Kỹ thuật điều chế 2 trạng thái cho nghịch lưu đa bậc

Ưu ñiểm chung của bộ nghịch lưu áp ña bậc : công suất của bộ nghịch lưu áp tăng lên; ñiện áp ñặt lên các linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình ñóng cắt của linh kiện cũ

MỤC LỤC

Chương 1: BỘ NGHỊCH LƯU ÁP 1

1.1 Giới thiêu chung 1

1.2 Phân loại bộ nghịch lưu áp 1

1.3 Nghịch lưu áp ña bậc 2

1.4 Các cấu hình cơ bản của bộ nghịch lưu áp ña bậc 2

1.4.1 Cấu hình dạng cascade (Cascade Inverter) 2

1.4.2 Cấu hình dạng Diode kẹp NPC (Diode Clamped Multilevel Inverter) 4

1.4.3 Những khó khăn khi thực hiện bộ nghịch lưu áp NPC 5

1.4.4 Quan hệ giữa hai cấu hình Cascade và NPC 7

1.4.5 Số linh kiện sử dụng trong bộ nghịch lưu NPC và Cascade 8

1.5 Nhận xét 8

Chương 2: CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU 9

2.1 Một số chỉ tiểu ñánh giá kỹ thuật PWM 9

2.1.1 Phạm vi ñiều chế tuyến tính 9

2.1.2 ðộ méo dạng dòng ñiện ngõ ra 9

2.1.3 Ảnh hưởng của deadtime và sụt áp trên linh kiện 10

2.1.4 Ảnh hưởng do mất cân bằng áp tụ 11

2.1.5 Vấn ñề Common Mode 11

2.1.6 Tần số ñóng ngắt và công suất tổn hao do ñóng ngắt 11

2.2 Kỹ thuật ñiều chế ñộ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM) 12

2.2.1 Nguyên lý thực hiện 12

2.2.2 Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật CBPWM 12

2.2.3 Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung SIN 13

2.2.4 Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung cải biến (Modified PWM hoặc Switching frequence optimal PWM method-SFO-PWM) 17

2.2.5 So sánh ñiện áp ngõ ra của SHPWM và SFO-PWM 19

2.2.6 Thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang 20

2.3 Kỹ thuật ñiều chế vector không gian (SVPWM) 21

2.3.1 Khái niệm vector không gian 21

2.3.2 Vector không gian của bộ nghịch lưu áp ña bậc 21

2.3.3 Phương pháp ñiều chế vector không gian 22

2.4 Mối quan hệ giữa CBPWM và SVPWM 27

2.5 Nhận xét 28

Chương 3: KỸ THUẬT ðIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN DÙNG SÓNG MANG 29

3.1 Những khái niệm căn bản 29

3.1.1 Mô hình ñiện áp của bộ nghịch lưu ña bậc 29

3.1.2 Mối quan hệ giữa sóng mang và mô hình ñiện áp 32

3.2 Phân tích mối quan hệ giữa SVPWM và CBPWM 34

3.2.1 Kỹ thuật ñiều chế 4 trạng thái 35

3.2.2 Kỹ thuật ñiều chế 3 trạng thái 37

3.2.3 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái 38

3.2.4 Kỹ thuật ñiều chế 1 trạng thái 39

3.3 Phân tích sai số trong kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái 40

3.3.1 Sai số của thành phần tích cực và thành phần offset 40

3.3.2 Các bước thực hiện giải thuật 2 trạng thái 40

3.3.3 Hàm offset của giải thuật 2 trạng thái 43

3.4 Nhận xét 43

Chương 4: KỸ THUẬT ðIỀU CHẾ HAI TRẠNG THÁI 44

4.1 Các bước thực hiện giải thuật 44

4.1.1 Tạo thành phần ñiện áp tích cực vx12 44

4.1.2 Xác ñịnh hàm offset tối ưu Common Mode 44

4.1.3 Chuyển mô hình ña bậc về mô hình chuẩn hai bậc 46

4.1.4 Xác ñịnh giá trị v0add và V’refx 47

4.1.5 Thu thập và phân tích dữ liệu 48

4.2 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái với bộ nghịch lưu NPC 3 bậc 49

4.2.1 Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra 49

4.2.2 Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ ñiện áp pha 55

4.2.3 Quan hệ giữ THD và m 56

4.2.4 So sánh kỹ thuật 2 trạng thái và 4 trạng thái 56

4.2.5 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái với bộ nghịch lưu NPC 5 bậc 57

4.2.6 Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra 58

4.2.7 Ảnh hưởng của hàm offset tối ưu common mode 61

4.2.8 Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ ñiện áp pha 62

4.2.9 Quan hệ giữ THD và m 63

4.3 Nhận xét 63

Chương 5: THỰC HIỆN KỸ THUẬT 2 TRẠNG THÁI 64

5.1 Tạo xung PWM bằng card DS1104 64

5.1.1 Tạo xung PWM bằng các khối PWM hỗ trợ bởi slave chip 64

5.1.2 Tạo xung PWM bằng các ngõ I/O hỗ trợ bởi master chip 65

5.2 Tạo thời gian deadtime 66

5.3 Mạch tạo xung kích IGBT 67

5.4 Mạch công suất 68

5.5 Thu thập và phân tích dữ liệu bằng oscilloscope TDS 2012 68

5.6 Kết quả thực nghiệm 69

5.6.1 Trường hợp tải có cosϕ = 0.8 69

5.6.2 Trường hợp tải có cosϕ = 0.3 70

5.6.3 Nhận xét 71

5.7 Hướng phát triển ñề tài 71

PHỤ LỤC 1 72

PHỤ LỤC 2 73

PHỤ LỤC 3 81

TÀI LIỆU THAM KHẢO 82

Chương 1

BỘ NGHỊCH LƯU ÁP

1.1 Giới thiêu chung

Bộ nghịch lưu áp cung cấp và ñiều khiển ñiện áp xoay chiều ở ngõ ra Nguồn ñiện áp một chiều có thể ở dạng ñơn giản như acquy, pin ñiện hoặc ở dạng phức tạp gồm ñiện áp xoay chiều ñược chỉnh lưu và lọc phẳng

Linh kiện trong bộ nghịch lưu áp có khả năng kích ñóng và kích ngắt dòng ñiện qua nó, tức ñóng vai trò một công tắc Trong các ứng dụng công suất vừa và nhỏ, có thể sử dụng transistor BJT, MOSFET, IGBT làm công tắc và ở phạm vi công suất lớn có thể sử dụng GTO, IGCT hoặc SCR kết hợp với bộ chuyển mạch

Với tải tổng quát, mỗi công tắc còn trang bị một diode mắc ñối song với nó Các diode mắc ñối song này tạo thành mạch chỉnh lưu cầu không ñiều khiển có chiều dẫn ñiện ngược với chiều dẫn ñiện của các công tắc Nhiệm vụ của bộ chỉnh lưu cầu diode là tạo ñiều kiện thuận lợi cho quá trình trao ñổi công suất ảo giữa nguồn một chiều và tải xoay chiều, qua ñó hạn chế quá ñiện áp phát sinh khi kích ngắt các công tắc

1.2 Phân loại bộ nghịch lưu áp

Bộ nghịch lưu áp có rất nhiều loại cũng như nhiều phương pháp ñiều khiển khác nhau, có thể phân loại như sau:

• Theo số pha ñiện áp ñầu ra: 1 pha, 3 pha

• Theo số bậc ñiện áp giữa một ñầu pha tải và một ñiểm ñiện thế chuẩn trên mạch (phase to pole voltage): 2 bậc (two level), ña bậc (multi – level , từ 3 bậc trở lên)

• Theo cấu hình của bộ nghịch lưu: dạng cascade (Cascade inverter), dạng diode kẹp NPC (Neutral Point Clamped Multilevel Inverter), hoặc dạng dùng tụ ñiện thay ñổi (Flying Capacitor Multilevel Inverter)…

• Theo phương pháp ñiều khiển:

o Phương pháp ñiều rộng

o Phương pháp ñiều biên

o Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung sin (Sin PWM)

o Phương pháp ñiều chế ñộ rộng sung sin cải biến (Modifield SPWM)

o Phương pháp ñiều chế vector không gian (Space vector modulation, hoặc Space vector PWM)

o Phương pháp Discontinuous PWM

1.3 Nghịch lưu áp ña bậc:

Trong những năm gần ñây nhiều ứng dụng công nghiệp yêu cầu nguồn ñiện có công suất lớn với ñiện áp cao Những ñộng cơ ñiện áp lớn có công suất vào khoảng megawatt Với những yêu cầu như vậy không thể chỉ dùng một khóa bán dẫn trong các bộ nghịch lưu áp, vì vậy những cấu trúc biến tần ña bậc ñã ñược nghiên cứu và sử dụng Cấu trúc ña bậc không những tạo ñược nguồn ñiện công suất lớn mà còn có thể sử dụng với những nguồn năng lượng tái sinh (renewable energy) như : năng lượng mặt trời, năng lượng gió…

Khái niệm biến tần ña bậc ( từ ba bậc trở lên) ñược giới thiệu lần ñầu tiên năm 1975, từ ñó nhiều cấu hình khác nhau ñược nghiên cứu phát triển ðiểm chung cốt lõi của những cấu hình này là tạo ra nguồn có công suất lớn

và ñiện áp cao bằng cách dùng những khóa bán dẫn mắc nối tiếp và nhiều nguồn DC có ñiện áp thấp hơn Những khóa bán dẫn này ñược ñiều khiển ñóng cắt ñể tạo ñiện áp ñầu ra có dạng bậc thang.Tụ ñiện, pin ñiện, và những nguồn năng lượng tái sinh ñều có thể ñược dùng như những nguồn

DC trong các cấu hình nói trên

Ưu ñiểm chung của bộ nghịch lưu áp ña bậc : công suất của bộ nghịch lưu áp tăng lên; ñiện áp ñặt lên các linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình ñóng cắt của linh kiện cũng giảm theo; với cùng tần số ñóng cắt, các thành phần sóng hài bậc cao của ñiện áp ra giảm nhỏ hơn so với trường hợp bộ nghịch lưu áp hai bậc

Bên cạnh những ưu ñiểm trên, một trong những nhược ñiểm chung của các cấu hình ña bậc là phải sử dụng nhiều khóa bán dẫn Mặc dù có thể những khóa bán dẫn giá trị ñịnh mức thấp nhưng mỗi khóa bán dẫn ñều cần

có mạch kích ñi kèm với chúng ðiều này có thể làm cho giá thành của cả

hệ thống tăng cao

1.4 Các cấu hình cơ bản của bộ nghịch lưu áp ña bậc

1.4.1 Cấu hình dạng cascade (Cascade Inverter):

Sử dụng các nguồn DC riêng, thích hợp trong trường hợp sử dụng nguồn DC có sẵn, ví dụ dưới dạng acquy, battery Cascade inverter gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ nghịch lưu áp dạng cầu một pha này có các nguồn DC riêng

Bằng cách kích ñóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba mức ñiện áp (-U, 0, U) ñược tạo thành Sự kết hợp hoạt ñộng của n

bộ nghịch lưu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng mức ñiện áp theo chiều âm (-U, -2U, -3U,-4U, –nU), n khả năng mức ñiện áp theo chiều dương (U, 2U, 3U, 4U,…nU) và mức ñiện áp 0 Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồm n bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu (2n+1) bậc

Hình 1.1 Cascade Inverter 9 bậc Tần số ñóng ngắt trong mỗi module của dạng mạch này có thể giảm

ñi n lần và dv/dt cũng giảm ñi như vậy ðiện áp trên áp ñặt lên các linh kiện giảm ñi 0,57n lần, cho phép sử dụng IGBT ñiện áp thấp Các bộ nghịch lưu cầu một pha ñược chế tạo theo dạng Module ñiều này giúp giảm thời gian

và chi phí lắp ñặt Tuy nhiên cấu hình này chỉ thích hợp với những ứng dụng có sẵn nhiều nguồn DC

Hình 1.2 Cascade Inverter với các module 3 pha Ngoài dạng mạch gồm các bộ nghịch lưu áp một pha, mạch nghịch lưu áp ña bậc còn có dạng ghép từ ngõ ra của các bộ nghịch lưu áp ba pha Cấu trúc này cho phép giảm dv/dt và tần số ñóng ngắt còn 1/3 Mạch cho phép sử dụng các cấu hình nghịch lưu áp ba pha chuẩn Mạch nghịch lưu

ñạt ñược sự cân bằng ñiện áp các nguồn DC, không tồn tại dòng cân bằng giữa các module Tuy nhiên, cấu tạo mạch ñòi hỏi sử dụng các máy biến áp ngõ ra

1.4.2 Cấu hình dạng Diode kẹp NPC (Diode Clamped Multilevel Inverter)

Hình 1.3 NPC inverter 6 bậc

Sử dụng thích hợp khi các nguồn DC tạo nên từ hệ thống ñiện AC

Bộ nghịch lưu ña bậc chứa các cặp diode kẹp có một mạch nguồn DC ñược phân chia thành một số cấp ñiện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ ñiện mắc nối tiếp.Giả sử nhánh mạch DC gồm n nguồn có ñộ lớn bằng nhau mắc nối tiếp ðiện áp pha - nguồn DC (phase to pole voltage) có thể ñạt ñược (n+1) giá trị khác nhau và từ ñó bộ nghịch lưu ñược gọi là bộ nghịch lưu áp (n+1) bậc

Ví dụ trong hình 1.3 là bộ nghịch lưu áp 6 bậcñiện áp ở ngõ ra có 6 giá trị, tương ứng với những trạng thái ñóng cắt của các khóa bán dẫn như sau:

Bảng 1.1 Các trạng thái ñóng cắt của bộ nghịch lưu NPC 5 bậc Trên mỗi pha, các cặp khóa bán dẫn kích ñối nghịch Trên pha A các cặp ñó là (Sa1,Sa’1), (Sa2,Sa’2), (Sa3,Sa’3), (Sa4,Sa’4), (Sa5,Sa’5) hay: Saj + Sa’j = 1;

1.4.3 Những khó khăn khi thực hiện bộ nghịch lưu áp NPC Mặc dù không cần sử dụng máy biến áp ở ñầu ra nhưng cấu hình NPC ñòi hỏi phải có các diod kẹp, số lượng Diod kẹp tỉ lệ với bình phương

số bậc Bộ nghịch lưu bậc n cần dùng (n-1)*(n-2) Diod

Sự phân bố ñiện áp không ñồng ñều trên các linh kiện: Trong cấu hình NPC ñiện áp trên các khóa bán dẫn ñược giảm ñi n lần nhờ tụ và các diod kẹp, nhờ dó có thể sủ dụng những khóa bán dẫn có giá trị ñịnh mức thấp Tuy nhiên các diod lại phải khóa những mức ñiện áp ngược khác nhau, ñiều này ñòi hỏi phải sử dụng những diod có giá trị ñịnh mức khác nhau, hoặc ghép nối tiếp nhiều diod có cùng giá trị ñịnh mức lại với nhau ðiều này làm tăng giá thành ñồng thời giảm ñộ tin cậy của bộ nghịch lưu Trong hình 1.3, khi các khóa S’a1 ñến S’a5 ñều dẫn diod D4 phái khóa ñược mức áp 4Vdc Tương tự D3 phái khóa ñược mức áp 3Vdc, D2 là 2Vdc, D1 là 1Vdc

Thêm vào ñó, các khóa bán dẫn trong cấu hình NPC cũng có tần suất ñóng cắt khác nhau, ñặc biệt khi chỉ số ñiều chế thấp, các khóa bán dẫn ở phía ngoài hầu như không thay ñổi trạng thái ðiều này sẽ ñược nói rõ trong quá trình làm mô phỏng

Sự mất cân bằng ñiện áp tụ: Sự mất cân bằng ñiện áp trên tụ phát sinh trong quá trình nạp xả của tụ khi có dòng ñiện ñi vào hoặc ñi ra khỏi ñiểm giữa của chuỗi tụ ñiện mắc nối tiếp.Tức là khi một pha ñược kẹp ở mức áp 0V Sự mất cân bằng này làm méo dạng ñiện áp ñầu ra, ñồng thời làm ñiện

áp phân bố trên các khóa bán dẫn không còn ñồng ñều, có thể dẫn ñến hiện tượng quá ñiện áp trên khóa bán dẫn Hiện tượng này ñược giải thích thông qua một số tổ hợp ñóng cắt của các khóa (bảng 1.2)

Hình 1.4 NPC inverter 5 bậc với các diod mắc nối tiếp

Ta thấy rằng, có những trạng thái ñóng cắt làm cho ñiện áp của một

tụ tăng lên, trong khi những trạng thái khác làm ñiện áp của tụ ñó giảm ñi Tuy vậy thời gian tác ñộng của từng trạng thái lại khác nhau, ñồng thời trật

tự ñóng cắt của các trạng thái thay ñổi trong quá trình ñiều khiển, vì vậy sự mất cân bằng ñiện áp trên tụ rất khó ñiều khiển, ñặc biệt khi số bậc tăng cao dẫn ñến tăng số tụ ñiện

VA = VB = VC = Vdc/2 VA = Vdc/2 VB = VC = -Vdc/2 ðiện áp trên tụ không thay ñổi do không có dòng qua ñiểm giữa hai tụ

VA = 0V VB = VC = -Vdc/2

VCd2 giảm; VCd1 tăng

VA = Vdc/2 VB = VC =0V VCd1 giảm; VCd2 tăng

VA = Vdc/2 VB = 0V

VC = -Vdc/2 Dòng qua ñiểm trung tính không xác ñịnh do vậy ñiện áp trên hai tụ cũng không thể xác ñịnh ñược

Bảng 1.2 Hiện tượng mất cân bằng áp tụ 1.4.4 Quan hệ giữa hai cấu hình Cascade và NPC Những nhược ñiểm trên làm cho bộ nghịch lưu NPC hiện tại chỉ có thể thực hiện ở bậc 5 Tuy nhiên những giải thuật ñiều khiển dùng cho bộ nghịch lưu NPC hoàn toàn có thể ñược áp dụng cho bộ nghịch lưu Cascade;

ñể tránh vấn ñề cân bằng áp tụ, nhờ sự tương quan về các trạng thái ñóng cắt ñược trình bày trong hình 1.5

VAO S1a S2a S3a S4a S1a’ S2a’ S3a’ S4a’

Các cấu hình ña bậc ñều có ưu ñiểm và nhược ñiểm riêng, việc lựa chọn cấu hình ña bậc phải phù hợp với những ứng dụng có sẵn cũng như khả năng ñiều khiển và vấn ñề kinh tế

Chương 2 CÁC KỸ THUẬT ðIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU

2.1 Một số chỉ tiểu ñánh giá kỹ thuật PWM

2.1.1 Phạm vi ñiều chế tuyến tính Còn gọi là giới hạn ñiều khiển ñược Trong vùng ñiều chế tuyến tính giá trị ñiện áp ñầu ra tỉ lệ với tín hiệu ñiều khiển Ngoài vùng ñiều chế tuyến, vùng quá ñiều chế, quan hệ giữa ñiện áp ñầu ra và tín hiệu ñiều khiển trở nên phi tuyến, làm xuất hiện các sóng hài tần số thấp ở ngõ ra, giảm chất lượng dòng ñiện và ñiện áp.Phạm vi ñiều chế tuyến tính càng lớn, ñiện áp thu ñược ở ngõ ra càng lớn Phạm vi ñiều chế tuyến tính ñược xác ñịnh bằng chỉ số ñiều chế lớn nhất mà một phương pháp ñiều khiển có thể ñạt ñược Chỉ số ñiều chế (Modulation Index) m: ñược ñịnh nghĩa như tỉ số giữa biên ñộ thành phần hài cơ bản tạo nên bởi phương pháp ñiều khiển và biên ñộ thành phần hài cơ bản ñạt ñược trong phương pháp ñiều khiển sáu bước (sixstep)

ðộ méo dạng ñược ñánh giá bằng thông số Tổng ñộ méo dạng hài THD (total harmonics distortion)

2 2 1

n n

I THD

Nếu dòng ñiện không chứa thành phần DC, ñộ méo dạng dòng ñiện

có thể ñược tính như sau:

2 2 1

n

U WTHD

2.1.3 Ảnh hưởng của deadtime và sụt áp trên linh kiện

Hình 2.1 Ảnh hưởng của Deadtime Với các khóa kích ñối nghịch, hai khóa không ñược dẫn cùng lúc, vì như vậy sẽ gây ra ngắn mạch nguồn DC và làm hư hỏng linh kiện Vì vậy, trong quá trình chuyển mạch, một khóa phải hoàn toàn ngừng dẫn khóa kia mới ñược kích ðể bảo ñảm ñiều này một khoảng thời gian trễ ñược thêm vào trong tín hiệu ñiều khiển, thời gian trễ này gọi là deadtime

Việc chọn deadtime phụ thuộc vào tốc ñộ chuyển mạch của linh kiện

và ñược lấy sao cho tdeadtime > toff max của linh kiện Trong ñó, toff = toff delay +

tfall Thông thường trong các ứng dụng công nghiệp td = 1- 5µs

Dựa vào hình 2.1 ta thấy khi thêm td vào xung kích, thời gian dẫn của linh kiện sẽ tăng hoặc giảm một lượng tương ứng, phụ thuộc vào chiều dòng ñiện Nếu dòng ñiện dương, ñiện áp pha trung bình trong chu kỳ sóng mang ñó sẽ giảm Nếu dòng ñiện âm ñiện áp pha trung bình trong chu kỳ sóng mang ñó tăng.ðiều này gây ra sai số ñiện áp là:

.

c d tu

U f t V

áp trên diod và UT là sụt áp trên IGBT thì tổng sai số ñiện áp là:

2

2.1.4 Ảnh hưởng do mất cân bằng áp tụ Hiện tượng mất cân bằng áp tụ ñã ñược giải thích ở chương 1 Ta dễ dàng thấy rằng khi có hiện tượng cân bằng áp tụ và sai số ñiện áp do

bậc của bộ nghịc lưu ðiều này góp phần làm ảnh hưởng ñến chất lượng dòng ñiện ngõ ra

2.1.5 Vấn ñề Common Mode Trước ñây vấn ñề ñiện áp Common Mode không ñược chú ý, nhưng khi các bộ nghịch lưu ñược ñưa vào sử dụng rộng rãi trong các nhà máy công nghiệp dẫn ñến sự gia tăng các sự cố về ổ ñỡ của máy ñiện; khi ñó người ta mới phát hiện ra ảnh hưởng của ñiện áp Common Mode

Hình 2.2 ðiện áp Common Mode ðiện áp Common Mode phát sinh do dòng ñiện commom mode gây

ra (dòng ñiện này chạy trên trục máy ñiện), ñiện áp common mode có ñộ biển thiên dv/dt cao, dẫn ñến giảm chất lượng của chất bôi trơn trong các ổ

ñỡ làm chúng bị mòn nhanh và hư hỏng Ngoài ra ñiện áp common mode còn gây nhiễu ñiện từ và gây tác ñộng sai cho các thiết bị ñìều khiển Trong các kỹ thuật PWM hiện ñại luôn cố gắng giảm thiều ảnh hưởng của ñiện áp common mode

2.1.6 Tần số ñóng ngắt và công suất tổn hao do ñóng ngắt:

Công suất tổn hao xuất hiện trên linh kiện bao gồm hai thành phần: tổn hao công suất khi linh kiện ở trạng thái dẫn ñiện Pon và tổn hao công suất ñộng Pdyn Tổn hao công suất Pdyn tăng lên khi tần số ñóng ngắt của linh kiện tăng lên Tần số ñóng ngắt của linh kiện không thể tăng lên tùy ý

vì những lí do sau:

Công suất tổn hao trên linh kiện tăng lên tỉ lệ với tần số ñóng ngắt Linh kiện công suất lớn thường gây ra công suất tổn hao ñóng ngắt lớn hơn

Do ñó, tần số kích ñóng của nó phải giảm cho phù hợp, ví dụ các linh kiện GTO công suất MW chỉ có thể ñóng ngắt ở tần số khoảng 100Hz

Các qui ñịnh về tương thích ñiện từ (Electromagnet Compatibility – EMC) qui ñịnh khá nghiêm ngặt ñối với các bộ biến ñổi công suất ñóng ngắt với tần số cao hơn 9KHz

2.2 Kỹ thuật ñiều chế ñộ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM)

2.2.1 Nguyên lý thực hiện Giản ñồ kích ñóng các công tắc bộ nghịch lưu dựa trên cơ sở so sánh hai tín hiệu cơ bản:

• Sóng mang tam giác uc (carier signal) tần số cao

• Sóng ñiều khiển ur (reference signal) (hoặc sóng ñiều chế - modulating signal)

Việc so sánh ñược thực hiện trong từng chu kỳ sóng mang ñể tạo ra mức áp mong muốn Tần số sóng mang càng cao, lượng sóng hài bậc cao bị khử càng nhiều Tuy nhiên tần số sóng mang cao dẫn ñến tần số ñóng ngắt cũng tăng cao làm cho tổn hao phát sinh trong quá trình ñóng ngắt các công tắc tăng theo Ngoài ra, các linh kiện còn ñòi hỏi có thời ñóng ton, và ngắt toff

nhất ñịnh Các yếu tố này hạn chế việc chọn tần số sóng mang

Sóng ñiều khiển mang thông tin về ñộ lớn trị hiệu dụng và tần số sóng hài cơ bản của ñiện áp ở ngõ ra Trong trường hợp bộ nghịch lưu áp ba pha, ba sóng ñiều khiển phái ñược lệch pha nhau 1/3 chu kỳ của nó

ðối với bộ nghịch lưu áp n bậc, số sóng mang ñược sử dụng là (n-1) Chúng có cùng tần số fc và cùng biên ñộ ñỉnh - ñỉnh Ac Sóng ñiều chế

nó thay ñổi xung quanh trục tâm của hệ thống (n-1) sóng mang Nếu sóng ñiều khiển lớn hơn sóng mang nào ñó thì linh kiện tương ứng với sóng mang ñó sẽ ñược kích ñóng, ngược lại nếu sóng ñiều khiển nhỏ hơn sóng mang thì linh kiện ñó sẽ bị khoá kích

2.2.2 Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật CBPWM

• Bố trí cùng pha – PD (In Phase Disposition): tất cả các sóng mang ñều cùng pha

Hình 2.3 Sóng mang PD

• Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 ñộ - APOD (Alternative Phase Opposition Disposition)

Hình 2.4 Sóng mang APOD

• Bố trí ñối xứng qua trục zero – POD (Phase Opposition Disposition): các sóng mang nằm trên trục zero sẽ cùng pha nhau, ngược lại các sóng mang cùng nằm dưới trục zero sẽ bị dịch ñi 180 ñộ

Hình 2.5 Sóng mang POD Trong các phương pháp bố trí sóng mang, phương pháp bố trí các sóng mang ña bậc cùng pha – PD cho ñộ méo dạng áp dây nhỏ nhất ðối với bộ nghịch lưu áp ba bậc, phương pháp POD và APOD cho cùng kết quả dạng sóng mang

2.2.3 Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung SIN Phương pháp này còn có tên Subharmonic PWM (SH-PWM), Multilevel carier based PWM Trong phương pháp này tín hiệu ñiều khiển

Khi giá trị ma > 1, biên ñộ tín hiệu ñiều chế lớn hơn tổng biên ñộ sóng mang thì biên ñộ hài cơ bản của ñiện áp ra tăng không tuyến tính theo

(1) m SHPWM_max

ma Lúc này, bắt ñầu xuất hiện lượng sóng hài bậc cao tăng dần cho ñến khi ñạt ở mức giới hạn cho bởi phương pháp 6 bước Trường hợp này còn ñược gọi là quá ñiều chế (overmodulation) hoặc ñiều chế mở rộng Phương pháp Sin PWM ñạt ñược chỉ số ñiều chế lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên ñộ sóng ñiều chế bằng tổng biên ñộ sóng mang :

(2.6)

Với U là ñiện áp DC

Hình 2.6 Phạm vi ñiều khiển tuyển tính của phương pháp SHPWM Dưới ñây là những kết quả mô phỏng dùng phương pháp SH-PWM cho bộ nghịch lưu NPC 3 bậc Việc phân tích chỉ cần thực hiện trên pha A Xung kích cho các linh kiện Sa1, Sa2, Sa3, Sa4 ñược thiết lập trên cơ sở so sánh giữa sóng ñiều khiển ura và các sóng mang uc1, uc2, uc3, uc4 Xung kích cho các khóa Sa’1, Sa’2, Sa’3, Sa’4 ñược tạo ra bằng cách ñảo các xung kích Sa1, Sa2, Sa3, Sa4

Trong mô phỏng này ta chọn ma = 0.8; mf = 40; tải ñấu dạng sao có cosφ=0.85 (R= 5Ω; L= 0,01H )

Các trạng thái ñóng cắt của bộ nghịch lưu 5 bậc NPC

V out Sa1 Sa2 Sa3 Sa4 Sa4’ Sa3’ Sa2’ Sa1’ Ký hiệu

Hình 2.7 Pha A của bộ nghịch lưu 5 bậc NPC

Hình 2.8 Tương quan giữa sóng mang - sóng ñìều khiển và xung kích của các khóa tương ứng

Trong hình 2.8: Tại một thời ñiểm tín hiệu ñiều chế chỉ so sánh với 1 sóng mang, do ñó chỉ có các linh kiện tương ứng với sóng mang ñó chuyển mạch; các linh kiện còn lại giữ nguyên trạng thái

Hình 2.9 Dòng ñiện trên pha A

2.2.4 Phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung cải biến (Modified PWM

hoặc Switching frequence optimal PWM method-SFO-PWM) Theo tác giả Ahmet Hava, Trong hầu hết các máy ñiện xoay chiều và các ứng dụng ñiện ba pha, ñiểm trung tính của tải ñều ñược cách ly với ñất,

vì vậy không có dòng ñiện từ ñiểm trung tính xuống ñất Do vậy ñiện áp giữa trung tính nguồn và trung tính tải có thể thay ñổi ðiều này cho phép cộng hoặc trừ thành phần thứ tự không vào sóng ñiều chế Thành phần ñiện

áp thứ tự không này còn ñược gọi là ñiện áp offset Việc lựa chọn hàm offset thích hợp có thể cải tiến ñược chất lượng của ñiện áp và dòng ñiện ñầu ra và ñạt ñược những mục tiêu như : Mở rộng phạm vi ñiều chế, giảm tổn hao ñóng cắt, cân bằng áp tụ…

Tuy nhiên như ñã ñề cập ở phần trên, tồn tại dòng ñiện giữa trung tính tải và trung tính nguồn, việc giải thích trên chỉ ñúng khi không xét tới ảnh hưởng của ñiện áp Common mode

Thực tế khi cộng hoặc trừ các tín hiệu ñiều khiển với cùng một giá trị offset, các tín hiệu ñiều khiển sẽ bị dịch lên hoặc xuống cùng một ñộ lớn.(hình 2.6) Do ñó giá trị ñiện áp trung bình trong một chu kỳ sóng mang

sẽ thay ñổi cùng một giá trị, nên ñiện áp dây ỡ ngõ ra sẽ không ñỏi Hơn nữa dù trong mỗi chu kỳ sóng mang, thành phần offset chỉ là một giá trị số, nhưng xét trong một chu kỳ của tín hiệu ñiều chế, thành phần offset là một hàm bội ba (có tần số gấp 3 lần tần số của sóng ñiều khiển) Thành phần bội

ba này bị triệt tiêu hoàn toàn trong ñộng cơ không ñồng bộ ba pha

Nguyên lý của phương pháp ñộ rộng xung cải biến ñược mô tả như hình sau:

Hình 2.11 Phương pháp ñộ rộng xung cải biến

Những phương pháp ñiều khiển khác nhau có hàm offset khác nhau Việc tồn tại nhiều khả năng thiết lập hàm offset ñã tạo ñiều kiện cho nhiều phương pháp ñiều khiển khác nhau ñược giới thiệu bởi nhiều tác giả Một trong các tín hiệu thứ tự không có thể chọn bằng giá trị trung bình của giá

trị tín hiệu lớn nhất và giá trị nhỏ nhất trong ba pha tín hiệu ñiều chế Phương pháp này gọi la SFO-PWM

Phương pháp này cho phép thực hiện ñiều khiển tuyến tính ñiện áp tải với chỉ số ñiều chế nằm trong phạm vi 0 < m < 0.907, biên ñộ sóng hài ñiện áp ñạt giá trị cực ñại bằng U / 3 ứng với chỉ số ñiều chế:

(2.7)

Gọi V*a, V*b, V*c là các tín hiệu ñiều khiển của phương pháp ñiều chế PWM Tín hiệu ñiều khiển của phương pháp SFO-PWM có dạng toán học như sau:

Việc cộng hàm offset vào làm cho giá trị lớn nhất của sóng ñiều khiển sẽ nhỏ hơn so với trường hợp sóng sin trong kỹ thuật SHPWM Vì vậy ta có thể tăng chỉ số ñiều chế lên nhưng vẫn ñảm bảo sóng ñiều chế không vượt ra khỏi sóng mang Như trong hình 2.12, biên ñộ sóng ñiều khiển sau khi hiệu chỉnh nhỏ hơn giới hạn biên ñộ sóng mang ( bằng 4) dù sóng sin ban ñầu có biên ñộ lớn hơn 4

Hình 2.12 Tín hiệu ñiều chế cải biến

Hình 2.14 Dòng ñiện trên pha A

(1) m SFO-PWM_max

Hình 2.13 ðiện áp trên pha A VA và ñiện áp dây VAB

Hình 2.15 Phạm vi ñiều khiển tuyến tính của phương pháp PWM

SFO-2.2.5 So sánh ñiện áp ngõ ra của SHPWM và SFO-PWM ðiện áp và dòng ñiện ngõ ra của hai phương pháp SHPWM và SFOPWM ứng với chỉ số ñiều chế lớn nhất của mỗi phương pháp

Bảng 2.2 So sáng SHPWM và SFO-PWM

Vậy bằng việc cộng thêm thành phần offset ñiện áp ngõ ra cực ñại ñã ñược tăng thêm 15,32% so với ñiện áp lớn nhất mà phương pháp SHPWM

có thể ñạt ñược với cùng một nguồn ñiện áp DC

2.2.6 Thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang:

Khi thực hiện kỹ thuật PWM bằng kỹ thuật số, tín hiệu ñiều chế có giá trị không ñổi trong một chu kỳ sóng mang Khi ñó ta có thể tính ñược thời gian dẫn của khóa bán dẫn trong từng chu kỳ sóng mang như sau:

Hình 2.16 Tính thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang

Từ ví dụ trên ta thấy rằng, ñể xác ñịnh thời gian dẫn của các linh kiện trong từng chu kỳ sóng mang, ta chỉ cần quan tâm ñến khoảng cách từ tín hiệu ñiều khiển ñến ñường biên dưới của sóng mang chứa tín hiệu ñiều khiển ñó Vì vậy trong giải thuật ñiều khiển ta có thể chuyển sơ ñồ so sánh của bộ nghịch lưu ña bậc với nhiều sóng mang thành sơ ñồ so sánh tương ñương hai bậc với một sóng mang

Bằng phương pháp này tác giả Nguyễn Văn Nhờ và Hong Hee Lee

ñã ñưa ra một giải thuật có tính tổng quát cho bộ nghịch lưu bậc n bất kỳ ðây cũng là nội dung chính của luận văn và sẽ ñược trình bày trong các chương tiếp theo

u rb = 0.4

u rc = 2.2

u ra =3.8

u’ ra =0.8 u’ rb =0.4 u’ rc =0.2

= Trên pha B khóa Sb4 dẫn với thời gian:

_ 0.4 0 1

=

T s

2.3 Kỹ thuật ñiều chế vector không gian (SVPWM)

Kỹ thuật ñiều chế vector không gian (Space vector modulation – hoặc Space vector PWM) xuất phát từ những ứng dụng của vector không gian trong máy ñiện xoay chiều, sau ñó ñược mở rộng triển khai trong các

hệ thống ñiện ba pha Phương pháp ñiều chế vector không gian và các dạng cải biến của nó có tính hiện ñại, giải thuật chủ yếu dựa vào kỹ thuật số và là các phương pháp ñược sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong lĩnh vực ñiện tử công suất liên quan ñến ñiều khiển các ñại lượng xoay chiều ba pha như ñiều khiển truyền ñộng ñiện xoay chiều, ñiều khiển các mạch lọc tích cực, ñiều khiển các thiết bị công suất trên hệ thống truyền tải ñiện

2.3.1 Khái niệm vector không gian Vector không gian và phép biến hình vector không gian Cho ñại lượng ba pha cân bằng va, vb, vc, tức thỏa mãn hệ thức:

va + vb + vc = 0 Phép biến hình từ các ñại lượng 3 pha va, vb, vc sang ñại lượng vector theo hệ thức:

2 ( a . b )c

2.3.2 Vector không gian của bộ nghịch lưu áp ña bậc:

Với bộ nghịch lưu áp NPC 3 bậc trên mỗi pha có 3 trạng thái ñóng cắt, do ñó có tất cả 27 trạng thái ñóng cắt của các khóa bán dẫn trên ba pha Ứng với mỗi trạng thái ñóng cắt này là một vector không gian

Hình 2.17 Bộ nghịch lưu NPC ba bậc và các tổ hợp ñóng cắt trên một pha

Hình 2.18 Các vector và trạng thái ñóng cắt tương ứng (NPC 3 bậc) Các vector này khi ñược biểu diễn trên mặt phẳng α β− tạo thành một hình lục giác ñều như sau:

Hình 2.19 Vector không gian của bộ nghịch lưu NPC 3 bậc 2.3.3 Phương pháp ñiều chế vector không gian

Phương pháp ñiều khiển sáu bước (six step) tạo nên sự dịch chuyển nhảy cấp tuần hoàn của vector không gian giữa sáu vị trí ñỉnh của hình lục giác ðiều này làm quá trình ñiện áp pha tải nghịch lưu hình thành chứa nhiều thành phần sóng hài bậc cao

Hệ quả là quỹ ñạo vector không gian bị biến ñổi về pha và biên ñộ so với trường hợp áp ba pha tải dạng sin Mặt khác, phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung dạng sin dù tạo ra ñiện áp pha tải gần dạng sin nhưng chỉ có thể ñảm bảo phạm vi ñiều khiển tuyến tính thành phần ñiện áp cơ bản của pha

tải ñến biên ñộ Ud /2 Phương pháp ñiều chế vector không gian khắc phục các nhược ñiểm của hai phương pháp nêu trên

Ý tưởng của phương pháp ñiều chế vector không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vector không gian tương ñương trên quĩ ñạo ñường tròn của vector ñiện áp bộ nghịch lưu, tương tự như trường hợp vector không gian của ñại lượng sin ba pha tạo ñược Với sự dịch chuyển ñều ñặn của vector không gian trên quĩ ñạo tròn, các sóng hài bậc cao ñược loại bỏ

và quan hệ giữa tín hiệu ñiều khiển và biên ñộ áp ra trở nên tuyến tính Vector tương ñương ở ñây chính là vector trung bình trong thời gian một chu kì lấy mẫu Ts của quá trình ñiều khiển bộ nghịch lưu áp

Hình lục giác tạo bởi các vector không gian ñược chia thành những tam giác nhỏ hơn Trong một chu kỳ lấy mẫu bất kỳ vector tương ñương ñược tạo thành bằng cách lấy trung bình của các vector gần nhất Tức là các vector ở ñỉnh của tam giác chứa vector tương ñương

Các bước thực hiện giải thuật:

• Xác ñịnh vị trí của vector tương ñương

• Xác ñịnh các vector cơ bản ñể tạo ñược vector trung bình

• Xác ñịnh trình tự thực hiện và thòi gian tác dụng của các vector cơ bản

Giả sử vector tương ñương ñang nằm trong diện tích 2 trong góc phần sáu thứ nhất ðể tạo vector trung bình ta dùng các vector V1

Trong ñó Ts = + T1 T2+ T3 là chu kỳ lấy mẫu

Vấn ñề còn lại là xác ñinh thời gian tác dụng T1,T2,T của các vector

cơ bản Nếu ta biết ñược vector v

ta thu ñược kết quả như sau:

+ Trong diện tích (1), vector cơ bản v v0, 1

a d

V m

, ,

cos( 1) sin( 1)

( 1, 2, 6) sin( 1) cos( 1)

i i

tác dụng của hai vector dư này Trong kỹ thuật ñiều chế vector không gian các vector dư ñược ñiều khiển theo hai cách: Thay ñổi trình tự tác dụng của các vector và/hoặc thay ñổi thời gian ñóng cắt của các vector dư

Thông thường, các vector trên ñược ñiều khiển theo trình tự như sau:

1 / 4 2 / 2 3 / 2 1 / 4 1 / 4 3 / 2 2 / 2 1 / 4

một lần chuyển trạng thái chỉ có một chuyển mạch và hai vector dư có thời gian tác dụng bằng nhau, bằng T1/2; ñiều này làm giảm ñộ nhấp nhô của dòng ñiện qua tải

Hình 2.20 Các tam giác tạo bởi các vector cơ bản Trong thực tế sự phân phối thời gian tác dụng của các vector dư có thể thay ñổi, nghĩa là thời gian tác dụng của chúng có thể không bằng nhau

Sự tồn tại các vector dư và việc tự do lựa chọn thời gian tác dụng của những

các giải thuật mới ra ñời Tương tự như trường hợp hàm offset trong phương pháp CBPWM

Ví dụ trong trường hợp trên, nếu một trong hai vector dư tác dụng trong cả khoảng thời gian T1 thì ta sẽ có trình tự ñóng cắt và thời gian tác dụng của các vector như sau:

• t (100) = T1 và t (211) = 0

và bộ nhớ ñủ lớn Do việc thực hiện giải thuật ñỏi hỏi phải thiết lập các bảng tra giá trị của góc θ hoặc sinθ ñể xác ñịnh vị trí của Vector không

Với bộ nghịch lưu NPC 5 bậc (hình 2.7) có 125 trạng thái ñóng ngắt ứng với 125 vector không gian ñược biểu diễn như sau:

Hình 2.21 Vector không gian của bộ nghịch lưu NPC 5 bậc

Sự phức tạp của kỹ thuật ñiều khiển SVPWM ñã thúc ñẩy nhiều tác giả tiếp cận kỹ thuật ñiều khiển SPWM bằng phương pháp dùng sóng mang dựa trên mối quan hệ giữa phương pháp ñiều khiển CBPWM và SVPWM Cách tiếp cận này vừa ñạt ñược những ưu ñiểm của phương pháp ñiều

khiển SVPWM vừa ñơn giản hóa việc thực hiện giải thuật Các phương pháp ñiều khiển loại này ñược gọi là Carier based Pulse Width Modulation 2.4 Mối quan hệ giữa CBPWM và SVPWM

Mối quan hệ giữa CBPWM và SVPWM ñã ñược nhiều tác giả xem xét từ lâu, cho bộ nghịch lưu 2 bậc và ña bậc Các tác giả ñều thống nhất rằng việc ñiều khiển trật tự ñóng cắt và thời gian tác dụng của các vector dư trong giải thuật vector không gian có thể ñược ñiều khiển tương ñương với việc ñiều khiển giá trị offset trong phương pháp CBPWM

+ Mối quan hệ giữa tín hiệu ñiều chế và các sector: Sự thay ñổi tương quan về vị trí của các sóng ñiều chế tương ñương với việc thay ñổi sector

Hình 2.22 mối quan hệ giữa tín hịệu và các sector + Mối quan hệ giữa thời gian tác dụng của vector không và giá trị của hàm offset

Hình 2.23 Quan hệ giữ tín hiệu offset và thời gian tác ñộng của vector không

Trong hình 2.23 ta thấy rằng khi dịch chuyển tất cả các tín hiệu ñiều khiển lên hoặc xuống một ñoạn như nhau thì thời gian tác ñộng T1 và T2 không ñổi, chỉ có thời gian T0 và T7 thay ñổi, nhưng tổng (T0+ T7) không thay ñổi Nói theo cách khác, khi thay ñổi giá trị của hàm offset ta sẽ thay ñổi sự phân phối thời gian tác ñộng của các vector không Như vậy ta có thể thực hiện giải thuật không gian vector dùng sóng mang bằng cách chọn hàm offset thích hợp trong từng chu kỳ của sóng mang

2.5 Nhận xét

Nếu trong phương pháp PWM dùng sóng mang, sự tự do chọn lựa giá trị offset trong phạm vi cho phép tạo ñiều kiện cho nhiều phương pháp ñiều chế mới ra ñời nhằm ñạt ñược một hoặc nhiều mục tiêu tối ưu cụ thể; thì trong phương pháp vector không gian sự linh hoạt ñó ñược thể hiện qua việc tự do ñiều khiển phân bố thời gian tác dụng của các vector không và trật tự tác dụng của các vector căn bản

Sự tương ñồng giữa hai phương pháp này cho phép ta tiếp cận giải thuật không gian vector bằng cách ñiều khiển dùng sóng mang Với cách tiếp cận này việc ñiều khiển trở nên ñơn giản hơn so với việc thực hiện giải thuật không gian vector bằng kỹ thuật số, ñặc biệt khi số bậc lớn

Với việc phân tích chi tiết về các thành phần ñiện áp trong bộ nghịch lưu ña bậc, ñồng thời mô tả tương ñương bộ nghịch lưu ña bậc nhiều sóng mang bằng mô hình bộ nghịch lưu hai bậc dùng một sóng mang; tác giả Nguyễn Văn Nhờ và Hong Hee Lee ñã ñưa ra một giải thuật ñiều chế mang tính tổng quát cho bộ nghịch lưu bậc n Bên cạnh ñó, giải thuật cũng dễ dàng sử dụng trong các trường hợp ñiều chế gián ñoạn dùng một, hai hoặc ba vector, dựa trên việc giảm thiểu sai số ñiện áp Việc thực hiện giải thuật này cũng ñơn giản hơn rất nhiều so với giải thuật SVPWM 3.1 Những khái niệm căn bản

3.1.1 Mô hình ñiện áp của bộ nghịch lưu ña bậc

Hình 2.1 Mô hình ñiện áp ðiện áp của bộ nghịch lưu ña bậc ñược chia làm các thành phần như sau:

+ Reference – phase to pole voltages (ñiện áp pha – tâm nguồn DC hay còn gọi ñơn giản là ñiện áp ñiều chế) là ñộ lớn ñiện áp giữa một ñầu pha tải của bộ nghịch lưu và một ñiểm ñiện thế chuẩn trên mạch DC (thường chọn là ñiểm trung tính O, như trên hình), bao gồm ñiện áp thành phần thứ tự thuận – nghịch (active voltages) Vx12 và ñiện áp thành phần thứ tự không (reference common mode) V0ref :

Vxref = Vx12 + V0ref , với x = a, b, c (2.1) Vxref ñược giới hạn bởi :

Với Vs là tổng ñiện áp của các nguồn DC

+ Active voltages (ñiện áp thành phần thứ tự thuận – nghịch): trong biểu ñồ vector, ñiện áp ba pha thứ tự thuận – nghịch ñược xác ñịnh bởi biên ñộ Vref và góc pha θ của vector ñiện áp tương ñương, hoặc từ ñiện áp phase – to pole voltages sau khi loại trừ thành phần offset

a12 b12 c12

Hình 2.3 Mô tả các thành phần ñiện áp của bộ nghịch lưu

+ Reference common mode voltage (ñiện áp thành phần thứ tự không) V0ref: ñược sử dụng ñể làm giảm số lần chuyển mạch và giữ cân bằng nguồn DC, có giá trị thay ñổi trong giới hạn V0max và V0min

V0min = - Vmin

Giới hạn này ñảm bảo sóng ñiều khiển luôn nằm trong phạm vi của các sóng mang

+ Hàm offset Medium Common Mode :

0ref ( 0 max 0 min ) / 2

3.1.2 Mối quan hệ giữa sóng mang và mô hình ñiện áp

Hình 2.2 Mối quan hệ giữa mô hình ñiện áp và sóng mang PD Trong bộ nghịch lưu bậc n, có (n-1) sóng mang và (n-1) tụ; mỗi sóng

pha giao với sóng mang nào, ñiện áp của pha ñó sẽ có giá trị trung bình (trong một chu kỳ sóng mang) giới hạn bởi bậc ñiện áp DC tương ứng với sóng mang ñó

Ví dụ trong hình trên là bộ nghịch lưu áp 5 NPC bậc; tín hiệu ñiều chế của pha giao với sóng mang thứ ba, ñiện áp ngõ ra của pha a trong chu

kỳ sóng mang này là 3Vdc (ứng với Ton) và 2Vdc (ứng với Toff) ðiện áp

if 0 < (n-1)

1 if v = n-1 1

x x

x x

L n

Với n x ( ) = Int vxr ( ef); x=a,b,c

+ Sóng mang tích cực ñược ñịnh nghĩa là sóng mang nằm giữa hai mức L(x) và H(x) Tín hiệu ñóng cắt là kết quả của việc so sánh tín hiệu ñiều

khiển vxref với sóng mang tích cực Bằng việc chuẩn hóa như trên, sóng

mang có biên ñộ thay ñổi từ 0 ñến 1

+ Tín hiệu ñiều chế chuẩn hóa ξx, 0 ≤ξx ≤ 1 ñược ñịnh nghĩa:

ef - L ; (x) , ,

x v xr x a b c

Tín hiệu ñiều chế chuẩn hóa thay ñổi trong phạm vi 1 sóng mang, do

ñó ta có thể biểu diễn các tín hiệu ñiều khiển chuẩn hóa lên một sóng mang

duy nhất, tức là ta ñã ñưa mô hình bộ nghịch lưu ña bậc với nhiều sóng

mang thành bộ nghịch lưu hai bậc với một sóng mang duy nhất.(hình 2.3)

Vector chứa các giá trị giới hạn dưới của ba pha trong từng chu kỳ sóng mang L =   L( )a , L( )b , L( )c  T

T Mid aMid bMid cMid

Max x xMax

Mid x xMid

if S

esle if S

Bảng 3.1 Các trạng thái ñóng cắt trong mô hình chuẩn hóa Các trạng thái này tương ñương với các trạng thái ñóng cắt

Hình 2.3 Trật tự các trạng thái ñóng cắt:

a) Trong mô hình ña bậc, b) Trong mô hình 2 bậc tương ñương

3.2 Phân tích mối quan hệ giữa SVPWM và CBPWM

Trong mặt phẳng không gian vector sơ ñồ các vector không gian thể hiện những thông tin sau:

Trạng thái ñóng cắt của từng khóa bán dẫn trên mỗi pha ðiện áp pha tâm nguồn

Trật tự ñóng cắt của các trạng thái ñể ñạt ñược ñiện áp mong muốn

j aj bj cj j

V
= V V V  + V j =

(2.15) Thành phần tích cực của vector Vj

3.2.1 Kỹ thuật ñiều chế 4 trạng thái Thông thường Vector tương ñương ñược tạo ra bằng cách lấy trung bình các vector căn bản ở ñỉnh của tam giác chứa vector tương ñương tại

Từ (2.17) và (2.18) ta ñược

1 1 2 2 3 3 4 4 ref

v


 = K S
+ K S

 + K S

 + K S



Nếu Kj=1 và Kr=0 thì v


ref = S

j

; j ∈ (1, 2, 3, 4) Như vậy 3 thành phần của vector Sj

Tín hiệu ñiều khiển trong mô hình chuẩn ñược biểu diễn theo sj

1 1 2 2 3 3 4 4

12 0

ref ref ref ref ref

K s K s K s K s

ξξ

bỏ ñược trạng thái S1 hoặc S4; khi ñó vector vref



chỉ còn ñược thực hiện bằng 3 vector V1