KỸ THUẬT PWM SÓNG MANG CHO NGHỊCH LƯU ĐA BẬC LAI

KỸ THUẬT PWM SÓNG MANG CHO NGHỊCH LƯU ĐA BẬC LAI

Đại Học Quốc Gia Tp Hồ Chí Minh

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

-

NGUYỄN VĂN PHỤC

KỸ THUẬT PWM SÓNG MANG CHO

NGHỊCH LƯU ĐA BẬC LAI

Chuyên ngành : THIẾT BỊ, MẠNG VÀ NHÀ MÁY ĐIỆN

LUẬN VĂN THẠC SĨ

TP HỒ CHÍ MINH, tháng 10/2006

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP HỒ CHÍ MINH

Cán bộ hướng dẫn khoa học : Tiến sĩ NGUYỄN VĂN NHỜ

Cán bộ chấm nhận xét 1 :

Cán bộ chấm nhận xét 2 :

Luận văn thạc sĩ được bảo vệ tại HỘI ĐỒNG CHẤM BẢO VỆ LUẬN VĂN

THẠC SĨ TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA, ngày tháng năm

Xin gởi lời cám ơn chân thành nhất đến Tiến sĩ Nguyễn Văn Nhờ đã nhiệt tình hướng dẫn tôi hoàn thành công trình nghiên cứu này

Xin chân thành gửi lời cám ơn đến toàn thể quý thầy cô trường Đại học Bách Khoa Tp Hồ Chí Minh đã giảng dạy, hướng dẫn và tạo mọi điều kiện tốt cho tôi hoàn thành công trình nghiên cứu này

Xin cám ơn các anh chị em khoá K15 ngành Thiết Bị Mạng Và Nhà Máy Điện đã chia sẽ, hỗ trợ, giúp đỡ trong suốt quá trình học tập vừa qua

Cuối cùng, nhưng quan trọng nhất, xin gửi lời cám ơn đến các thành viên trong gia đình cùng bạn bè đã động viên, khích lệ, hỗ trợ

Học viên Nguyễn Văn Phục

LỜI CẢM ƠN

NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ

Họ tên học viên: NGUYỄN VĂN PHỤC Phái: Nam

Ngày, tháng, năm sinh: 26/04/2006 Nơi sinh: Khánh hòa

Chuyên ngành: THIẾT BỊ, MẠNG VÀ NHÀ MÁY ĐIỆN MSHV: 01804502

I- TÊN ĐỀ TÀI:

KỸ THUẬT PWM SÓNG MANG CHO

NGHỊCH LƯU ĐA BẬC LAI

II- NHIỆM VỤ VÀ NỘI DUNG:

1 Giới thiệu nghịch lưu đa bậc lai, ứng dụng

2 Trình bày các cấu trúc nghịch lưu hai bậc, đa bậc

3 Trình bày các phương pháp điều khiển các bộ nghịch lưu

4 Trình bày phương pháp thiết kế, điều khiển bộ nghịch lưu đa bậc lai

5 Thực hiện mô phỏng, đánh giá kết luận

III- NGÀY GIAO NHIỆM VỤ :10/01/2006

IV- NGÀY HOÀN THÀNH NHIỆM VỤ : 06/10/2006

V- CÁN BỘ HƯỚNG DẪN : : Tiến sĩ NGUYỄN VĂN NHỜ

Tiến sĩ Nguyễn Văn Nhờ

Nội dung và đề cương luận văn thạc sĩ đã được Hội đồng chuyên ngành thông qua

Ngày tháng năm

TÓM TẮT NỘI DUNG

Luận văn trình bày, phân tích chi tiết phương pháp thiết kế nghịch lưu đa bậc lai Với cấu tạo lai này, có thể tạo được số bậc điện áp lớn nhất với cùng số cell cầu H Tuy nhiên, độ méo dạng họa tần của nó vẫn đảm bảo như các cấu trúc không lai khác Vì vậy, có thể giảm thiểu hay loại bỏ bộ lọc ngõ ra[4]

Với kiểu thiết kế giới thiệu, số cell cầu H và giá trị nguồn DC của chúng được xác định rõ Để đảm bảo, với số cell cầu H nhất định có thể tạo ra số bậc điện áp lớn nhất Đồng thời, năng lượng tuần hoàn trong các cell cầu H được giảm thiểu, giúp tăng hiệu suất toàn hệ thống

Đặc biệt, luận văn còn trình bày các kỹ thuật PWM sóng mang cho nghịch lưu lai Từ đó đưa ra nhận xét, đánh giá ưu nhược điểm của mỗi kỹ thuật Các kỹ thuật được ứng dụng trong luận văn là:

- Phương pháp điều chế độ rộâng xung sin (SPWM)

- Phương pháp mô phỏng điều chế vector không gian dùng sóng mang với common-mode cực tiểu (SVPWMmin)

- Phương pháp mô phỏng điều chế vector không gian dùng sóng mang với common-mode trung bình (SVPWMmid)

- Phương pháp mô phỏng điều chế Discontinuous dùng sóng mang với mode cực tiểu (DPWMmin)

- Phương pháp mô phỏng điều chế Discontinuous dùng sóng mang với common- mode trung bình (DPWMmid)

common-Trong đó kỹ thuật DPWMmin được đánh giá cao Vì nó cho kết quả về độ méo dạng họa tần, tổn hao công suất, điện áp hài cơ bản tốt hơn phương pháp điều khiển khác, kể cả phương pháp điều rộng xung sin thông thường

Nội dung luận văn gồm năm chương

- Chương 1: Giới thiệu, phân tích ,đánh giá các vấn đề liên quan đến

nghịch lưu đa bậc lai Đồng thời đưa ra các vấn đề tồn tại cần giải quyết

- Chương 2: Trình bày cấu tạo các bộ nghịch lưu áp và giới thiệu cấu trúc

cơ bản của nghịch lưu đa bậc lai

- Chương 3: Trình bày các phương pháp điều khiển cho nghịch lưu lai Đặc

biệt là phương pháp mô phỏng vector không gian dùng sóng mang cho phép điều khiển nghịch lưu trong vùng quá điều chế

- Chương 4: Trình bày phương pháp thiết kế chi tiết nghịch lưu đa bậc lai

Nó đảm bảo đạt số bậc điện áp lớn và năng lượng tuần hoàn trên toàn hệ thống là nhỏ nhất Giúp tăng hiệu suất trên toàn hệ thống

- Chương 5: Trình bày các kết quả mô phỏng, các đồ thị khảo sát được Từ

đó đưa ra các nhận xét đánh giá về bộ nghịch lưu lai cũng như phương pháp điều khiển tương ứng

Chương 1 TỔNG QUAN

1.1.MỞ ĐẦU

Trong những năm gần đây, nghịch lưu đa bậc đã được nghiên cứu rộng rãi Nó đã được chấp nhận, để thay thế nghịch lưu áp hai bậc cho ứng dụng công suất lớn và điện áp cao[11] Với cấu tạo đa bậc, điện áp ngõ ra được tăng lên, tổn hao chuyển mạch linh kiện giảm và họa tần ngõ ra được cải thiện đáng kể Kiểu đa bậc thông dụng nhất, là dạng cascaded với lợi thế hơn các dạng khác[11]như: cấu tạo đơn giản, ít thành phần linh kiện, cấu trúc dạng modun, tránh được vấn đề cân bằng áp tụ Tuy nhiên, khi cần tăng số bậc điện áp ngõ thì số lượng linh kiện sẽ tăng lên

Vì thế, bộ nghịch lưu trở nên cồâng kềnh

Kiểu nghịch lưu đa bậc lai dùng trong luận văn có thể tối giản linh kiện công suất Với kiểu cấu tạo lai này, có thể tối giản các cell cầu H nhưng vẫn đạt được số bậc điện áp ngõ ra như cấu tạo không lai Mặt khác, với kiểu điều chế lai có thể dùng các linh kiện công suất trên các cell cầu H khác nhau Do cell công suất lớn nhất chỉ chuyển mạch ở tần số cơ bản nên có thể dùng linh kiện chuyển mạch chậm như: IGCT, GTO, IEGT Còn cell công suất thấp nhất được điều chế sóng mang tam giác tần số cao có thể dùng linh kiện: IGBT, MOSFET,BJT

Với thiết kế đề nghị, chỉ vài cell cầu H và điện áp nguồn DC tương ứng tạo

ra số lượng lớn bậc điện áp Đồng thời năng lượng tuần hoàn trong những cell cầu

H giảm thiểu đáng kể, góp phần làm tăng hiệu suất của toàn hệ thống

Đặc biệt, luận văn còn trình bày ứng dụng phương pháp mô phỏng điều chế vector không gian dùng sóng mang (SVPWM) và phương pháp Discontinuos PWM(DPWM) Việc ứng dụng hai phương pháp này, để tăng chỉ số điều điều chế cũng như giảm tổn hao chuyển mạch trên linh kiện mà phương pháp SPWM chưa giải quyết được Nhờ đó, góp phần làm giảm tổn hao trên toàn hệ thống và nâng cao hiệu quả các linh kiện công suất

Luận văn thực hiện nghiên cứu tổng quát cách thiết kế nghịch lưu đa bậc thông qua giải tích Sau đó, dùng phần mềâm mô phỏng PSIM để kiểm chứng và khảo sát các phương pháp điều khiển khi chỉ số điều chế thay đổi từ 0 đến 1.1

Đề tài nghiên cứu có ý nghĩa thực tiễn trong việc đưa ra giải pháp giảm thiểu tổn hao trên hệ thống nghịch lưu Giải quyết vấn đề quá điều chế trong nghịch lưu

đa bậc lai giúp tận dụng triệt để khả năng linh kiện Các vấn đề đó được thể hiện qua giá trị công suất tuần hoàn trong hệ thống, tổn hao chuyển mạch trên linh kiện và hài bậc một lớn nhất điện áp ngõ ra

1.2 GIỚI THIỆU

Trong những năm gần đây, có nhiều công trình nghiên cứu nghịch lưu đa bậc lai cho ứng dụng điện áp cao và công suất lớn[4] Với thuận lợi là điện áp ngõ ra có thành phần họa tần thấp Thêm vào đó, với số lượng cell cầu H nhất định có thể tổng hợp số bậc điện áp ngõ ra lớn nhất [4] Để đạt được số bậc điện áp lớn, người

ta cấp nguồn cho các cell cầu H có giá trị khác nhau Khái niệm nghịch lưu lai cơ bản dựa trên nguyên tắc này Thông thường nguồn DC nghịch lưu lai được cung cấp theo tỉ lệ(Vdc1: Vdc2: Vdc3: Vdc4 = 1:3:9:27… hay 1:2:4:8…) Tuy nhiên, mặc dù cấu tạo đó cho số bậc điện áp lớn, nhưng thành phần họa tần cũng như hiệu suất

(1:2:4:8…) năng lượng tuần hoàn trong hệ thống cao tại một số vùng chỉ số điều chế Lý do là, cell có điện áp DC cao nhất cung cấp họa tần cơ bản lớn hơn họa tần cơ bản cần thiết ngõ ra Trong trường hợp này, các cell công suất thấp hơn phải cung cấp công suất âm Vì vậy, cần thiết kế lại nguồn DC của bộ nghịch lưu lai Sao cho, các cell cầu H không cung cấp công suất vượt quá công suất cần thiết

Trước đây, điều khiển nghịch lưu lai chủ yếu dựa vào phương pháp điều rộng xung sin(SPWM) Phương pháp SPWM cho điện áp hài cơ bản tối đa là Ud (Ud=Vdc1+ Vdc2+ + Vdcn) Gần đây, đã có sự hoàn tất mối liên hệ giữa phương pháp sóng mang PWM và phương pháp vector không Hơn nữa, một kỹ thuật điều khiển tương tự được đề nghị là discontinuos PWM (DPWM) giúp làm giảm tổn thất chuyển mạch trên linh kiên công suất Vì thế, luận văn trình bày phương pháp thiết kế nghịch lưu đa bậc lai để hạn chế công suất tuần hoàn trong hệ thống Ngoài ra còn trình bày, so sánh các phương pháp điều khiển để tận dụng khả năng các linh kiện trong bộ nghịch lưu

Chương 2 CẤU TRÚC BỘ NGHỊCH LƯU ÁP

2.1 GIỚI THIỆU

Bộ nghịch lưu áp cung cấp và điều khiển điện áp xoay chiều ngõ ra Trong luận văn ta bộ nghịch lưu áp với quá trình chuyển mạch cưỡng bức, sử dụng linh kiện có khả năng điều khiển kích ngắt dòng điện

Nguồn điện áp một chiều có thể ở dạng đơn giản như acquy, pin điện hoặc dạng phức tạp gồm điện áp xoay chiều được chỉnh lưu và lọc phẳng

Linh kiện dùng trong phạm vi công suất nhỏ và vừa sử dụng BJT, MOSFET, IGBT làm công tắc còn ở phạm vi công suất lớn dùng GTO, IGCT, IEGT hoặc SCR kết hợp với bộ chuyển mạch

Với tải tổng quát, mỗi công tắc còn trang bị một diode mắc đối song với nó Các diode này tạo thành cầu diode chỉnh lưu không điều khiển có chiều dẫn điện ngược lại với chiều dẫn của các công tắc Nhiệm vụ của cầu diode là tạo điều kiện thuận lợi cho quá trình trao đổi công suất ảo giữa nguồn một chiều và tải xoay chiều, qua đó hạn chế phát sinh quá điện áp khi kích ngắt các công tắc

Sau đây, giới thiệu sơ lược các bộ nghịch lưu áp cơ bản, có liên quan đến luận văn

2.2 BỘ NGHỊCH LƯU ÁP 1 PHA

Bộ nghịch lưu áp một pha có dạng mạch cầu (còn gọi là cell cầu H hay có thể gọi tắt là cell) (H1.1a) chứa bốn công tắc và bốn diode mắc đối song Giản đồ kích đóng các công tắc và đồ thị áp tải được vẽ trên hình (H1.1b)

Hình 1.1: Bộ nghịch lưu áp một pha dạng mạch cầu

2.3 BỘ NGHỊCH LƯU ÁP BA PHA

Bộ nghịch lưu áp ba pha thường có dạng mạch cầu hình (H1.2a) Mạch chứa sáu công tắc S1, S2… S6 và sáu diode mắc đối song D1, D2… D6

Tải ba pha có thể mắc hình sao(H1.2b) hoặc tam giác (H1.2c)

Hình 1.2: Cấu hình bộ nghịch lưu áp ba pha

π

2

π

2.4 BỘ NGHỊCH LƯU ÁP ĐA BẬC

Các bộ nghịch lưu vừa được mô tả ở mục 2.2, 2.3 chứa hai khóa bán dẫn (IGBT) trên mỗi nhánh pha tải Chúng được gọi chung là bộ nghịch lưu áp hai bậc, được áp dụng rộng rãi trong phạm vi công suất vừa và nhỏ Khái niệm hai bậc xuất phát từ quá trình điện áp giữa đầu một pha tải (vị trí 1,2,3) đến một điểm điện thế chuẩn trên mạch DC (điểm 0), ví dụ khi chọn điểm có điện thế chuẩn là tâm nguồn

DC thì điện áp từ pha tải đến tâm nguồn thay đổi giữa (+U/2) và (-U/2) trong quá trình đóng ngắt các linh kiện Đối với nghịch lưu cấu trúc một pha thì điện áp pha tải đến tâm nguồn DC thay đổi giữa (+U) và (-U)

Các bộ nghịch lưu áp hai bậc có nhược điểm là [3][1]:

- Tạo điện áp cung cấp cho độïng cơ với độ dốc điện áp dv/dt khá lớn

- Làm hư bạc đạn và giảm cách điện của động cơ bởi tồn tại trạng thái khác không của tổng điện thế từ các pha đến tâm nguồn DC(common-mode voltage)

- Sự chuyển mạch tần số cao làm giảm định mức, tuổi thọ thiết bị đóng ngắt cũng như tổn thất công suất lớn

- Tần số đóng ngắt nằm trong khoảng băng thông 10-30KHz tạo ra nhiễu điện từ trường lên thiết bị truyền thông và thiết bị điện tử khác

Bộ nghịch lưu áp đa bậc được phát triển để cải thiện các vấn đề nêu trên[1] Nó thường được sử dụng ở điện áp cao và công suất lớn với các ưu điểm sau:

- Công suất bộ nghịch lưu áp tăng lên

- Điện áp đặt lên các linh kiện và tần số chuyển mạch giảm xuống giúp giảm tổn hao trên linh kiện

- Với cùng tần số đóng ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao của điện áp

- Đối với tải công suất lớn, điện áp cung cấp cho tải có thể đạt giá trị tương đối lớn

2.4.1 C ấu trúc nghịch lưu áp đa bậc dùng diode kèm ( Neutral Point clamped Multilevel Inverter – NPC )

Hình 1.3: Cấu trúc nghịch lưu dùng diode kèm

Sử dụng thích hợp khi các nguồn DC tạo nên từ hệ thống điện AC Bộ nghịch lưu đa bậc chứa các cặp diode kèm có một mạch nguồn DC được phân chia thành một số cấp điện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ điện mắc nối tiếp Giả sử nhánh mạch

DC gồm n nguồn có độ lớn bằng nhau mắc nối tiếp Điện áp pha-nguồn DC có thể đạt được ( n+ 1 ) giá trị khác nhau và từ đó bộ nghịch lưu được gọi là bộ nghịch lưu áp ( n+ 1 ) bậc Ví dụ chọn mức điện thế 0 ở cuối dãi nguồn, các bậc điện áp có thể

D1’

D1

đạt được gồm ( 0, U, 2U, 3U,…nU ) Điện áp từ một pha tải ( ví dụ pha A) thông đến một vị trí bất kỳ ở trên nhờ cặp diode kèm tại điểm đó Để điện áp pha-nguồn DC đạt được bậc điện áp trên ( Ua0 = U ), tất cả các linh kiện bị kẹp giữa hai diode ( D1, D1’ ) – gồm n linh kiện mắc nối tiếp liên tục kề nhau, phải được kích đóng, các linh kiện còn lại phải được khoá theo nguyên tắc kích đối nghịch Như hình vẽ trên, tạo ra sáu bậc điện áp pha – nguồn DC nên mạch lưu trên gọi là bộ nghịch lưu sáu bậc Bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng diode kẹp cải tiến dạng sóng điện áp tải và giảm shock điện áp trên linh kiện n lần Với bộ nghịch lưu ba bậc, dv/dt trên linh kiện và tần số đóng ngắt giảm đi một nửa Tuy nhiên với n > 3, mức độ chịu gai áp trên các diode sẽ khác nhau Ngoài ra, cân bằng điện áp giữa các nguồn DC ( áp

trên tụ ) trở nên khó khăn, đặc biệt khi số bậc lớn

2.4.2 Cấu trúc nghịch lưu áp đa bậc dùng tụ kèm (Capacitor-Clamped

Multilevel Inverter)

Cấu trúc bộ nghịch lưu nguồn áp (VSI) tụ kèm được giới thiệu bởi Meynard và Foch [2] để thay thế cho VSI diode kèm dựa vào những thuận lợi của kiểu cấu tạo này Hình 1.4 minh họa cho kiểu VSI tụ kèm với hệ thống năm bậc Để giải thích vận hành kiểu cấu tạo tụ kèm, ta xét kiểu cấu tạo một pha ba bậc đơn giản như trong hình 1.5 Để đạt được điện áp ngõ ra 2Vdc, S1, S2, S7 và S8 phải được kích đóng, để đạt được điện áp là Vdc cần kích đóng S1-S3-S7-S8 và –Vdc cần kích đóng S3-S4-S5-S7 Để đạt được bậc điện áp “0” cần kết hợp đóng các công tắc S1-

S3-S5-S7 hay S2-S4-S6-S8 Việc nạp điện tụ C1 có thể được cân bằng bằng việc kết hợp việc đóng ngắt các công tắc Khi tụ tham gia càng nhiều theo chiều tăng của số bậc nghịch lưu

Hình 1.4: Cấu trúc nghịch lưu năm bậc dùng tụ kèm

Hình 1.5: Cấu trúc nghịch lưu ba bậc dùng tụ kèm

Ưu điểm chính của nghịch lưu dạng này là :

+ Khi số bậc tăng cao thì không cần dùng bộ lọc

+ Có thể điều tiết công suất tác dụng và phản kháng nên hiện được việc

điều tiết công suất trong lưới có dùng nghịch lưu

Nhược điểm :

+ Số lượng tụ công suất lớn tham gia trong mạch nhiều dẫn đến giá thành

tăng và độ tin cậy giảm

+ Việc điều khiển sẽ khó khăn khi số bậc của nghịch lưu tăng cao

2.4.5 Cấu trúc nghịch lưu đa bậc dạng cascade (cascade inverter)

Hình 1.6: cấu hình nghịch lưu ba pha dạng cascade Sử dụng các nguồn DC riêng, thích hợp trong trường hợp sử dụng nguồn DC có sẵn, ví dụ dưới dạng acquy, battery Cascade inverter gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ nghịch lưu áp dạng cầu một pha này có các nguồn DC riêng và bằng nhau (VDC1=VDC2=…=VDCn=U) Bằng cách kích đóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba bậc điện áp ( -U, 0, U ) được

tạo thành Sự kết hợp hoạt động của n bộ nghịch lưu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng bậc điện áp theo chiều âm ( -U, -2U, -3U, -4U,….-nU ), n khả năng bậc điện áp theo chiều dương ( U, 2U, 3U, 4U,…nU ) và bậc điện áp 0 Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồm n bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu ( 2n + 1 ) bậc Tần số đóng ngắt trong mỗi module của dạng mạch này có thể giảm đi n lần và dv/dt cũng vậy Điện áp trên áp đặt lên các linh kiện giảm đi 0,57 lần, cho phép sử dụng IJBT điện áp thấp Ngoài dạng mạch gồm các bộ nghịch lưu áp một pha, mạch nghịch áp đa bậc còn có dạng ghép từ ngõ ra của các bộ nghịch lưu áp ba pha Cấu trúc này cho phép giảm dv/dt và tần số đóng ngắt còn 1/3 Mạch cho phép sử dụng các cấu hình nghịch lưu áp ba pha chuẩn Mạch nghịch lưu đạt được sự cân bằng điện áp các nguồn DC, không tồn tại dòng cân bằng giữa các module Tuy nhiên, cấu tạo mạch đòi hỏi sử dụng các máy biến áp ngõ ra

2.4.6 Cấu trúc nghịch lưu đa bậc lai (Hybrid Voltage Source Inverter)

Hình 1.7: Cấu trúc nghịch lưu lai một pha bảy bậc Bộ chuyển đổi nguồn áp lai được giới thiệu bởi Manjrekar et al [2] là một cấu trúc dạng cascaded được bổ sung bởi những đầy cầu H bao gồm ít nhất một

nguồn Vdcj có giá trị khác Hình 1.7 mô tả cấu trúc nghịch lưu lai một pha bảy bậc gồm một cell điện áp cao và một cell điện áp thấp Trong vận hành, bộ nghịch lưu lai sử dụng cell điện áp cao chuyển đổi công suất chính còn cell điện áp thấp hơn để cải thiện dạng sóng điện áp của quá trình chuyển đổi Ngoài ra, cell điện áp cao sử dụng những thiết bị có khả năng khóa điện áp cao nhưng lại không cần chuyển mạch nhanh như có thể dùng các IGCT(Integated Gate Controled Thyristors ) Trong khi cell điện áp thấp dùng những thiết bị có khả năng chuyển mạch nhanh nhưng lại không cần chịu điện áp cao IGBT Điện áp tổng hợp được theo hình 1.7 là: -3U, -2U, -U, 0, U, 2U, 3U với nguyên tắc chuyển mạch như sau:

Điện áp VaN Điện áp cell IGCT Điện áp cell IGBT

Bảng 2.1: Nguyên tắc tổng hợp điện áp nghịch lưu lai bảy bậc hình 1.7

Những thuận lợi của cấu trúc lai

- Có thể kết hợp của hai loại thiết bị điện tử công suất có đặc tính khác nhau trong cùng một bộ nghịch lưu

- Số lượng chuyển mạch trên các cell công suất lớn rất ít, chỉ xảy ra ở cell công suất thấp nhất

- Với số cell nhất định nhưng tổng hợp số bậc điện áp ngõ ra lớn Điều này giúp tiết kiệm linh kiện điện tử công suất, nhưng vẫn đạt được chất lượng điện áp tương đương như những bộ nghịch lưu không lai khác

- Có khả năng điều khiển linh động Có thể nâng cao công suất cũng như điện pá một các dể dàng

Những điểm không thuận lợi của cấu trúc lai

- Cần cung cấp các nguồn DC độc lập cho mỗi cell cầu H

- Trong quá trình tổng hợp điện áp, các cell có công suất nhỏ thường phải nhận năng lượng theo chiều âm nên nếu dùng cầu chỉnh lưu cung cấp nguốn DC cho các cell cầu H thì phải dùng cầu chỉnh lưu hai chiều

Luận văn không tập trung nghiên cứu nguồn DC cung cấp cho các cell Xem chúng là nguồn vô cùng lớn Tuy nhiên, trong hương phát triển đề tài có đề cập lại vấn đề này

Chương 3 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN

NGHỊCH LƯU ÁP

Các bộ nghịch lưu áp thường điều khiển dựa theo kỹ thuật điều chế độ rộng xung – PWM (Pulse Witdth Modulation) và qui tắc kích đóng đối nghịch Qui tắc kích đóng đối nghịch đảm bảo dạng áp tải được điều khiển tuân theo giản đồ kích đóng công tắc và kỹ thật điều chế độ rộâng xung có tác dụng hạn chế tối đa các ảnh hưởng bất lợi của sóng hài bậc cao xuất hiện phía tải

Phụ thuộc vào phương pháp thiết lập giản đồ kích đóng các công tắc trong bộ nghịch lưu áp, ta có thể phân biệt các dạng điều chế độ rộng xung khác nhau

3.1 CÁC CHỈ TIÊU ĐÁNH GIÁ NGHỊCH LƯU ÁP

Chỉ số điều chế (Modulation index): định nghĩa là tỉ số giữa biên độ thành

phần hài cơ bản tạo nên bởi phương pháp điều khiển và giá trị chuẩn được chọn

trước Trong luận văn chọn giá trị đó là

3

2)

1 (

d mSVPWM

V

d m

d m

mSVPWM

m

V

U V

U V

U m

2332

) 1 ( )

1 (

) 1 (

) 1 (

=

=

Để đánh giá các đại lượng điện người ta thường dựa vào chỉ số méo dạng sóng hài toàn phần

2

2 ) (

Với: n là số nguyên, H(n) là sóng hài bậc thứ n, H1 là sóng hài bậc một hay sóng hài cơ bản

Để đánh giá ảnh hưởng của từng sóng hài riêng lẻ ta có thể dùng phương pháp phân tích phổ sóng hài cho đại lượng tuần hoàn không sin theo công thức phân tích Fourier Sau đây là công thức viết cho đại lượng i tuần hoàn, chu kỳ Tp nhưng không sin có thể triển khai thành tổng các đại lượng dạng sin theo hệ thức (2) [1]:

).cos(

.).sin(

1

X n B

X n A I

i

n

n n

=

++

1

dx i

.

1

dX X n i

.

1

dX X n i

Biên đôï sóng hài bậc n được xác định theo hệ thức:

2 2 )

(n m A n B n

Đặc biệt khi đánh giá chất lượng bộ nghịch lưu còn dùng một số tiêu chí như:

- Khả năng giảm thiểu hiện tượng common-mode voltage, là nguyên nhân làm giảm tuổi thọ động cơ

- Giá thành, độ tin cậy của bộ nghịch lưu

- Phạm vi ứng dụng về điện áp và công suất

- Khả năng linh hoạt trong vấn đề mở rộng tăng điện áp hay công suất

- Phân bố công suất cân bằng trên các linh kiện phù hợp

- Tần số đóng ngắt và công suất tổn hao do đóng ngắt

- Các qui định về tương thích điện từ (Electromagnet Compatibility-EMC) qui định khá nghiêm ngặt đốiù với các bộ biến đổi công suất đóng ngắt với tần số cao hơn 10kHz

- Công suấât tổn hao xuất hiện trên linh kiện bao gồm hai thành phần: tổn hao công suất khi linh kiện ở trạng thái dẫn điện Pon và tổn hao công suất động Pdyn Tổn hao công suất Pdyn tăng lên khi tần số đóng ngắt của linh kiện tăng lên Tần số đóng ngắt của linh kiện không thể tăng lên tùy ý vì những lý do sau:

+ Công suất tổn hao linh kiện tăng lên tỉ lệ với tần số đóng ngắt

+ Linh kiện công suất lớn thường gây ra tổn hao đóng ngắt linh kiện lớn hơn

Do đó, tần số kích đóng của nó phải giảm cho phù hợp, ví dụ các linh kiện GTO công suất MW chỉ có thể đóng ngắt ở tần số khoảng 100Hz

3.2 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU RỘNG XUNG SIN (SPWM)

Về nguyên lý, phương pháp thực hiện kỹ thuật analog Giản đồ kích đóng công tắc của bộ nghịch lưu dựa trên cơ sở so sánh hai tính hiệu cơ bản:

- Sóng mang up (carrier signal) tần số cao

- Sóng điều chế ur (reference signal) (hoặc sóng điều chế-modulation signal) dạng sin Ví dụ: công tắc lẻ được kích khi sóng điều khiển lớn hơn sóng mang (ur >

up) Trong trường hợp ngược lại công tắc chẵn được kích đóng

sóng hài bậc cao bị khử càng nhiều Tuy nhiên, tần số đóng ngắt cao làm tổn hao phát sinh do quá trình đóng ngắt các công tắc tăng theo Ngoài ra, các linh kiện còn có thời gian đóng ton và thời gian ngắt toff nhất định Các yếu tố này làm hạn chế việc chọn tần số sóng mang

Sóng điều khiển ur mang thông tin về độ lớn trị hiệu dụng và tần số sóng hài

cơ bản của điện áp ngõ ra Trong trường hợp bộ nghịch lưu áp ba pha phải được tạo lệch nhau về pha 1/3 chu kỳ của nó Trong trường hợp bộ nghịch lưu áp một pha, ta

Để đơn giản mạch kích hơn nữa, ta có thể sử dụng một sóng điều khiển duy nhất để khích đóng, ví dụ: cặp công tắc (S1S4) được kích đóng theo quan hệ giữa sóng điều khiển và sóng mang, còn cặp (S2S3) được kích đóng ngược lạivới chúng Lúc đó hình thành trạng thái kích đóng (S1S2) hoặc (S3S4)

rẻence

carrier f

Tương tự, gọi là tỉ số điều chế biên độ (amplitude modulation ratio):

carrier m

reference m a U

U m

Đối với bộ nghịch lưu áp ba pha:

2

.)

1 (

U m

Khi giá trị m a >1, biên độ tín hiệu điều chế lớn hơn tín hiệu sóng mang thì biên độ hài cơ bản điện áp ra tăng không tuyến tính theo biến m a Lúc này, bắt đầu xuất hiện lượng sóng hài bậc cao tăng dần cho đến khi đạt ở mức giới hạn cho bởi phương pháp 6 bước Trường hợp này gọi là quá điều chế (overmodulation) hoặc điều chế mở rộng

Trong trường hợp bộ nghịch lưu áp ba pha, các thành phần sóng hài bậc cao sẽ được giảm đến cực tiểu nếu giá trị m f được chọn bằng số lẻ bội ba

Nếu để ý đến hệ thức tính chỉ số điều chế, ta thấy phương pháp SPWM đạt được chỉ số lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng với biên độ sóng mang Lúc đó, ta có:

866.02

32

332

) 1 ( )

1 ( max

U

U V

U V

U m

d m

d

m SPWM

Phân tích sóng hài

Việc đánh giá chất lượng sóng hài xuất hiện trong điện áp tải có thể được thực hiện bằng phân tích chuỗi Fourier Ở đây, chu kỳ lấy tích phân Fourier được chia thành nhiều khoảng nhỏ, với cận lấy từng tích phân của từng khoảng được xác định từ các giao điểm của sóng điều khiển và sóng mang dạng tam giác

3.3 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN (SVPWM)

(Space vector modulation-hoặc Space vector PWM)

Phương pháp điều chế vector không gian xuất phát từ các ứng dụng của vector không gian trong máy điện xoay chiều, sau đó được mở rộâng triển khai trong máy điện ba pha Phương pháp điều chế vector không gian và các dạng cải tiến của nó có tính hiện đại, giải thuật dựa chủ yếu vào kỹ thuật số và là các phương pháp được sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong lĩnh vực điện tử công suất liên quan đến điều khiển đại lượng xoay chiều ba pha như điều khiển truyền động xoay chiều, điều khiển các mạch lọc tích cực, điều khiển các thiết bị công suất trên hệ thống truyền tải điện

Khái niệm vector không gian và phép biến hình vector không gian

Thực hiện phép biến hình từ các đại lượng ba pha v a, v b, v csang đại lượng

vector vr theo hệ thức :

)

.(v a a v b a2 v c k

trong đó :

2

32

13 / 2

j e

2cos( −θ0 − π

)3

4cos( −θ0 − π

.)3

2cos(

.)cos(

.3

2

0 2

0 0

πθ

πθ

x V

0 0

0

.)sin(

.)

Với hệ số k=2/3, phép biến hình vector không gian ngược cho ta thu được đại lượng ba pha từ vector không gian vr như sau:

2

1

2

1

=

3.3.1 Điều chế vector không gian của nghịch lưu áp

Ý tưởng của phương pháp điều chế vectơ không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vectơ không gian tương ứng trên quĩ đạo đường tròn của vectơ điện áp bộ nghịch lưu, tương tự như trường hợp của vectơ không gian của đại lượng sin ba pha tạo được Với sự dịch chuyển đều đặn của vectơ không gian trên quĩ đạo tròn, các sóng hài bậc cao được loại bỏ và quan hệ giữa tín hiệu điều khiển và biên độ áp ra trở nên tuyến tính Vectơ tương đương ở đây chính là vectơ trung bình trong thời gian một chu kì lấy mẫu Ts của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp

Xét góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác tạo thành bởi đỉnh của ba vector

1

vr ,vr2 và vr0 Các vector đỉnh vr1,vr2 và vr0 tạo thành các vector cơ bản của góc phần sáu trên giả sử rằng trong thời gian lấy mẫu Ts, ta cho tác dụng vector vr1 trong thời gian T1, ta cho tác dụng vector vr 2 trong thời gian T2, và vector vr0tác dụng trong thời gian còn lại (Ts-T1-T2) Vector tương được tính bằng vector trung bình bởi chuổi tác động liên tiếp nêu trên, tức là:

+

+

dt v dt v dt v T V

s T

T T

T T

T T

s

.1

2 1

2 1 1

1

0 2

0 1

rr

rr

= ∫ V dt ∫+ V e dt ∫ dt T

V

s T T

T

j d T

d

.0

.3

2

2 2 1 1 2 3 1

.3

23

T

T e V T

T V V

s

j d s

r

+

=+

2 ) (

2 1 2 1 2

1+ τ +τ + − τ −τ

V

r r r

r

Vector Vrgồm thành phần theo trục X với độ lớn tỉ lệ với tổng thời gian tác động (τ1+τ2) và thành phần theo trục Y tỉ lệ với hiệu (τ1 −τ2)

Từ các hệ thức trên và hình 3.1, ta nhận thấy rằng:

- Khi thời gian tác động τ1của vector vr1 bằng 0, vector trung bình Vr có đỉnh nằm trên đoạn thẳng nối giữa hai đỉnh của vector không vr0và vector vr2

- Khi thời gian tác động τ2của vector vr2 bằng 0, vector trung bình Vr có đỉnh nằm trên đoạn thẳng nối giữa hai đỉnh của vector không vr0và vector vr1

- Khi thời gian tác động τ0của vector vr0 bằng 0, vector trung bình Vr có đỉnh nằm trên đoạn thẳng nối giữa hai đỉnh của vector không vr 1 và vector vr 2

- Khi thời gian tác động của của mỗi vector đều lớn hơn không vector Vrnằm trong mặt phẳng giới hạn bởi ba đỉnh của ba vector vr1,vr2 và vr0

- Bán kính đường tròn quĩ đạo vector lớn nhất nội tiếp bên trong hình lục giác có độ lớn tương ứng bằng 2V d / 3 Tùy theo dấu của biểu thức (τ1−τ2) dương hoặc âm mà vị trí vector Vrsẽ trước hoặc sau pha so với trục X

Hình 3.1: Một phần sáu hình lục giác trong phương pháp SVPWM Trong thực tế, ta thường gặp bài toán điều khiển vector không gian trung bình(tương đương) như sau: xác định thời gian đóng ngắt linh kiện để đạt được vector Vrcó độ lớn Vr và góc lệch pha γ cho trước như trong hình 3.1 Từ hình 3.1,

ta có thể dẫn giải hệ thức tính như sau:

)3sin(

3

d V

V ; τ2 3 .sin(γ)

d V

V

với: V d-là điện áp mạch nguồn DC của bộ nghịch lưu áp

Nếu vector vri(Vα,i;Vβ,i)nằm ở góc phần sáu thứ i so với góc phần sáu thứ nhất của các vector cơ bản vr,1, vr,2 và vr0, việc tính toán thời gian tác động τ1,τ2 và τ0của vector trên có thể thực hiện bằng cách qui đổi vector vrivề góc phần sáu thứ nhất –tức vr (bằng hệ thức 3.19) rồi áp dụng công thức (3.20)

Phép qui đổi thực hiện theo công thức sau:

3)1sin(

3)1cos(

ππ

ππ

β

α

i i

i i

V

V

2 2

β

α V V

V6 V5

Ta có:

3

2) 1 (

d m t

V

Chỉ số điều chế tương ứng sẽ là:

1 3 / 2

3 / 2

3.3.3 Phương pháp điều chế mở rộng (overmodulation)

Các phương pháp điều chế vector không gian được sử dụng để điều khiển điện áp ngõ ra có chỉ số điều chế đến giới hạn 1 Trong điều khiển công suất lớn, chẳng hạn điều khiển truyền động động cơ xoay chiều Việc tận dụng khả năng công suất của bộ nghịch lưu có ý nghĩa kinh tế quan trọng vì sẽ sử dụng hiệu quả các thiết bị và linh kiện, đặc biệt ở trạng thái quá độ Do đó phát sinh nhu cầu điều khiển mở rộng điện áp đến giá trị cực đại mà phương pháp sáu bước tạo ra với chỉ số điều chế 1.1

Phương pháp điều rộng xung sin và dạng cải tiến của nó cũng có thể đạt đến giới hạn m=1.1 Tuy nhiên, đặc tính điều khiển trở nên rất phi tuyến và tính chất sóng hài đạt được không có lợi cho sử dụng Do đó, điều chế độ rộng xung mở rộâng không được thực hiện thuận lợi với phương pháp SPWM

Phương pháp điều chế vector mở rộng dựa vào đặc tính quĩ đạo của vector không gian (xem hình 3.3) Quĩ đạo vector giới hạn dưới là đường tròn nội tiếp bên trong hình lục giác, tương ứng m=1 Bên trong đường tròn giới hạn này, ta có thể điều khiển vector điện áp ngõ ra Vr(và điện áp pha tải) cùng pha và module với vector yêu cầu vrref

Một trong các phương pháp điều chế vector mở rộng là chia phạm vi điều chế làm hai mode Mode 1, áp dụng cho phạm vi thay đổi của chỉ số điều chế m trong phạm vi từ 1 đến 1.05, các quĩ đạo tương ứng là đường tròn nội tiếp bên trong hình lục giác (m=1) và đường chu vi hình lục giác (m=1.05)

Mode 2, áp dụng cho phạm vi thay đổi của m từ 1.05 đến 1.1 Cận dưới có quĩ đạo vector tương ứng là đường chu vi của hình lục giác

V ref

V V

Phạm vi điều chế PWM mở rộng (1<m<1.1)

Phạm vi điều chế PWM tuyến tính (0<m<1)

Hình 3.3: Quĩ đạo vector không gian trong vùng tuyến tính và quá điều chế Mode 2, áp dụng cho phạm vi thay đổi của m từ 1.05 đến 1.1 Cận dưới có quĩ đạo vector tương ứng là đường chu vi của hình lục giác (m=1.05) và cận trên có quĩ đạo gồm sáu vector đỉnh của hình lục giác (m=1.1)

3.4 PHƯƠNG PHÁP MÔ PHỎNG ĐIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN DÙNG SÓNG MANG

Dựa trên cơ sở lý thuyết phân tích tương quan giữa SVPWM và sóng mang đơn cực ( carrier based unipolar PWM ), phương pháp điều chế vector không gian dùng sóng mang thực chất là tạo ra một sóng điều chế có nhiều ưu điểm hơn so với các sóng điều chế cũ Sóng điều chế này được tạo ra theo giải thuật (xem hình 3.4) sau:

Trong đó chia thành hai khối lớn : Active signal generator (tạo tín hiệu tích cực) và offset generator (tạo hàm offset ) Cả hai khối này sẽ được cộng vào ở khối cuối cùng (như công thức 3.18) Kết quả là cho ra tín hiệu điều chế tối ưu nhất Phần dưới đây sẽ phân tích chi tiết cho từng khối

Hình 3.4: Giải thuật của sóng điều chế

PWM r rx

,12)1(,

12m m v rx m m v rx m rx

trong đó:

12

1

m m

m m

rx

0,

Với m=1:

c b a x x f n m

rx

1,

)3/2cos(

);

3/2cos(

);

cos(

c b a x

a

f b

f a

,

biểu thức sau:

c b a x x f n m m rx

3

) 1 ( ,

Trong vùng quá điều chế (1<m<1.1) thì ta sẽ chia làm hai phần, với v rx12,m

có thể được xác định theo biểu thức sau:

c b a x m rc

v m rb

v m ra v m rx v m rx

3

),,,(,,

minmin

minmin

,

P x rf P

P x rf P

x rf

P x rf P

m rx v

nếunếu

3

),,,(,,

/)1(

minmin

)1(

min2

/)1(,

P x rf n

P x rf P

x f n

P x rf n

m rx v

nếunếu

nếu

Với m=1.1 r → ∞ nên:

)sgn(

)1(5.01.1

rx

c b a x m rc v m rb v m ra v x f n

m rx

3

),,,

()sgn(

)1(5.01.1,

Vậy để tính toán trong vùng quá điều chế ta có thể chia thành hai đoạn sau:

+ 1<m<1.055

+ 1.055<m<1.1

Với các giá trị tại m=1, m=1.055 và m=1.1 ta có thể xác định các giá trị

055

,12)1(,

12m m v rx m m v rx m rx

12

1

m m

m m

−

=

ξTóm lại ta có sơ đồ giải thuật cho khối Active_signal như sau:

Hình 3.5: Giải thuật điều chế 2 Mode

Hình 3.6: Thuật toán cho điều chế 2 Mode

3.4.2 Khối tạo tín hiệu offset-generator và tín hiệu điều chế

rc v rb v ra

v , ,

- Xác định giá trị max, mid, min của các tín hiệu

m rx v

,

12 :

),,min(

),,(

),,max(

rc v rb v ra v Min

rc v rb v ra v mid Mid

rc

v rb

v ra v Max

ro v

Max n

P ro

= min min

1 min

- Xác định giá trị

ref ro

v

, : + Chế độ cực tiểu common mode (minimum common mode)

min0

max0

0maxmax

,

ro v ro

v

ro v ro

v ro

v ro

v

ref ro

v

nếunếu

(,

ro v ro

v ref ro v

+

-Hàm tính giá trị Offset để tìm

PWM ro

+++

+

≤

<

+++

≤

≤+

+

=

11213

21min

21112

1min

1101

min_

r v K K c

K K o

n ro

v

K K r v K c

K o n ro

v

K r v c

o n ro

v

PWM ro

v

nếunếu

min,

1

ro

v ro v Int o n

o

n ro

v ref ro

v r v

+

3,2,

=

−

−

− +

=

1 )

( ) (

1

0 )

( ) (

1

S Min

Max Min

Max Int K

( ) (

1

0 )

(

S Mid

Max Int Mid Max K

nếu

211

)(

)(

)(Max Min Int Mid Min Int Max Mid Int

3,2,

2

111

r v if

K r v if K

2

2)11(2

K r v if

K K r v if K

2

3)211

(3

K K r v if

K K

K r v if K

- Xác định các sóng điều chế

rc v rb v ra

v , , :

+

=

PWM ro

v rb v rb v

_

12 +

PWM ro

v rc

v rc

Chương 4 THIẾT KẾ NGHỊCH LƯU ĐA BẬC LAI

4.1 NGHỊCH LƯU ĐA BẬC LAI VÀ KIỂU ĐIỀU CHẾ

4.1.1 Mô tả

Bộ nghịch lưu đa bậc lai cơ bản được mô tả trên hình 4.1 Gồm ba pha mắc hình sao, mỗi pha có n cell cầu H nối tiếp Điện áp pha bằng tổng điện áp ngõ ra của các cell cầu H của pha đó

)(

)()()(t v 1 t v 2 t v t

n j

N

Hơn nữa, để bộ nghịch lưu có thể tổng hợp số bậc điện áp liên tục, điện áp

DC các cell cầu H phải tuân theo hệ thức sau:

n j

V V

j

k k

j 1 2 , 2 , 3 , ,

1

1

= +

≤ ∑−

=

(4.4)

Hình 4.1: Cấu tạo nghịch lưu đa bậc lai Để thuận lợi cho quá trình phân tích, xét các nguồn DC sắp xếp theo trật tự tăng dần như sau:

n V V

V V

n

k k n

V V

Từ công thức (4.2) và (4.6)-(4.7) ta nhận thấy rằng Với cùng số cell cầu H, cấu trúc bộ nghịch lưu kiểu lai cho số bậc điện áp ngõ ra lớn hơn Bộ nghịch lưu này có khả năng phối hợp, sử dụng các linh kiện điện tử công suất khác nhau Ở cell điện áp cao, công suất lớn có thể dùng linh kiện chuyển mạch chậm như IGCT Còn cell điện áp thấp, công suất nhỏ dùng linh kiện chuyển mạch nhanh như IGBT, MOSFET điều chế ở tần số cao Nhiệm vụ cell điện áp thấp là chuyển mạch tần số cao, để cải thiện họa tần điện áp ngõ ra

4.1.2 Phương pháp điều chế

Kiểu điều chế tổng quát được giới thiệu trong luận văn, chủ yếu dựa vào phương pháp điều khiển analog Các tín hiệu được kết hợp so sánh để tạo tín hiệu kích mở cổâng cho các cell cầu H Tín hiệu điều chế các cell công suất phụ thuộc tín hiệu điều khiển(hay áp ra) của cell có công suất lớn hơn nó Nguyên tắc kết hợp đó được giới thiệu trên hình 4.2

Sơ đồ khối tín hiệu hình 4.2 dùng để tạo tín hiệu kích lên các linh kiện điện tử công suất ở các cell cầu H Tín hiệu điều chế ban đầu đưa vào khối so sánh thứ n (cell Vn) với ngưỡng ψn tạo tín hiệu kích cung cấp cho khối Vn Nếu tín hiệu điều chế cao hơn ψn, điện áp ra là Vn Nếu tín hiệu điều chế âm hơn −ψn tín hiệu ra là –Vn Ngoài ra, giá trị ngõ ta là 0 Tín hiệu điều khiển của cell thứ j khác tín hiệu điều khiển của cell thứ j+1 và điện áp ra của cell thứ j+1 Vì thế, tín hiệu điều khiển của cell thứ j đạt được bằng việc so sánh tín hiệu điều chế tương ứng của cell thứ j với mức so sánh tương ứng ψj và −ψ j của nó Tuy nhiên, tín hiệu điều chế của cell thứ j bằng tín hiệu điều chế của khối thứ j+1 trừ tín hiệu điện áp ngõ ra