Việc chuyển ñổi này ñược thực hiện bằng việc xác ñịnh giá trị L(x), nhờ ñó xác ñịnh ñược các tín hiệu ñiều chế chuẩn ξx .
Hình 4.6 Tính giá trị tín hiệu ñiều chế chuẩn hóa.
Thời gian tác dụng của từng trạng thái ñược xác ñinh từ giá trị của các tín hiệu ñiều chế chuẩn ξx .
Hình 4.7 Tính thời gian tác dụng của từng trạng thái 4.1.4. Xác ñịnh giá trị v0add và V’refx
Dựa vào bảng trong phần 3.3.3 ta thấy rằng với mỗi trường hợp Kmin khác nhau có hàm offset v0add khác nhau. Và giá trị v0add cho từng pha cũng khác nhau phụ thuộc vào so sánh tương quan giữa các giá trị ξx với nhau.
Do Kmin có 4 trường hợp và sự tương quan giữa các giá trị ξx có 6 trường hợp xảy ra, do ñó sẽ có 18 trường hợp tính v0add cho từng pha. Các trường hợp này ñược xác ñịnh bằng cách sử dụng các khối logic hỗ trợ bởi simulink.
Hình 4.8 Các trường hợp của Kmin
Hình 4.9 Các trường hợp của ξxvà cách xác ñịnh chúng
Bằng cách sử dụng Enable Subsystem Block trong một chu kỳ tính toán chỉ 1 trong 18 trường hợp ñược thực hiện như trong bảng ở mục 3.3.3. Enable Subsystem Block chỉ ñược thực hiện khi tín hiệu Enable = 1, ñầu ra của khối ñược chọn reset lại về giá trị 0 sau mỗi lần tính toán.
Hình 4.10 Trường hợp a≥b≥c và Kmin=K14
Các giá trị V_ref_phay_x ñược ñem so sánh với sóng mang ñể tạo xung kích cho khóa bán dẫn trong mạch công suất.Vì tín hiệu ñiều khiển phải ñược giữ không ñổi trong một chu kỳ sóng mang, do vậy tần số lấy mẫu của các tín hiệu ñiều khiển phải ñược chọn ñúng bằng chu kỳ của sóng tam giác.ðiều này ñược thực hiện bằng cách cách cài ñặt thời gian lấy mẫu của khối tạo tín hiệu tích cực.
Hình 4.11 Tần số lấy mẫu ñược chọn bằng tần số sóng mang. 4.1.5. Thu thập và phân tích dữ liệu
ðể phân tích Fourier và tính THD của tín hiệu ngõ ra ta sử dụng chương trình Powergui. ðây là một chương trình nhỏ tích hợp sẵn trong Simulink.
Hình 4.12 Tiện ích Powergui cho phép quan sát các thành phần sóng hài bậc cao dạng biểu ñồ hoặc dạng dữ liệu.
4.2 Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái với bộ nghịch lưu NPC 3 bậc 4.2.1. Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra 4.2.1. Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra
Trong các mô phỏng dưới ñây, tải RL có cosϕ=0.85 với R=5Ω và L=0.01H. Ta sẽ quan sát dạng sóng ñiều chế, dòng ñiện và ñiện áp ngõ ra, và số lẩn chuyển mạch của từng khóa công suất ứng với các chỉ số ñiều chế
0.3, 0.6, 0.8 và 0.95. . Phạm vi của ñề tài chỉ xét ở trạng thái xác lập và không tính ñến ảnh hưởng của sự mất cân bằng áp tụ, vì vậy hai tụ ñiện ñược thay thế bằng hai nguồn ñiện DC, mỗi nguồn có ñiện áp 200V.
Với trường hợp 3 bậc ta chỉ xét trường hợp hàm Medium Common Mode do sự khác biệt trên ñiện áp common mode chỉ thấy rõ khi số bậc lớn hơn 3.
Hình 4.14 Các dạng sóng ñiều chế ứng với các chỉ số ñiều chế khác nhau
Với: x = a, b, c
Vxref = Vx12 + V0ref (4.2) V’xref = Vxref + V0add = Vx12 + V0ref + V0add
Ta thấy rằng tín hiệu sau khi hiệu chỉnh khác xa với tín hiệu ban ñầu. Trên sóng ñiều khiển V’xref có những khoảng thời gian V’xref giữ nguyên giá trị bằng 2, 1 và 0. Trong những khoảng thời gian này sẽ không có chuyển mạch nào của linh kiện trên pha x.
Do ñây là bộ nghịch lưu 3 bậc nên ñiện áp pha tâm nguồn sẽ có ba mức giá trị 200V, 0V và -200V, sự phân bố của các mức ñiện áp này phụ thuộc vào dạng sóng ñiều khiển. ðiện áp các pha có ñều có 3 mức như trên nên ñiện áp dây sẽ có tối ña 5 mức ñiện áp: 400V, 200V, 0V, -200V và -400V.(hình 4.15).
Hình 4.15 ðiện áp pha tâm nguồn và ñiện áp dây ứng với từng chỉ số ñiều chế.
Hình 4.17 Phổ tần số của dòng ñiện ứng với từng chỉ số ñiều chế. Với chỉ số càng lớn dòng ñiện có dạng càng gần sin. Do khi chỉ số ñiều chế nhỏ thành phần voadd có giá trị lớn hơn so với trường hợp chỉ số ñiều chế lớn (hình 4.14). Nên sai số ñiện áp cũng lớn hơn, vì vậy làm ảnh hưởng ñến chất lượng dòng ñiện.
Chất lượng dòng ñiện ứng với chỉ số 0.95 và 0.8 không có nhiều khác biệt. Ở tất cả các chỉ số ñiều chế dòng ñiện 3 pha ñều cân bằng.
Trong phổ tần số ứng với chỉ số m = 0.95 biên ñộ lớn nhất của các thành phần tần số bậc cao là 0.6 % biên ñộ của thành phần cơ bản; với m = 0.8 giá trị này là 0.78%; m = 0.6 là 2.8% và 0.3 là 8.5%. Các giá trị này có thể ñọc từ biểu ñồ hoặc xem trong bảng giá trị các thành phần hài và biên ñộ tương ứng.
Khi chỉ số ñiều chế giảm xuống, biên ñộ của các thành phần hài xung quanh hài bậc 100 ( 5kHz, bằng với tần số sóng mang) hầu như không thay ñổi, dao ñộng quanh mức 0.2%; tương tự với các hài quanh hài bậc 200 ( bằng 2 lần tần số sóng mang). Hơn nữa ảnh hưởng của các hài bậc cao này lên sự méo dạng của dòng ñiện là nhỏ, do khi tần số tăng lên k lần trở kháng cũng tăng lên k lần và làm tăng tổng trở ứng với thành phần ñó, làm cho biên ñộ dòng ñiện hài bậc k cũng bị giảm tương ứng. Tuy nhiên khi m giảm có sự tăng nhanh về biên ñộ của các hài quanh hài căn bản, ñiều này làm dòng ñiện bị méo dạng ñi nhiều.
4.2.2. Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ ñiện áp pha
Hình 4.19 Quan hệ giữa m và biên ñộ ñiện áp hài cơ bản
Theo hình trên, quan hệ giữa biên ñộ hài cơ bản của ñiện áp ngõ ra và chỉ số ñiều chế là gần như tuyến tính. Giá trị cực ñại của ñiện áp ứng với chỉ số ñiều chế bằng 1 là 236.9 V.
4.2.3. Quan hệ giữ THD và m
Hình 4.20 Quan hệ giữa m và THD
Vậy với giả thiết áp tụ ñược cân bằng và các linh kiện là lý tưởng thì trên toàn phạm vi ñiều chế THD không vượt quá 10%. Với chỉ số ñiều chế lớn hơn 0.5, THD chỉ có giới hạn ở mức 3%.
4.2.4. So sánh kỹ thuật 2 trạng thái và 4 trạng thái
Số lần ñóng cắt của các khóa bán dẫn ở nhánh trên trong thời gian mô phỏng 0.1s ứng với 5 chu kỳ dòng ñiện như trong bảng 4.2. ðể biết ñược tần số ñóng cắt của một khóa ta lấy số trong bảng nhân với 10.
Bảng 4.2 Số lần ñóng cắt của các khóa bán dẫn trong thời gian 0.1s Số lần ñóng cắt của phương pháp ñiều khiển 4 trạng thái hầu như không thay ñổi trong toàn vùng ñiều khiển và có giá trị bằng 3039 lần.
Ta thấy rằng tổng số lần ñóng cắt của các khóa bán dẫn trong phương pháp ñiều khiển 2 trạng thái giảm ñi gần ba lần so với phương pháp ñiều khiển 4 trạng thái. Thật vậy, ứng với mỗi sự chuyển trạng thái từ Si →Sj sẽ
có một cặp IGBT ñóng cắt; trong phương pháp ñiều khiển 4 trạng thái sẽ có tất cả 6 lần chuyển trạng thái; trong phương pháp ñiều khiển 2 bước chỉ có 2 lần chuyển trạng thái. Nên tổng số lần ñóng cắt của các khóa bán dẫn trong phương pháp 4 trạng thái theo lý thuyết gấp 3 lần so với tổng số lần ñóng cắt của các khóa bán dẫn trong phương pháp 2 trạng thái.
Hình 4.21 Mối quan hệ m-THD và m-biên ñộ thành phần cơ bản của ñiện áp pha
Giá trị THD của phương pháp 4 trạng thái nhỏ hơn nhiều so với so với phương pháp 2 trạng thái ( chỉ giới hạn ở mức 0.7%), tuy nhiên tần số ñóng cắt lớn nhất của linh kiện lại lớn hơn gấp 2 lần so với tần số ñóng cắt của linh kiện trong phương pháp 2 trạng thái. Việc tăng tần số ñóng cắt sẽ làm tăng tổn hao và giảm hiệu suát của bộ nghịch lưu.
4.2.5. Kỹ thuật ñiều chế 2 trạng thái với bộ nghịch lưu NPC 5 bậc
Với trường hợp NPC 5 bậc việc mô phỏng ñược thực hiện cho cả 2 trường hợp hàm offset Medium Common Mode và Minimum Common Mode ñể quan sát sự khác biệt trong ñiện áp common mode của hai trường hợp.
Các thông số tải trong mô phỏng giống như trong trường hợp 3 bậc. Nguồn DC 400V ñược tạo ra bằng cách mắc nối tiếp 4 nguồn DC 100V.
4.2.6. Dạng ñiện áp và dòng ñiện ngõ ra
Hình 4.22 Dạng sóng ñiều chế cải biến với các chỉ số ñiều chế khác nhau với hàm offset Medium Common Mode (cột bên trái) và Minimum Common Mode (cột bên phải)
Hình 4.23 Dạng áp pha và áp dây với hàm offset medium common mode (bên trái) và minimum common mode (bên phải).
Hầu như không có sự khác biệt trong dạng áp pha và áp dây ñối với hai hàm offset, ñiều ñó chứng tỏ việc cộng thêm tín hiệu offset không ảnh hưởng ñến tín hiệu tích cực.
Hình 4.23 Dòng ñiện ứng và phổ tần số với các chỉ số ñiều chế khác nhau và hàm offset Medium Common Mode (bên trái) và Minimum Common Mode (bên phải).
Dạng dòng ñiện và phổ tần số ñối với hai hàm offset hầu như không khác nhau trong toàn vùng ñiều chế. ðiều này chứng tỏ việc cộng thêm hàm offset không gây ảnh hưởng ñến thành phần tích cực như ñã ñề cập ở các phần trước. Sự khác nhau giữa hai phương pháp thể hiện rõ ở ñiện áp common mode, hàm Minimum common mode cho thấy sự cải thiện ñáng kể vể ñiện áp common mode.
4.2.7. Ảnh hưởng của hàm offset tối ưu common mode
Hình 4.24 ðiện áp common mode với hàm offset medium common mode và minimum common mode.
Ở chỉ số ñiều chế 0.8: biên ñộ thay ñổi của ñiện áp common mode ñối với trường hợp medium common mode lớn hơn rất nhiều so với trường hợp minimum common mode.
Ở chí số ñiều chế 0.6:Không có sự khác biệt về giá trị biên ñộ của ñiện áp common mode, nhưng với trường hợp medium common mode các xung ñiện áp có thời gian ngắn. Các xung này thể hiện sự biến ñổi ñột ngột về ñiện áp, có thể gây hại ñến tải.
Ngoài ra hàm minimum common mode còn giúp phân bố sự chuyển mạch trên các linh kiện trở nên ñều hơn, theo ñó không có sự khác biệt lớn về số lần chuyển mạch của các linh kiện. (Bảng 4.1 )
Theo hình 4.22 ta cũng thấy rằng giá trị ñiện áp voadd chỉ thay ñổi quanh mức 0 trong khi biên ñộ của voref thay ñổi quanh mức 2. Nghĩa là trong việc hiệu chỉnh sóng ñiều khiển thì voref có vai trò toàn cục, phân bố số lần chuyển mạch giữa các linh kiện; còn voadd chỉ là những ñiều chỉnh nhỏ ñể ñưa trình tự ñóng cắt về còn hai trạng thái.
M SA1 SA2 SA3 SA4 Medium Common Mode
0.3 0 230 205 8
0.6 170 14 14 226
0.8 210 54 53 204
0.95 190 34 34 124
Minimum Common Mode
0.3 0 230 205 8
0.6 110 114 94 106
0.8 150 154 133 106
0.95 190 34 14 154
Bảng 4.1 Số lần chuyển mạch ứng với các chỉ số ñiều chế của linh kiện
4.2.8. Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ ñiện áp pha
Hình 4.25 Quan hệ giữa m và biên ñộ ñiện thành phần cơ bản của áp pha
Quan hệ giữa chỉ số ñiều chế và biên ñộ thành phần cơ bản của ñiện áp pha là tuyến tính trong toàn vùng ñiều khiển. Giá trị cực ñại của ñiện áp ra là giống nhau ñối với cả hai trường hợp hàm offset.
4.2.9. Quan hệ giữ THD và m
Hình 4.26 Quan hệ giữa m và THD
Quan hệ m - THD là giống nhau với hai trường hợp hàm offset và có dạng giống với trường hợp bậc 3. Với mô hình bậc 5 ñộ méo dạng THD ñược giới hạn ở mức thấp hơn so với trường hợp bậc 3.
4.3 Nhận xét
Kết quả mô phỏng cho thấy phương pháp ñiều khiển hai trạng thái có sự giảm ñáng kể số lần ñóng cắt so với phương pháp 4 trạng thái và ñộ méo dạng chỉ ở mức nhỏ hơn 3% với chỉ số ñiều chế lớn hơn 0.5 với trường hợp bậc 3. Việc giảm số lần ñóng cắt ñồng nghĩa với việc giảm tổn hao và tăng hiệu suất của bộ nghịch lưu. ðiều này ñặc biệt có ý nghĩa ñối với các bộ nghịch lưu công suất lớn, do công suất tổn hao tỉ lệ với bình phương dòng ñiện.
Ở bộ nghịch lưu bậc 5, ta thấy ñược sự ưu việt hơn của hàm offset minimum common mode so với hàm offset medimum common mode trong việc ổn ñịnh ñiện áp common mode. Việc giữ cho ñiện áp common mode càng ít thay ñổi các ít gây hại ñến tải, và làm tăng tuổi thọ của tải.
Chương 5
THỰC HIỆN KỸ THUẬT 2 TRẠNG THÁI
5.1.Tạo xung PWM bằng card DS1104
Card DS 1104 có hai bộ vi xử lí PPC 603e (master) và TMS320F240 (slave), ta có thể tạo xung PWM bằng các khối hỗ trợ bởi cả hai chip này. Ở ñây xung PWM ñược tạo bằng các khối PWM hỗ trợ bởi slave chip.
5.1.1. Tạo xung PWM bằng các khối PWM hỗ trợ bởi slave chip Slave chip TMS320F420 của DS1104 hỗ trợ ba khối tạo tín hiệu PWM, với Slave chip TMS320F420 của DS1104 hỗ trợ ba khối tạo tín hiệu PWM, với 10 ngõ ra như sau:
+ Khối PWM: cho phép tạo 4 tín hiệu PWM một pha, có thể chọn tần số khác nhau cho từng tín hiệu.
+ Khối PWM3: cung cấp 6 ñường tín hiệu PWM 3 pha, gồm 3 cặp ñối
nghịch; có thể thiết lập thông số deadtime từ 0 ñến 100µs.
+ Khôi SVPWM: cung cấp 6 ñường tín hiệu PWM 3 pha, gồm 3 cặp ñối nghịch theo giải thuật không gian vector. Các ngõ ra của khối này sử dụng chung ngõ ra với khối PWM3.
ðể tạo 12 ñường tín hiệu PWM ñiều khiển các IGBT ta sử dụng 3 ngõ ra của khối PWM và 3 ngõ ra của khối PWM3, 6 ngõ ra này sẽ ñược tách làm 12 ngõ PWM nhờ mạch tạo deadtime. Thông số quan trọng nhất của hai khối này là tần số xung PWM. Hai khối PWM này có chung phương thức tạo xung PWM, gọi Vñk là giá trị của tín hiệu ñiều khiển và fp là tần số của xung PWM thì:
+ Nếu 0≤ Vñk ≤1: Thigh/Tp= Vñk + Nếu Vñk < 0 : Thigh/Tp = 0 + Nếu Vñk > 1 : Thigh/Tp = 1
Hình 5.1 Xung PWM tạo bởi DS1104
Trong ñó Tp = 1/fp và Thigh là thời gian xung PWM có mức tích cực 1 trong khoảng thời gian Tp. ðiều này tương ñương với việc so sánh tín hiệu ñiều
khiển với một sóng mang có biên ñộ thay ñổi từ 0 ñến 1 và giá trị của tín hiệu ñiều khiển không thay ñổi trong suốt chu kỳ sóng mang ñó. Vì vậy ñể tạo xung PWM ñúng tín hiệu ñiều khiển tạo bởi Simulink phải ñược lấy mẫu với tần số bằng tần số thiết lập cho khối PWM. Ở ñây tần số PWM ñược chọn bằng 5KHz nên tần số lấy mẫu của Simulink cũng ñược chọn bằng 5KHz.
Xung PWM tạo bởi phương pháp này có ñộ chính xác rất cao. ðộ phân giải của xung PWM ứng với các giá trị khác nhau của Tp ñược liệt kê như sau:
Bảng 5.1 ðộ phân giải của xung PWM tạo bởi DS1104
Hình 5.2 So sánh tín hiệu PWM tạo bởi DS1104 và Simulink (100µs)
5.1.2. Tạo xung PWM bằng các ngõ I/O hỗ trợ bởi master chip Master chip PPC 603e cung cấp 20 ngõ I/O TTL, do ñó ta có thể tạo 12 Master chip PPC 603e cung cấp 20 ngõ I/O TTL, do ñó ta có thể tạo 12 ñường PWM mà không cần mạch tạo deadtime bằng phần cứng bên ngoài. Trong quá trình tìm hiểu cách làm việc của DS1104, phương pháp này cũng ñã ñược xem xét ñể loại bỏ mạch tạo deadtime bẳng phần cứng. Tuy nhiên phương pháp này lại