có cực điều khiển bằng điện áp, tần số đóng cắt cao hơn nhiều so với GTO (100KHz) qua đó IGBT là phần tử có tính ưu việt, nó kết hợp được điểm mạnh của MOSFET đó là khả năng đóng cắt nhanh và được điều khiển dễ dàng, cộng với ưu điểm của BJT là khả năng đóng cắt dòng điện lớn Nhờ thế IGBT ngày nay được sử dụng rộng rãi trong các bộ biến tần, tạo xung với công suất lớn Tuy nhiên ở thị trường Việt Nam thì việc tìm IGBT không phải là đơn giản

Đối với các linh kiện công suất thì việc toả nhiệt cho nó là một vấn đề phải được tính đến, do đó ta cần xem xét vấn đề này

1.2.6 Vấn đề toả nhiệt cho linh kiện công suất

Tổn hao công suất được tính bằng tích của dòng điện chạy qua phần tử với điện áp rơi trên phần tử biểu hiện dưới dạng nhiệt Nhiệt lượng toả ra tỷ lệ với giá trị trung bình của tổn hao công suất Trong quá trình làm việc, nhiệt độ của bản thân cấu trúc bán dẫn phải luôn dưới ở một giá trị cho phép (khoảng 120-1500C theo đặc tính kỹ thuật của phần tử), vì vậy nhiệt lượng sinh ra cần phải tiêu tán để đảm bảo yêu cầu kỹ thuật về nhiệt độ và độ bền của linh kiện điện tử

Nhiệt truyền từ nơi có nhiệt độ cao sang nơi có nhiệt độ thấp Nhiệt lượng trao đổi PT tỷ lệ với chênh lệch nhiệt độ theo hệ số, gọi là trở kháng truyền nhiệt RT Theo

PT: công suất phát nhiệt trên phần tử [w]

A: nhiệt lượng riêng, bằng nhiệt lượng làm cho nhiệt độ phần tử thay đổi 10C [J] B: công suất toả ra để nhiệt độ môi trường tăng thêm 10C [J]

θ: chênh lệch nhiệt độ giữa phần tử và môi trường [0C]

Viết lại phương trình vi phân trên dưới dạng:

PT = A θ B.θ

dt

d + (*) Giả sử ở thời điểm t=0 chênh lệch nhiệt độ là θ =0, nghiệm của phương trình (*) sẽ là: θ=θmax[1- T

t

eτ ] Trong đó:

là hằng số thời gian nhiệt

Hình18 Đường cong phát nhiệt

Đường cong thay đổi nhiệt độ được thể hiện trên hình 18 ứng với 2 công suất phát nhiệt khác nhau PT1>PT2 Dạng đường cong nhiệt độ như trên hình 18 chỉ đúng cho môi trường đồng nhất, ví dụ một bản nhôm hay đồng Tuy nhiên phần tử bán dẫn được gắn lên bộ phận toả nhiệt là một môi trường không đồng nhất vì thể tích nhỏ nên khả năng tích nhiệt kém sẽ tăng rất nhanh Nhiệt lượng từ phần tử truyền ra cánh toả nhiệt, rồi từ đó truyền ra môi trường Sẽ có sự chênh lệch nhiệt độ giữa phần tử, cánh toả nhiệt, môi trường Tương ứng giữa các bộ phận giáp nhau sẽ có trở kháng truyền nhiệt khác nhau

Mô hình hệ thống toả nhiệt được mô tả trên hình 19

Hình 19 Mô hình truyền nhiệt Hình 19 cũng thể hiện được nhiệt độ giảm từ phần tử Tj tới vở phần tử TV, tới cánh toả nhiệt Th và tới môi trường Tn

Dòng nhiệt truyền từ cấu trúc bán dẫn ra đến vỏ phần tử, từ vỏ đến cánh toả nhiệt và từ cánh toả nhiệt ra ngoài môi trường Giữa các môi trường tiếp giáp nhau thì

có trở kháng toả nhiệt là: Rth=Rth(j-v) , Rth(v-h), Rth(h-a)

Do đó trở kháng toả nhiệt sẽ bằng tổng trở kháng toả nhiệt giữa các vùng tiếp giáp nhau Rth=Rth(j-v) + Rth(v-h) + Rth(h-a)

Như vậy, nhiệt độ giả tưởng của cấu trúc bán dẫn sẽ là Tj = Ta+PT.Rth

Biểu thức này thường được sử dụng để xác định Rth cần thiết khi biết nhiệt độ giới hạn

T của phần tử, nhiệt độ làm việc của môi trường T và công suất phát nhiệt P

0 Hinh 20 Đồ thị nhiệt độ và công suất toả nhiệt lớn nhất cho phép Hình 20 mô tả đồ thị nhiệt độ và công suất toả nhiệt lớn nhất cho phép giữa công suất lớn có thể toả ra ngoài môi trường và nhiệt độ vỏ phần tử phụ thuộc nhau theo biểu thức:

R

T

v j th

− ) (

max , 25

( trong đó giả thiết nhiệt độ môi trường là 250C) Mối quan hệ giữa nhiệt độ và công suất toả nhiệt lớn nhất cho phép được thể hiện ở hình 20 Theo đó khi nhiệt độ cấu trúc bán dẫn bằng nhiệt độ cực đại cho phép

TJ,max thì công suất toả nhiệt sẽ bằng 0, đồng nghĩa với việc phần tử bán dẫn bị phá huỷ Các số liệu này ( đồ thị hình 20) cho mỗi phần tử bán dẫn được cho trong đặc tính

kỹ thuật của nhà sản xuất Để đảm bảo cấu trúc bán dẫn ở một nhiệt độ thích hợp ta phải gắn phần tử bán dẫn lên một cánh toả nhiệt

− ) (

max , 25

Theo mô hình truyền nhiệt trên hình 19 ta có :

Tj : nhiệt độ của cấu trúc bán dẫn, cho bởi nhà sản xuất

TV: nhiệt độ vỏ của phần tử

Th : nhiệt độ cánh tản nhiệt

Ta : nhiệt độ môi trường

Pth: tổn hao phát nhiệt trong phần tử, được tính toán bởi người sử dụng

Rth(j-v): trở kháng nhiệt giữa cấu trúc bán dẫn và vỏ cho bởi nhà sản xuất

Rth(v-h): trở kháng nhiệt giữa vỏ và cánh toả nhiệt, phụ thuộc hình dạng kích thước vỏ phần tử, cho bởi nhà sản xuất

Rth(h-a): trở kháng nhiệt giữa cánh toả nhiệt và môi trường cho bởi nhà sản xuất ra cánh toả nhiệt

Rth(h-a) = ( ( ) ( ))

max ,

max ,

h v th v j th th

a

P

T T

1.2.7 Vấn đề chung về dao động và khảo sát IC LM3524

1.2.7.1 Các vấn đề chung về tạo dao động

Mạch tạo dao động có thể tạo ra dao động có dạng khác nhau: xung sin, xung chữ nhật, xung tam giác, xung răng cưa…

Các tham số cơ bản của mạch tạo dao động gồm tần số, biên độ, điện áp, độ ổn định tần số, công suất Tuỳ thuộc vào mục đích sử dụng, khi thiết kế có thể đặc biệt quan tâm đến một vài thông số nào đó hoặc hạ thấp yêu cầu với các tham số khác, nghĩa là tuỳ vào yêu cầu sử dụng mà cân nhắc và xác định tham số một cách hợp lý

*) Điều kiện tạo dao động và đặc điểm của mạch tạo dao động

Hình 21 mô tả sơ đồ khối mạch tạo dao động theo nguyên tắc hồi tiếp Trong

đó (1) là khối khuyếch đại có hệ số khuyếch đại K = k.ejϕ và (2) là khối hồi tiếp có k

hệ số truyền đạt j ht

ht

K = ϕ Nếu đặt vào đầu vào tín hiệu X v và giả thiết

K.K ht =1 thì X'r =Xv vì X'r = K.K ht X v khi đó tín hiệu lối vào của mạch khyếch đại Xv và tín hiệu ra của mạch hồi tiếp X'r bằng nhau cả về biên độ và pha nên có thể

Hình 2121

mạch tạo dao động làm việc theo nguyên tắc hồi tiếp

Như vậy trong sơ đồ hình 21, chỉ có dao động mà tần số thoả mãn điều kiện

K.K ht =1 (1)

Vì Kvà K ht đều là những số phức nên (1) có thể viết lại như sau:

K.K ht = K.Kht e i(ϕk+ϕht) = 1 (2) Trong đó: K : modul hệ số khuyếch đại

Kht: modul hệ số hồi tiếp

ϕ : góc di pha của bộ khuyếch đại k

ϕ : góc di pha của mạch hồi tiếp ht

Có thể tách biểu thức (2) thành 2 biểu thức:

ϕ = ϕ + k ϕ = 2ht πn với n = 0,±1, ±2, (4) Như vậy ta nhận thấy: Mạch chỉ có thể tạo được dao động khi hệ số khuyếch đại có thể bù được tổn hao do mạch hồi tiếp gây ra, đây là điều kiện cân bằng về biên

độ (3) dao động chỉ có thể được phát sinh khi tín hiệu hồi tiếp về đồng pha với tín hiệu lối vào, điều kiện cân bằng pha (4)

1.2.7.2 Một số mạch tạo xung vuông

Có rất nhiều nguyên tắc để tạo ra xung vuông, một trong những nguyên tắc cơ bản đó là: sử dụng mạch không đồng bộ một trạng thái ổn định (đơn hài) và mạch không đồng bộ hai trạng thái không ổn định( đa hài)

*) Mạch không đồng bộ một trạng thái ổn định, đơn hài

Đây là loại mạch có một trạng thái ổn định bền trạng thái thứ hai chỉ ổn định trong một thời gian nhất định nào đó, sau đó mạch lại quay về trạng thái ổn định ban đầu

Để tạo mạch đơn hài ( hình 22 a) ta có thể sử dụng Tranzito hoặc dụng mạch

IC Qua đồ thị (hình 22b) ta có nhận xét sau: Mạch đơn hài sẽ tạo ra một xung có độ rộng là τ1 khi có một xung đưa vào lối vào Vin Độ rộng xung τ1 không phụ thuộc vào

độ rộng của xung lối vào τ2

*) Mạch không đồng bộ hai trạng thái không ổn định, đa hài

Mạch đa hài là mạch tự dao động, phát ra xung vuông với tần số và độ rộng phụ thuộc vào tham số RC của mạch, Mạch hoạt động theo nguyên tắc lật trạng thái Mạch chỉ ổn định trong một khoảng thời gian hạn chế nào đó, rồi tự động lật sang trạng thái kia và ngược lại, mạch tạo ra được xung vuông

Như vậy, bằng việc kết hợp mạch đa hài và đơn hài (hình 25) ta có thể tạo ra được xung vuông lối ra có tần số và độ rộng có thể thay dổi được

Đơn hài

Đa hài

Hình 25Ngày nay có rất nhiều các IC chuyên dụng phục vụ cho các mục đích khác nhau, với các thông số kỹ thuật tốt hơn hẳn so với các mạch rời rạc

LM3524

IC LM3524 có sơ đồ khối và sơ đồ chân ra như hình vẽ 26a,b

Hinh26a Sơ đồ khối

Hinh 26b Sơ đồ chân ra

LM3524 có một số thông số kỹ thuật sau:

- Điện nguồn nuôi: 8V÷ 40 V

- Dòng xung lớn nhất: 100mA

- Tần số lối ra lớn nhất: 100KHz

Từ sơ đồ khối hình 26a ta thấy:

Tần số lối ra phụ thuộc và thông CT và RT ở mạch ngoài Độ rộng xung có thể thay đổi được nhờ vào ngưỡng điện áp UN đưa vào chân 9 ( Compasation) ở hình 27 xung lối ra được đệm qua 2 Tranzito n-p-n hở colector do đó ta có thể chon mức logic lối ra phù hợp với nhu cầu sử dụng

INV INPUT 1

IN INPUT 2

OSC QUTPUT 3

+CL SENSE 4

- CL SENSE 5

RT 6

GND 8

LM3524

100K R4

100K R3

10K R1

10K R2

Rx Cx

10K R5

Un

VCC

Hình 28 Sơ đồ máy phát xung sử dụng LM3524

*) Nguyên tắc hoạt động của sơ đồ trên hình 28

- R1 và R2 được mắc vào 2 chân emittor 1 và emittor 2, chân 14 và chân 11 là

2 điện trở tải emittor cho 2 Tranzito lối ra, cực collector 1 và collector 2( chân 12 và chân 13) được mắc trực tiếp lên đương nguồn ( + Vc) Như vậy biên độ xung lối ra có giá trị điện áp xấp xỉ bằng điện áp nguồn nuôi ( + Vc)

- Tụ Cx được mắc vào chân 7 và Rx được mắc vào chân 6 Tần số xung lối ra (chân 3 hoặc chân 11,14) phụ thuộc vào trị số của Cx và Rx

- Chân 16 ( Chân tạo thế chuẩn 5V) được mắc với chân 2 qua điện trở R2

- Chân 9 mắc với chân1 bởi điện trở R4

Và như vậy hình thành một mạch khuếch đại offset với điện áp lối ra (chân 9) là hiệu của hai điện áp Vref bằng 5 V (chân 16) và điện áp ngưỡng Un đưa vào chân 1

- Khi cấp nguồn +Vc nhờ bộ tạo dao động mà xuất hiện xung răng cưa ở chân 7

- Tăng từ từ điện áp đưa vào chân 1 (Un) khi đến một giá trị điện áp Un* thì ở lối ra ( chân 14 và 11) có xung ra Nếu tiếp tục tăng Un thì độ rộng xung ra tăng cho đến khi mức cao và mức thấp cố độ rộng như nhau, lúc đó cho dù có tăng Un nữa thì

độ rộng xung lối ra không thay đổi ( xem hình 27)