nghiên cứu, xây dựng biến tần kiểu ma trận

Biến tần dạng ma trận, xây dựng trên các khoá bán dẫn hai chiều, có khả năng trao đổi công suất qua lại với lưới, dòng đầu vào sin, hệ số công suất điều chỉnh được.. Chương 6, Một số vấ

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI

LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC

PGS.TS BÙI QUỐC KHÁNH

HÀ NỘI - 2007

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi Các số liệu,

kết quả trong luận án là hoàn toàn trung thực và chưa từng được ai công bố

trong bất kỳ công trình nào

MỤC LỤC

MỞ ĐẦU 9

Chương 1 TỔNG QUAN VỀ BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN 12

1.1 Biến tần, bộ biến đổi năng lượng quan trọng trong công nghiệp ……….12

1.2 Các yêu cầu về đảm bảo thành phần sóng hài đối với các bộ biến đổi bán dẫn công suất 14

1.3 Biến tần kiểu ma trận (Matrix Converter – MC) 17

1.3.1 Cấu hình cơ bản của MC 18

1.3.2 Bộ lọc đầu vào (input filter) 19

1.3.3 Mạch Clamp 21

1.3.4 Ma trận khoá đóng cắt hai chiều (Bidirectional Switch - BDS) 21

1.4 Các dạng Matrix Converter khác 23

1.4.1 Dạng MC gián tiếp 23

1.4.2 Dạng MC gián tiếp ít van (SMC) 24

1.4.3 Dạng MC gián tiếp rất ít van (USMC) 24

1.4.4 Biến tần 4Q 25

1.4.5 So sánh số lượng phần tử trong các sơ đồ biến tần 26

1.5 Tình hình nghiên cứu về Matrix Converter 26

1.5.1 Lịch sử phát triển 26

1.5.2 Các phương pháp điều chế 27

1.5.3 Module mạch lực 29

1.5.4 Vấn đề điều khiển chuyển mạch các van bán dẫn 29

1.5.5 Ảnh hưởng của điện áp trên lưới đối với MC 30

1.5.6 Phát triển các ứng dụng của MC 31

1.6 Kết luận chương 1 32

Chương 2 VẤN ĐỀ CHUYỂN MẠCH TRONG MA TRẬN KHOÁ HAI CHIỀU ………34

2.1 Quy tắc thực hiện quá trình chuyển mạch 34

2.2 Các kỹ thuật chuyển mạch trong MC 35

2.2.1 Chuyển mạch bốn bước 35

2.2.2 Chuyển mạch hai bước 37

2.2.3 Chuyển mạch một bước 38

2.2.4 Chuyển mạch thông minh 39

2.3 Chuyển mạch cộng hưởng 41

2.4 Chuyển mạch trong quá trình quá độ 42

2.5 Kết luận chương 2 44

Chương 3 CÁC PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU TRONG BIẾN TẦN MA TRẬN ……… 46

3.1 Vấn đề biến điệu bề rộng xung trong biến tần ma trận 46

3.2 Phương pháp Venturini-Alesina (VA) 46

3.2.1 Hệ phương trình và lời giải 46

3.2.2 Mô phỏng thuật toán Venturini-Alesina 51

3.3 Phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp 54

3.3.1 Sơ đồ MC điều biến gián tiếp 54

3.3.2 Điều biến vectơ không gian cho phía chỉnh lưu 55

3.3.3 Điều biến vectơ không gian cho phía nghịch lưu 57

3.3.4 Kết hợp giữa chỉnh lưu và nghịch lưu 59

3.4 Ứng dụng phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp cho sơ đồ MC cơ bản 59

3.4.1 Các tổ hợp van tương đương 59

3.4.2 Sơ đồ điều chế vectơ không gian gián tiếp cho MC 61

3.4.3 Tuần tự đóng cắt của các van trong một chu kỳ cắt mẫu 63

Chương 4 PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU VECTƠ KHÔNG GIAN TRỰC TIẾP ……… 64

4.1 Phương pháp vectơ không gian trong MC 64

4.1.1 Xác định vectơ không gian 64

4.1.2 Tổng hợp vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào 70

4.2 Đồng bộ vectơ dòng điện vào với điện áp lưới đầu vào 71

4.3 Xác định các hệ số biến điệu 72

4.4 Trường hợp hệ số công suất gần lý tưởng 75

4.5 Thứ tự thực hiện các vectơ 77

4.6 Thực hiện quy luật biến điệu 78

4.6.1 Xác định vị trí của các vectơ không gian 78

4.6.2 Lựa chọn các tổ hợp van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn 79

4.7 Mô phỏng MC biến điệu vectơ không gian trực tiếp 80

4.7.1 Mô hình 80

4.7.2 Kết quả mô phỏng 82

4.8 Kết luận của chương 4 82

Chương 5 XÂY DỰNG HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN 86

5.1 Cấu trúc của hệ thống điều khiển biến tần kiểu ma trận 86

5.2 Khâu tính toán quy luật biến điệu 87

5.3 Khâu điều khiển lôgic 89

5.3.1 Lựa chọn các tổ hợp van 89

5.3.2 Lôgic điều khiển quá trình chuyển mạch 90

5.3.3 Mô phỏng hệ thống điều khiển chuyển mạch 93

5.4 Thiết kế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch dùng CPLD 95

5.4.1 Cấu trúc cơ bản của CPLD 95

5.4.2 Lập trình cho mạch điều khiển lôgic 97

5.4.3 Mô phỏng mạch lôgic trên WINSIM 99

5.4.4 Kết quả thực nghiệm 101

5.5 Kết luận chương 5 103

Chương 6 MỘT SỐ VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ỨNG DỤNG THỰC TẾ CỦA MC ………108

6.1 Đảm bảo chất lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng 108

6.1.1 Biểu thức tổng quát tính toán dòng đầu vào 109

6.1.2 Đồng bộ theo vectơ điện áp đầu vào 110

6.1.3 Đồng bộ với vectơ điện áp vào hiệu 111

6.1.4 Đồng bộ với thành phần thứ tự thuận trong vectơ điện áp vào 111

6.2 Ứng dụng MC trong DTC 113

6.2.1 Sơ đồ MC-DTC 113

6.2.2 Mô phỏng 116

6.3 So sánh biến tần ma trận và biến tần công nghiệp 119

6.3.1 Mô tả thí nghiệm 119

6.3.2 Kết quả thí nghiệm 123

6.4 Kết luận 126

KẾT LUẬN VÀ CÁC ĐỀ XUẤT 127

Danh mục những công trình của tác giả 129

Tài liệu tham khảo 130

PHỤ LỤC 135

Danh mục hình vẽ

Hình 1.1 Sơ đồ cấu trúc biến tần có khâu trung gian một chiều .13

Hình 1.2 Sơ đồ nguyên lý biến tần trực tiếp .13

Hình 1.3 Sự xuất hiện xung điện áp trong sơ đồ chỉnh lưu cầu 16

Hình 1.4 Cấu hình cơ bản của MC .18

Hình 1.5 Mạch lọc đầu vào 19

Hình 1.6 Các khoá 2 chiều: a) E chung; b) C chung; c) IGBT trong cầu điôt 22

Hình 1.7 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc E chung 22

Hình 1.8 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc C chung 23

Hình 1.9 Sơ đồ MC gián tiếp .23

Hình 1.10 Sơ đồ MC gián tiếp dạng ít van (SMC) 24

Hình 1.11 Sơ đồ MC gián tiếp dạng rất ít van (USMC) .25

Hình 1.12 Sơ đồ biến tần 4Q 25

Hình 2.1 Chuyển mạch trong nghịch lưu thường 34

Hình 2.2 Sơ đồ mô tả quá trình chuyển mạch 35

Hình 2.3 Đồ thị tín hiệu điều khiển chuyển mạch 35

Hình 2.4 Trạng thái logic các van trong chuyển mạch bốn bước .36

Hình 2.5 Trạng thái lôgic của van trong chế độ chuyển mạch 2 bước 37

Hình 2.6 Tín hiệu điều khiển van khi dòng đổi chiều .37

Hình 2.7 Quá trình chuyển mạch một bước (a) IL>0; (b) IL<0 .38

Hình 2.8 Cấu trúc mạch điều khiển chuyển mạch thông minh .40

Hình 2.9 Đồ thị thời gian quá trình chuyển mạch khi dòng đổi chiều 40

Hình 2.10 Đồ thị trạng thái chuyển mạch theo phương pháp chuyển mạch thông minh .41

Hình 2.11 Mô hình khoá mềm a) Phần tử chuyển mạch đóng cắt mềm E chung; b) Phần tử chuyển mạch đóng cắt mềm cầu điôt .41

Hình 2.12 Trạng thái lựa chọn điện áp UA, UB và các điôt DA2, DB1 làm điôt ngược .42

Hình 2.13 Trạng thái trung gian chuyển đổi từ pha B sang pha C .43

Hình 2.14 Dòng điện bị suy giảm nhanh dưới tác dụng của hệ thống điôt ngược (kết quả mô phỏng) .44

Hình 2.15 Mô hình mô phỏng mạch điều khiển quá trình chuyển mạch dùng ToolBox StateFlow 45

Hình 3.1 Hình ảnh điện áp ra lớn nhất qm = 0,5 .50

Hình 3.2 Mô tả tỷ số truyền áp bằng 0.866 51

Hình 3.3 Sơ đồ mô phỏng MC một pha 52

Hình 3.4 Sóng điện áp pha ra, f0=70Hz, tải R=100Ω, L=80mH .53

Hình 3.5 Sóng điện áp đầu vào và dòng điện vào(x30) .53

Hình 3.6 Sóng điện áp dây và dòng điện, f0=70Hz, tải R=100Ω, L=80 mH .54

Hình 3.7 Mô hình MC biến điệu gián tiếp .55

Hình 3.8 Các vectơ dòng điện vào .57

Hình 3.9 Các vectơ điện áp ra .59

Hình 3.10 Số van tham gia để tạo ra pha đầu ra A .60

Hình 3.11 Vectơ dòng điện và vectơ điện áp đều nằm trong góc phần sáu thứ nhất.

61

Hình 3.12 Trình tự điều khiển các khoá trong MC ứng với (3.38) .63

Hình 4.1 Sơ đồ cấu trúc của MC 66

Hình 4.2 Các tổ hợp van trong matrix converter 67

Hình 4.3 Vectơ không gian điện áp đầu ra (a) và dòng điện đầu vào (b), ứng với các tổ hợp van abb, bcc, caa .68

Hình 4.4 (a) Vectơ không gian điện áp ra; (b) Vectơ không gian dòng điện vào .68

Hình 4.5 Đồng bộ điện áp lưới đầu vào với các sector dòng đầu vào .71

Hình 4.6 Tổng hợp vectơ không gian từ các vectơ biên chuẩn 76

Hình 4.7 Mô hình mô phỏng bộ biến tần Matrix Converter trên MATLAB SIMULINK .80

Hình 4.8 Khóa chuyển mạch hai chiều dùng IGBT .81

Hình 4.9 Dạng điện áp, dòng đầu vào (trên); Dạng điện áp, dòng đầu ra (dưới) 83

Hình 4.10Dòng đầu vào biến tần và phân tích phổ Furiê (có mạch lọc đầu vào) 84

Hình 4.11 Dạng điện áp ngay đầu vào biến tần và phân tích phổ Furiê 84

Hình 4.12 Dạng điện áp đầu ra biến tần và phân tích phổ Furiê 85

Hình 4.13 Dạng dòng điện đầu ra biến tần và phân tích phổ Furiê 85

Hình 5.1 Sơ đồ cấu trúc hệ thống điều khiển trong MC .86

Hình 5.2 Sơ đồ cấu trúc khâu tính toán dùng DSP 88

Hình 5.3 Sơ đồ mạch lực MC 88

Hình 5.4 Quá trình chuyển mạch bốn bước giữa pha Ua và pha Ub 90

Hình 5.5 Đồ thị thời gian các bước chuyển mạch .91

Hình 5.6 Đồ thị quả bóng trạng thái chuyển mạch giữa hai pha đầu vào .92

Hình 5.7 Trạng thái lôgic trong chuyển mạch ba pha 92

Hình 5.8 Kết quả mô phỏng .94

Hình 5.9 Cấu trúc chung của CPLD 95

Hình 5.10 Cấu trúc của một macrocell 96

Hình 5.11 Lôgíc trạng thái trong WINCUPL .98

Hình 5.12 Kết quả mô phỏng thực hiện lôgic bảng chọn .100

Hình 5.13 Mô hình MC thử nghiệm .102

Hình 5.14 Tín hiệu điều khiển tới hai khóa BDS chuyển mạch với nhau .103

Hình 5.15 Dạng xung điều khiển đưa đến hai IGBT trong một BDS .104

Hình 5.16 Dạng điện áp ra với điều khiển chuyển mạch 4 bước (20mS/ô) 104

Hình 5.17 Dạng dòng điện đầu ra .105

Hình 5.18 Dạng điện áp ra với thời gian quét 5mS/ô 105

Hình 5.19 Dạng điện áp ra ở nửa chu kỳ dương .106

Hình 5.20 Dạng điện áp ra ở nửa chu kỳ âm 106

Hình 5.21 Dạng dòng đầu vào (kênh 3) và dạng điện áp đầu vào (kênh 4) khi động cơ đảo chiều quay .107

Hình 5.22 Mô hình thí nghiệm MC với phụ tải động cơ .108

Hình 6.1 Các khả năng chọn vectơ đồng bộ .108

Hình 6.2 Sơ đồ cấu trúc hệ thống MC-DTC .114

Hình 6.3 Vectơ không gian của MC 114

Hình 6.4 Vectơ không gian trong sơ đồ DTC cơ bản .115

Hình 6.5 Góc pha xác định theo thành phần d-q Phi_PQ và theo phân tích Furiê Phi_P+N .117

Hình 6.6 Đồng bộ với vectơ e i theo d-q .118

Hình 6.7 Đồng bộ với vectơ e i theo Furiê 118

Hình 6.8 Đồng bộ với vectơ e ip −e in∗ 118

Hình 6.9 Đồng bộ với vectơ e ip 118

Hình 6.10 Thiết bị thí nghiệm tạo tải cho động cơ .120

Hình 6.11 Biến tần so sánh SP1403 của Control Techniques .121

Hình 6.12 Biến tần thí nghiệm MC01 .121

Hình 6.13 Hình dạng điện áp, dòng đầu vào của biến tần so sánh .124

Hình 6.14 Phân tích chất lượngđiện áp, dòng đầu vào của biến tần so sánh .124

Hình 6.15 Hình dạng điện áp, dòng đầu vào của biến tần MC .125

Hình 6.16 Phân tích chất lượng điện áp, dòng đầu vào biến tần MC .125

Danh mục bảng

Bảng 1.1 Giới hạn cho phép về độ méo sóng hài điện áp theo tiêu chuẩn IEEE Std

519-1992 .15

Bảng 1.2 Giới hạn thành phần sóng hài đối với dòng điện theo tiêu chuẩn IEEE Std 519-1992 .17

Bảng 1.3 So sánh số phần tử trong các sơ đồ bộ biến tần khác nhau .26

Bảng 2.1 Các trường hợp chuyển mạch giữa hai pha A và B, dấu “+” tương ứng với IL >0, UAB>0, chuyển mạch từ A sang B, dấu “- ” tương ứng với IL <0, UAB<0, chuyển mạch từ B sang A 36

Bảng 3.1 Trạng thái khoá và các vectơ tương ứng phía chỉnh lưu 56

Bảng 3.2 Trạng thái khoá và các vectơ tương ứng cho phía nghịch lưu 58

Bảng 3.3 Ma trận khóa của MC ứng với các bước chuyển mạch 63

Bảng 4.1 Các tổ hợp van và giá trị của các vectơ chuẩn tương ứng đối với điện áp ra và dòng điện đầu vào .69

Bảng 4.2 Thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn, ứng với vị trí của các vectơ điện áp ra và dòng điện vào tại các góc phần sáu tương ứng .76

Bảng 4.3 Xác định vị trí của vectơ không gian theo hai tọa độ (Uα, Uβ) .78

Bảng 5.1 Lôgic lựa chọn các tổ hợp van 89

Bảng 5.2 Bảng trạng thái lôgic 91

Bảng 5.3 Trạng thái lôgic của quá trình chuyển mạch ba pha 93

Bảng 6.1 Bảng chọn vectơ trong DTC 115

Bảng 6.2 Bảng chọn các vectơ cho DTC khi sử dụng MC 116

Bảng 6.3 Các số liệu tính toán do PZ4000 cung cấp 122

MỞ ĐẦU

ĐẶT VẤN ĐỀ

Biến tần bán dẫn là các bộ biến đổi năng lượng quan trọng, chiếm tỷ trọng ngày càng lớn về số lượng cũng như công suất sử dụng trong công nghiệp, đang đặt ra nhu cầu cấp thiết được hoàn chỉnh và nâng cao về chất lượng Nhu cầu này có cơ sở nhờ sự phát triển vượt bậc của công nghệ chế tạo các phần tử bán dẫn công suất lớn và công nghệ chế tạo các bộ xử lý tín hiệu

số Ngoài ra, biến tần còn phải đáp ứng các yêu cầu pháp lý về đảm bảo tiêu chuẩn thành phần sóng hài, về hệ số công suất, giảm thiểu ảnh hưởng của các phụ tải phi tuyến với lưới điện Biến tần dạng ma trận (Matrix Converter - MC) là một cấu trúc biến tần mới được nghiên cứu nhằm đáp ứng những đòi hỏi thực tế trên đây và thay thế các biến tần truyền thống trong tương lai gần Các bộ biến tần trong công nghiệp hiện nay chủ yếu có cấu trúc AC-DC-

AC, có khâu trung gian một chiều với tụ điện lớn làm kho tích trữ năng lượng, sử dụng các transistor có cực điều khiển cách ly (IGBT) Cấu trúc AC-DC-AC bao gồm mọi dải công suất, từ vài trăm watt đến hàng nghìn kW Một dạng biến tần khác là biến tần trực tiếp AC-AC (Cycloconverter), sử dụng các thyristor, chỉ được áp dụng cho dải công suất lớn và rất lớn, từ vài trăm kW đến vài MW Các biến tần này đều có nhược điểm cơ bản là dòng đầu vào không sin, không điều chỉnh được hệ số công suất, do đó công suất lắp đặt sẽ

bị hạn chế tối đa đến 60% công suất của trạm nguồn cung cấp Ngoài ra cấu trúc biến tần phổ biến nhất AC-DC-AC lại không có khả năng trao đổi công suất với lưới theo cả hai chiều, điều này gây khó khăn cho những ứng dụng thực tế khi tải có tính thế năng hoặc có quán tính lớn

Biến tần dạng ma trận, xây dựng trên các khoá bán dẫn hai chiều, có khả năng trao đổi công suất qua lại với lưới, dòng đầu vào sin, hệ số công suất điều chỉnh được MC có thể được xây dựng thuần bán dẫn, kích thước nhỏ

gọn, chịu được nhiệt độ làm việc cao Vấn đề lớn nhất đặt ra đối với biến tần kiểu ma trận là hệ thống điều khiển phức tạp đang được dần dần giải quyết với việc ứng dụng các công cụ tính toán, điều khiển hiện đại nhất

MỤC TIÊU CỦA ĐỀ TÀI

Đề tài có mục tiêu thiết kế, chế tạo một mô hình biến tần kiểu ma trận nhằm chứng minh khả năng chế tạo và ứng dụng biến tần này trong phạm vi công nghiệp Đây là một nhiệm vụ khó khăn vì biến tần kiểu ma trận chưa có các sản phẩm thương mại, một số mẫu đưa ra trong các phòng thí nghiệm ở nước ngoài nước chỉ được trình bày dưới dạng kết quả, không hề có những chỉ dẫn về quá trình tính toán, thiết kế

VẤN ĐỀ VÀ PHẠM VI NGHIÊN CỨU

Về lý thuyết, phân tích và đánh giá khả năng ứng dụng của các phương

pháp điều khiển chuyển mạch, các thuật toán biến điệu vectơ không gian, về mức độ phù hợp đối với các công cụ điều khiển mới nhất hiện có, từ đó xây dựng thuật toán điều khiển áp dụng trong mô hình thực nghiệm Đề xuất phương pháp đồng bộ vectơ dòng đầu vào để đảm bảo chất lượng dòng điện trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng Chỉ ra ứng dụng của biến tần ma trận trong hệ truyền động động cơ không đồng bộ với phương pháp điều khiển trực tiếp mô men

Về thực tế, đề tài xây dựng mẫu thí nghiệm biến tần ma trận, công suất 4

kW, dùng làm cơ sở để thử nghiệm các thuật toán điều khiển khác nhau cũng như để kiểm chứng một số đặc tính về truyền động ứng dụng biến tần

Bản luận án bao gồm bảy chương Chương 1, Tổng quan về biến tần kiểu

ma trận, trình bày những vấn đề chủ yếu về biến tần kiểu ma trận, những vấn

đề về điều khiển cũng như tình hình nghiên cứu về MC hiện tại Chương 2,

Vấn đề chuyển mạch trong ma trận khoá hai chiều, đưa ra sự lựa chọn

phương pháp chuyển mạch cho ma trận khoá hai chiều Chương 3, Các

phương pháp biến điệu cho biến tần ma trận, đánh giá yêu cầu về mức độ tính

toán của hai phương pháp cổ điển, phương pháp Venturini-Alesina và phương

pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp Chương 4, Phương pháp biến điệu

vectơ không gian trực tiếp, trình bày mô tả toán học và xây dựng thuật toán

điều khiển cho MC, kiểm chứng bằng mô hình mô phỏng Chương 5, Xây

dựng hệ thống điều khiển cho biến tần kiểu ma trận, đưa ra thiết kế chi tiết hệ

thống điều khiển cho MC cùng các kết quả thử nghiệm Chương 6, Một số

vấn đề liên quan đến ứng dụng thực tế của MC, giải quyết vấn đề đảm bảo

chất lượng thành phần sóng hài dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng, kiểm chứng khả năng ứng dụng của hệ thống MC-DTC, tiến hành thí nghiệm so sánh biến tần ma trận với biến tần công nghiệp thông thường

Cuối cùng là Kết luận và các đề xuất của luận án

Đây là đề tài nghiên cứu ứng dụng trong lĩnh vực Điện tử công suất Đề tài đã chứng minh khả năng áp dụng thực tế và các đặc tính ưu việt của biến tần ma trận trong công nghiệp Mẫu thí nghiệm là cơ sở cho những nghiên cứu ứng dụng MC khác nhau sau này

Chương 1 TỔNG QUAN VỀ BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN

1.1 Biến tần, bộ biến đổi năng lượng quan trọng trong công nghiệp Biến tần là một họ các bộ biến đổi bán dẫn công suất có nhiệm vụ biến đổi nguồn điện từ lưới điện, với tần số và điện áp không đổi, thành nguồn điện có tần số và điện áp thay đổi được, cung cấp cho các phụ tải xoay chiều Yêu cầu cơ bản đặt ra với các bộ biến tần là hiệu suất biến đổi cao, tần số thay đổi trong dải rộng, điện áp thay đổi được từ không đến giá trị định mức Với các tính năng ưu việt như dải điều chỉnh rộng, tần số thay đổi từ 0 đến 300

Hz, độ chính xác điều chỉnh và độ tác động nhanh cao, dải công suất bao gồm

từ vài trăm watt đến hàng nghìn kW, các bộ biến tần được sử dụng trong hầu khắp các dây truyền công nghệ tự động, đặc biệt là trong các hệ truyền động điện đồng bộ hoặc không đồng bộ Biến tần có tỷ trọng ngày càng lớn về số lượng cũng như về công suất sử dụng

Biến tần công nghiệp hiện nay chủ yếu gồm hai loại: biến tần gián tiếp và biến tần trực tiếp Biến tần gián tiếp được xây dựng trên cấu trúc chỉnh lưu - khâu trung gian một chiều - nghịch lưu, AC-DC-AC (xem hình 1.1) Khâu trung gian một chiều làm cho chỉnh lưu và nghịch lưu làm việc tương đối độc lập với nhau, do đó các phương pháp biến điệu để tạo ra điện áp ra hình sin được thực hiện dễ dàng hơn Cho đến nay biến tần gián tiếp là loại được sử dụng rộng rãi nhất Tuy nhiên cấu trúc này có nhược điểm cơ bản là tổn hao công suất lớn do phải qua nhiều khâu biến đổi, khâu trung gian một chiều sử dụng các tụ hoá lớn hoặc các cuộn cảm lớn làm tăng kích thước bộ biến đổi, giảm độ tin cậy của thiết bị

Biến tần trực tiếp là bộ biến đổi AC-AC, với sơ đồ van nối trực tiếp phụ tải luân phiên vào các pha của điện áp xoay chiều đầu vào, do đó giảm được tổn hao công suất trên các van (xem hình 1.2) Về mặt cấu trúc, mỗi pha của biến tần trực tiếp cấu tạo từ một sơ đồ chỉnh lưu có đảo chiều, vì vậy có khả

năng trao đổi công suất với lưới theo cả hai chiều Tuy nhiên biến tần trực tiếp thừa hưởng tất cả các nhược điểm của các sơ đồ chỉnh lưu, đó là dòng đầu vào không sin, hệ số công suất thấp và thay đổi trong quá trình điều chỉnh, sóng hài bậc cao trên đường điện áp ra được quy định bởi số pha của sơ đồ chỉnh lưu cơ sở, 3, 6, hoặc 12,…, tương đối thấp Biến tần trực tiếp chỉ phù hợp với các ứng dụng yêu cầu công suất rất lớn

Hình 1.1 Sơ đồ cấu trúc biến tần có khâu trung gian một chiều

Hình 1.2 Sơ đồ nguyên lý biến tần trực tiếp

Các nhược điểm của các biến tần truyền thống dẫn đến nhu cầu phải nghiên cứu các cấu trúc bộ biến đổi mới với mục tiêu đạt được là hiệu suất biến đổi cao, điện áp ra có dạng gần sin, dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất cao, có khả năng trao đổi năng lượng với lưới theo cả hai chiều, nhỏ gọn, tin cậy Các bộ biến đổi kiểu ma trận (Matrix Converter – MC) hoàn toàn có thể đáp ứng được các yêu cầu này MC là dạng biến tần trực tiếp nhưng sử dụng các van bán dẫn hai chiều, đóng cắt với tần số sóng mang cao, cỡ 2 đến

10 kHz Các quy luật biến điệu phù hợp tạo ra điện áp ra gần sin mà thành phần sóng hài bậc cao là tần số hoặc bội của sóng mang, tự suy giảm trên các tải mang tính cảm Về cấu trúc MC hoàn toàn không cần dùng các phần tử thụ động LC, không cần các mạch RC hỗ trợ đóng cắt cho các van, vì vậy có khả năng được chế tạo chỉ trên một tinh thể bán dẫn silic (còn gọi là giải pháp “all silicon”), có khả năng tích hợp cùng với động cơ để tạo thành một cơ cấu truyền động duy nhất MC không bị giới hạn về dải công suất, có thể được chế tạo với công suất từ vài trăm watt đến hàng nghìn kW Tuy vậy, hàng loạt vấn đề sẽ cần phải được tiếp tục nghiên cứu và giải quyết để có thể đưa biến tần kiểu ma trận tới những ứng dụng thực tế trong công nghiệp

1.2 Các yêu cầu về đảm bảo thành phần sóng hài đối với các bộ

biến đổi bán dẫn công suất

Hình dạng điện áp, dòng điện đầu ra, hình dạng dòng điện đầu vào và hệ

số công suất là những chỉ tiêu quan trọng để đánh giá chất lượng của các bộ biến đổi Cũng như các phụ tải khác các bộ biến đổi bán dẫn phải tuân thủ các tiêu chuẩn mang tính pháp lý về giới hạn các thành phần sóng hài trong lưới điện [1]

Tiêu chuẩn IEEE Std 519-1992 xác định giá trị giới hạn của các thành phần sóng hài điện áp đối với các hộ phụ tải khác nhau như được thể hiện trong bảng 1.1

Bảng 1.1 Giới hạn cho phép về độ méo sóng hài điện áp theo tiêu chuẩn IEEE

Khi xảy ra chuyển mạch giữa van S1 và S2, trong thời gian chuyển mạch t comm

cả hai van S1, S2 đều dẫn Trên điện cảm phía xoay chiều của pha A, L l + L a ,

dòng giảm tuyến tính từ I d về đến 0, trên điện cảm của pha B dòng tăng từ 0

đến I d Sự thay đổi dòng điện này gây nên trên điện cảm một xung điện áp

U comm, độ rộng của nó được xác định bằng (1.3)

2 [

comm comm d

Xung áp U comm cộng trừ vào điện áp lưới gây nên méo tần số cao tại điểm

bộ biến đổi nối vào lưới điện Độ rộng của xung, tính bằng V µS, phải bị giới

hạn theo quy định như trong bảng 1.1, cột thứ ba Ở các góc điều khiển khác nhau độ rộng của xung áp thay đổi Cột thứ tư của bảng 1.1 cho biết giá trị

tương đối cho phép của độ rộng xung so với xung rộng nhất (tại góc điều khiển α=0°)

Hình 1.3 Sự xuất hiện xung điện áp trong sơ đồ chỉnh lưu cầu

Các giới hạn cho phép về độ méo dòng điện theo chuẩn IEEE Std

519-1992 cho trong bảng 1.2 Độ méo dòng điện cũng được định nghĩa như đối với điện áp với một số điểm khác biệt sau đây:

• Giới hạn thành phần sóng hài phụ thuộc vào dòng ngắn mạch tại điểm

bộ biến đổi nối vào lưới điện (I SC )

• Giá trị phần trăm của sóng hài dòng điện áp dụng cho từng sóng hài như là tỷ số giữa giá trị hiệu dụng sóng hài với thành phần sóng cơ bản lớn nhất, trong điều kiện làm việc xấu nhất có thể xẩy ra, kéo dài hơn một giờ đồng hồ

• Hệ số méo dòng điện tổng thể được định nghĩa theo (1.4)

H L

I

THD

I

trong đó I L là dòng tải tiêu thụ lớn nhất, còn I H là tổng của các sóng hài

bậc cao, tính theo (1.5)

25 2 2

I SC /I L <11 11<=h<17 17<=h<23 23<=h<35 35<=h TDH

<20 4,0 2,0 1,5 0,6 2,3 5,0 20<50 7,0 3,5 2,5 1,0 0,5 8,0 50<100 10,0 4,5 4,0 1,5 0,7 12,0 100<1000 12,0 5,5 5,0 2,0 1,0 15,0

>1000 15,0 7,0 6,0 2,5 1,4 20,0

1.3 Biến tần kiểu ma trận (Matrix Converter – MC)

Biến tần kiểu ma trận là một dạng biến tần trực tiếp, hay là bộ biến đổi AC-AC MC là bước phát triển tiếp theo của các biến tần trực tiếp cycloconverter dựa trên những tiến bộ vượt bậc của công nghệ chế tạo các phần tử bán dẫn công suất và các thiết bị xử lý số cực mạnh MC sử dụng các khóa bán dẫn hai chiều nên có thể tạo ra dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất điều chỉnh được, điện áp ra hình sin với tần số cao và thấp hơn tần số điện áp lưới, có khả năng áp dụng cho mọi dải công suất, từ nhỏ đến lớn

So với biến tần gián tiếp, MC có ưu thế về tỷ số công suất trên khối lượng cũng như công suất trên thể tích cao hơn Trong MC phần công suất hoàn toàn dùng các phần tử bán dẫn, nhiệt độ chịu đựng cao hơn, có thể lên đến 60°C, độ tin cậy cao, tuổi thọ dài, kích thước giảm nhỏ hơn một cách đáng kể

Khả năng làm việc được ở cả bốn góc phần tư mà không cần thêm vào phần

tử phụ nào cùng với kích thước nhỏ gọn đưa đến khả năng tích hợp bộ biến tần với động cơ, tạo nên một hệ thống truyền động thống nhất Đây là đặc tính

ưu việt nhất của MC so với các biến tần phổ biến hiện nay trong công nghiệp [3], [4], [29], [32]

1.3.1 Cấu hình cơ bản của MC

Cấu hình của một MC được thể hiện trên hình 1.4 Bộ phận cơ bản của

MC là ma trận 3x3, gồm 9 khóa hai chiều S11, S12, …, S33 Các khóa hai chiều này nối các pha đầu ra A, B, C với các pha điện áp đầu vào a, b, c theo một quy luật nhất định để tạo ra điện áp đầu ra Bộ lọc L f C f làm cho dòng đầu vào trở nên liên tục và gần với dạng sin Mạch Clamp có tác dụng bảo vệ quá điện áp MC không sử dụng các phần tử phản kháng như tụ điện, điện cảm nào để làm các khâu trung gian dự trữ năng lượng

S21 S31 S32 S33

BDS

Hình 1.4 Cấu hình cơ bản của MC.

Yêu cầu đặt ra đối với quy luật điều khiển ma trận khóa hai chiều là:

1 Tổng hợp điện áp đầu ra có dạng sin từ các điện áp đầu vào với tần số theo yêu cầu, dưới và trên tần số điện áp lưới Dòng tải sẽ do phụ tải quyết định

2 Dòng điện đầu vào được tổng hợp từ dòng điện ra và cũng có dạng sin

3 Năng lượng có thể trao đổi giữa tải với lưới theo cả hai chiều

4 Hệ số công suất đầu vào có thể điều chỉnh được, không phụ thuộc tải và tính chất của tải

Các yêu cầu 2, 3, 4 nhằm tạo ra các đặc tính ưu việt của MC mà các biến tần truyền thống không thể có được

1.3.2 Bộ lọc đầu vào (input filter)

Sơ đồ mạch lọc đầu vào tiêu biểu cho trên hình 1.5 Dòng đầu vào bao gồm những xung dòng, chính là sự tổng hợp những đoạn của 3 dòng đầu ra, gồm thành phần sóng hài cơ bản ở tần số lưới và các thành phần sóng hài bậc cao, là bội số của tần số lấy mẫu Do tần số lấy mẫu rất lớn so với tần số điện

áp lưới nên kích thước bộ lọc nhỏ, không ảnh hưởng đáng kể đối với kích thước của mạch lực [30]

Điện trở R, được đưa vào lúc khởi

động, có giá trị lớn hơn điện trở tới hạn

= , làm giảm quá áp do cộng hưởng

của hai thành phần LC trong mạch lọc gây

ra Các tham số LC được chọn theo sự

thỏa hiệp giữa kích thước của bộ lọc, cosϕ

đầu vào, sụt áp trên điện cảm L f Tần số

Điện áp lớn nhất rơi trên cuộn cảm trong điều kiện đầy tải tính theo (1.6)

L

U∆ = − − ω ⎛⎜U ⎞⎟

ω: tần số lưới; U dm , I dm : giá trị định mức của áp và dòng đầu vào

Dòng phản kháng là dòng không tải của bộ lọc, tính gần đúng theo (1.7)

I 0 : dòng không tải; X 50 : trở kháng tổng của bộ lọc tại 50Hz

Biểu thức này bỏ qua sụt áp nhỏ trên điện cảm L f Thành phần sóng hài cơ

bản của dòng đầu vào, I 50, xác định bởi công suất đầu ra của biến tần và điện

áp đầu vào Dòng vào tổng sẽ là I 0 + I 50 Vì dòng phản kháng đầu vào hầu như không thay đổi nên góc pha phụ thuộc vào công suất lấy ra từ phía tải Khi tải lớn, dòng tác dụng là thành phần chính nên hệ số công suất sẽ cao Do

đó việc lựa chọn tụ lọc đầu vào phụ thuộc công suất định mức của biến tần và

hệ số công suất mong muốn Góc pha đầu vào được tính theo (1.8)

1 0

50

i

I tg

trong đó P o là công suất đầu ra, ϕi,max là góc lệch pha lớn nhất chấp nhận

được của dòng đầu vào Biểu thức này cho phép xác định giá trị tụ C f của bộ

lọc Giá trị L f bị hạn chế bởi sụt áp trong phạm vi 3 - 5 % ở tần số lưới 50 Hz, được xác định từ (1.6) Tần số ωf càng lớn thì kích thước của tụ và điện cảm càng nhỏ Có thể tăng được tần số ωf nếu tần số cắt mẫu càng cao

sẽ thay đổi không đáng kể, đảm bảo điện áp trên ma trận khoá được giữ trong phạm vi cho phép Về phía lưới, quá áp có thể xảy ra khi có các phần tử đóng cắt tác động hoặc bởi sóng sét truyền trên đường dây Về phía tải, quá áp nguy hiểm có thể xẩy ra khi ngắt nguồn MC gây nên dòng tải bị ngắt tức thì Mạch Clamp giống như một mạch hạn chế điện áp song song với mỗi phần tử khóa hai chiều trong sơ đồ MC Các điôt trong mạch Clamp phải là các điôt nhanh để có tác dụng cắt ngay các xung điện áp có độ rộng rất ngắn

Điện áp trên tụ điện trong mạch Clamp có thể là nguồn cung cấp cho mạch điều khiển Mức điện áp trên tụ trong mạch cũng thể hiện những thông tin cần thiết để thực hiện nhanh quá trình khởi động lại

Nhược điểm của mạch Clamp là mạch không tham gia vào hoạt động trong chế độ làm việc bình thường, làm tăng kích thước, giá thành của MC Bằng các kỹ thuật chuyển mạch phù hợp có thể không cần dùng đến mạch Clamp như sẽ được đề cập chi tiết ở chương 2

1.3.4 Ma trận khoá đóng cắt hai chiều (Bidirectional Switch - BDS)

Ma trận khóa, là thành phần chính, quan trọng nhất của MC, gồm chín khoá hai chiều BDS, S11, S12, , S33 Hiện nay các nhà sản xuất chưa đưa ra các khoá bán dẫn dẫn dòng hai chiều nên các phần tử này phải được tạo ra từ các khoá bán dẫn thông thường Do các BDS trong MC luôn nằm dưới điện

áp xoay chiều của lưới điện nên mỗi phần tử khóa trong mạch phải chịu được điện áp ngược lớn Các phần tử bán dẫn thông thường có được khả năng chịu

điện áp ngược nếu được mắc song song với một điôt ngược Các IGBT là các khóa bán dẫn được sử dụng rộng rãi hiện nay vì các đặc tính tốt như điều khiển bằng điện áp, đóng cắt nhanh, khả năng chịu điện áp cao, dòng điện lớn Các khóa hai chiều được xây dựng chủ yếu trên cơ sở IGBT với các sơ đồ như được thể hiện trên hình 1.7, (a), (b) và (c) Sơ đồ dùng cầu điôt (hình 1.6, (c)), gồm 1 IGBT và 4 điôt Các điôt này cũng phải là các điôt nhanh để phù hợp với khả năng đóng cắt nhanh của IGBT Ưu điểm của sơ đồ này là chỉ cần dùng một IGBT Nhược điểm của khóa hai chiều này là dòng chảy qua 3 phần tử nên tổn thất trên sơ đồ khá lớn

Khoá hai chiều hiện nay chủ yếu xây dựng trên sơ đồ sử dụng 2 IGBT mắc song song ngược theo kiểu chung emittor hoặc chung collector và 2 điôt nhanh, trong đó mỗi chiều dòng điện đi qua một cặp IGBT và điôt như được biểu diễn trên hình 1.6, (a), (b)

G1 G2 E

G1 G2 E

G1 G2 E

G1 G2 E

G1 G2 E

G1 G2 E

Hình 1.7 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc E chung

Trong các sơ đồ 3 pha vào, 3 pha ra, sơ đồ E chung phải cần 9 nguồn cách

ly, mỗi nguồn dùng để điều khiển hai IGBT có chung emittor (hình 1.7) Sơ

đồ C chung có ưu điểm hơn vì chỉ cần 6 nguồn cung cấp cách ly để điều khiển

9 khoá, mỗi nguồn dùng để điều khiển 3 IGBT có emittor chung (hình 1.8)

Hình 1.8 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc C chung

U d

I d +

I d R=[S A ,S B ,S C ] I=[S a ,S b ,S c ] T

-Hình 1.9 Sơ đồ MC gián tiếp

Ngoài dạng MC cơ bản còn có các dạng MC gián tiếp (Indirect Matrix Converter-IMC) [19], trong đó có sự phân chia giữa phần chỉnh lưu và phần nghịch lưu, như được thể hiện trên hình 1.9 Sự khác biệt của dạng MC này so với biến tần thông thường là trong phần điện áp một chiều không dùng tụ làm kho tích trữ điện Sơ đồ IMC gồm 6 van một chiều ở phần nghịch lưu, do đó mạch lực đơn giản hơn, có thể sử dụng những module chuẩn đang được phổ biến rộng rãi Phần chỉnh lưu đầu vào dùng các khóa bán dẫn hai chiều để

đảm bảo năng lượng trao đổi được theo cả hai chiều Với phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp (ISVM), sẽ được trình bày ở chương 3, IMC

có được những đặc tính tương đương với MC cơ bản, tuy nhiên hệ thống điều khiển khá phức tạp

1.4.2 Dạng MC gián tiếp ít van (SMC)

Các IMC còn có thể làm cho đơn giản hơn nữa khi trong các khóa BDS phía chỉnh lưu bỏ bớt đi một IGBT Sơ đồ dạng này, được thể hiện trên hình 1.10, gọi là IMC ít van (Sparse Matrix Converter-SMC) [5], [19] Vai trò thay thế của van được làm rõ qua ví dụ với pha đầu vào A Van SA kết hợp với các van SA+, SA- tạo nên hai van BDS cho nhánh trên và nhánh dưới của pha A Đối với nhánh trên dòng đi vào từ pha A sẽ đi qua DA+ và SA+ (nét gạch đứt đoạn), dòng đi ra sẽ đi qua điôt nhánh trên, SA, DA- (nét chấm gạch) Tương

tự như vậy đối với nhánh dưới và các pha còn lại Van SA sẽ phải làm việc nhiều hơn các van SA+ và SA-

DA-

SA-Hình 1.10 Sơ đồ MC gián tiếp dạng ít van (SMC)

1.4.3 Dạng MC gián tiếp rất ít van (USMC)

Khi chiều năng lượng chỉ cần từ phía nguồn ra phía tải thì sơ đồ IMC còn

có thể đơn giản hơn nữa, gọi là sơ đồ MC rất ít van (Ultra Sparse Matrix Converter- USMC) [19] Sơ đồ USMC biểu diễn trên hình 1.11 Vai trò của van SA vẫn giống như ở sơ đồ trên, tuy nhiên các nhánh van phía trên và phía

dưới chỉ còn là điôt Dòng một chiều bây giờ chỉ có thể chạy theo một hướng như một chỉnh lưu thông thường Quá trình điều chế thông qua van SA có tác dụng làm cho dòng đầu vào có dạng sin

Biến tần 4Q, sơ đồ hình 1.12, có những tính chất gần giống với biến tần

ma trận, đó là có dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất có thể điều chỉnh được, năng lượng trao đổi với lưới theo cả hai chiều (chính vì vậy mà có tên gọi là biến tần 4Q) [4] Đây là biến tần có khâu trung gian một chiều, trong đó

điện áp trên tụ U DC được giữ không đổi, ở mức cao hơn biên độ của điện áp dây đầu vào nhờ mạch chỉnh lưu tích cực Các điện cảm đầu vào Ls như các kho từ tạo nên khả năng hiệu chỉnh công suất phản kháng trao đổi với lưới, từ

đó có thể hiệu chỉnh được hệ số công suất của biến tần Biến tần 4Q đã có những ứng dụng trong công nghiệp đến công suất cỡ 300 kW Hệ thống điều khiển biến tần này rất phức tạp Quá trình trao đổi năng lượng giữa tải và lưới phải thông qua các kho điện và từ nên thời gian diễn ra chậm, không giống như ở các biến tần ma trận

1.4.5 So sánh số lượng phần tử trong các sơ đồ biến tần

Về số lượng phần tử công suất, theo bảng 1.3, có thể so sánh các dạng

MC với nhau và với các biến tần thông dụng khác, đó là biến tần với chỉnh lưu đầu vào là cầu điôt (biến tần PWM) và biến tần có chỉnh lưu tích cực phía đầu vào (biến tần 4Q) Theo bảng 1.3 có thể thấy rằng, để thay thế các phần tử lưu giữ năng lượng kích thước lớn các sơ đồ MC hoàn toàn sử dụng các phần

tử bán dẫn có kích thước nhỏ với độ tin cậy cao hơn

Bảng 1.3 So sánh số phần tử trong các sơ đồ bộ biến tần khác nhau

Biến tần Số van bán

dẫn

Điôt nhanh

Số điôt chỉnh lưu

Tụ điện lớn

Cuộn cảm lớn

1.5.1 Lịch sử phát triển

Khái niệm về Matrix converter (MC), sử dụng các van bán dẫn điều khiển hoàn toàn, với các đặc tính cơ bản như điện áp hình sin, dòng vào sin, điều chỉnh được hệ số công suất, tần số ra không bị giới hạn, lần đầu tiên được đưa

ra bởi Venturini (1980), Alesina và Venturini (1981) Thuận toán do Ventirini

đưa ra cho tỷ số biến đổi điện áp lớn nhất là 0,5 Năm 1989 [3], [24], Alesina

và Venturini tiếp tục đưa ra thuật toán cải tiến, nâng tỷ số truyền áp lên tới 0.866 Từ những năm 1990 đến nay lý thuyết cũng như những đề xuất về mô hình MC đã có những bước phát triển không ngừng

1.5.2 Các phương pháp điều chế

Các phương pháp điều chế xác định quy luật điều khiển các khóa bán dẫn hai chiều để tạo nên điện áp đầu ra từ các pha điện áp đầu vào và tổng hợp nên dòng đầu vào từ các dòng đầu ra Về cơ bản cho đến nay có bốn phương pháp điều chế chính sau đây:

Phương pháp Venturini-Alesina dựa trên cơ sở giải hệ phương trình ma trận thiết lập giữa điện áp và dòng điện 3 pha đầu vào với 3 pha đầu ra, từ đó xác định được thời gian mà mỗi khóa bán dẫn hai chiều được điều khiển mở

để điện áp ra và dòng đầu vào đều có dạng sin Cơ sở toán học của phương pháp này được dẫn giải trong [24] Nhược điểm chính của thuật toán là đòi hỏi tính toán phức tạp, cần nhiều phép tính lượng giác trong mỗi chu kỳ cắt

mẫu Các giá trị điện áp đầu vào cũng cần phải đo và cập nhật liên tục với độ chính xác cao

Theo phương pháp 3M, thời gian đóng cắt của các van được tính toán dựa trên việc theo dõi giá trị điện áp đầu vào, giá trị điện áp đặt đầu ra nằm ở đâu giữa 3 giá trị lớn nhất, trung bình và nhỏ nhất (Max, Medium, Min), từ đó mà

có tên đặt là 3M [16], [17], [18] Về yêu cầu tính toán phương pháp 3M khá đơn giản, tuy nhiên hiệu quả của phương pháp sẽ phụ thuộc nhiều vào độ chính xác của tính toán và của phép đo các giá trị điện áp thực Điều này sẽ gây nhiều khó khăn cho các ứng dụng trong thực tế

Ngày nay, các phương pháp vectơ không gian được sử dụng rộng rãi vì khả năng dễ dàng lập trình trên các bộ vi xử lý, yêu cầu tính toán ít hơn Phương pháp vectơ không gian gián tiếp (ISVM) phát triển dựa trên phương pháp vectơ không gian cho biến tần với khâu trung gian một chiều, trong đó

MC được phân chia thành hai phần: phần chỉnh lưu tích cực và phần nghịch lưu thông thường, liên kết qua khâu một chiều ảo (virtual DC-link) [19], [25], [26] Việc phân chia MC thành chỉnh lưu và nghịch lưu dẫn đến hai biến trung gian phải theo dõi là dòng điện và điện áp của khâu trung gian một chiều ảo, hai ma trận khóa đóng cắt cho phía chỉnh lưu và phía nghịch lưu Phương pháp vectơ không gian có thể được xây dựng một cách trực tiếp (SVM), trong đó chỉ cần quan tâm đến một ma trận khóa đóng cắt 3x3 duy nhất Lý thuyết SVM được trình bày một cách hệ thống trong [9], [10], [15], trong đó sử dụng cách tính toán số phức trên biểu diễn vectơ tất cả các đại lượng điện, các trạng thái đóng cắt của van trên sơ đồ, do đó có được các kết quả mang tính tổng quát cho nhiều trường hợp Phương pháp SVM cũng cho phép giải thích các thuận toán điều khiển Venturini-Alesina và ISVM như các trường hợp riêng Ưu điểm của SVM là trong mỗi chu kỳ cắt mẫu có thể chỉ cần xác định góc pha của điện áp đầu vào, tương đối so với các thời điểm điện

áp nguồn qua không mà không cần quan tâm đến giá trị tức thời của điện áp

Điện áp đầu ra được xác định theo tần số yêu cầu và hệ số biến điệu mong muốn Như vậy mạch biến điệu đòi hỏi một số tối thiểu các tín hiệu bên ngoài nên khả năng chống nhiễu tốt

Quy luật điều chế trong MC khá phức tạp, đòi hỏi một khối lượng tính toán lớn trong thời gian thực Các tính toán này không thể thực hiện được trên các vi xử lý hiện nay như đối với quy luật điều biến ở các biến tần có khâu trung gian một chiều Tuy nhiên các họ DSP ngày nay với giá thành ngày càng hạ và tốc độ tính toán ngày càng cao đã cho phép giải quyết vấn đề này Điều này nói lên tính thực tế của các ứng dụng MC

1.5.3 Module mạch lực

Số lượng van bán dẫn để tạo nên ma trận khóa hai chiều là 18 cái, tương đối nhiều Điều này ảnh hưởng đến khả năng cạnh trạnh của MC đối với các biến tần thông thường Các nhà sản xuất ngày nay vẫn chưa cho ra đời các khóa bán dẫn hai chiều thực sự trong một vỏ nên module mạch lực của MC còn khá phức tạp Tuy nhiên hãng Dynex Semiconductor đã tuyên bố cho ra đời module khóa hai chiều dòng 200A và 400A, điện áp 1700V [13] Đây là tín hiệu cho thấy vấn đề này sẽ được giải quyết trong tương lai gần

1.5.4 Vấn đề điều khiển chuyển mạch các van bán dẫn

Do các khóa bán dẫn hai chiều đều nằm dưới điện áp xoay chiều nên vấn

đề chuyển mạch rất phức tạp MC không sử dụng mạch snubber (RC song song với phần tử đóng cắt) để giảm tối đa kích thước và tổn thất trên phần tử Đây là ưu điểm cơ bản của MC vì tạo ra khả năng chế tạo module mạch lực chỉ gồm các phần tử bán dẫn với khả năng chịu nhiệt độ cao và kích thước nhỏ gọn Các biện pháp chuyển mạch phải được áp dụng không phụ thuộc vào quy luật biến điệu là quy luật nào trong bốn phương pháp cơ bản kể trên [2], [12] Điều khiển quá trình chuyển mạch giữa các van bán dẫn trong MC phải

có độ chính xác rất cao, hoạt động chuẩn xác trong những khoảng thời gian cỡ

µS Các mảng mạch lôgic lập trình được (CPLD, FPGA) giúp ta giải quyết được vấn đề này Quá trình chuyển mạch được phân biệt theo chuyển mạch theo áp, chuyển mạch theo dòng hoặc kết hợp cả hai Tùy theo áp hay chiều dòng điện biết được, chuyển mạch có thể thực hiện theo 1, 2, 3, hoặc 4 bước, với mỗi bước bằng thời gian khóa của một IGBT, thường từ 1,5 đến 2,5 µS [22], [23], [33], [34] Để tăng cường độ an toàn cho van bán dẫn, một số biện pháp chuyển mạch thông minh cũng được áp dụng [12], [31], tuy nhiên khi đó mức độ phức tạp của hệ thông điều khiển cũng tăng lên nhiều Với công suất vừa và nhỏ thì chuyển mạch bốn bước theo chiều dòng điện là một biện pháp phù hợp hơn cả vì việc đo dòng đầu ra có dạng sin dễ thực hiện hơn Với dải công suất lớn hơn cần phải chuyển sang kiểu chuyển mạch cộng hưởng Đây

là một vấn đề phức tạp và mới chỉ một số ít tác giả đề cập đến [28], chắc chắn cần nhiều công sức nghiên cứu hơn nữa để đưa đến được các ứng dụng cụ thể Điều khiển quá trình chuyển mạch cũng nhằm để loại bỏ mạch Clamp chống quá áp hay để giảm bớt yêu cầu đặt ra đối với mạch này [21], [27] Để loại bỏ được mạch Clamp cần phải tạo ra hệ thống điôt ngược từ các điôt song song với các IGBT và lựa chọn một điện áp dây đầu vào có cực tính phù hợp

có tác dụng làm giảm nhanh dòng tải mà không gây nên quá áp trong mạch Nói chung vấn đề chuyển mạch cho các van trong sơ đồ MC có thể sẽ đơn giản hơn trong tương lai gần, khi các nhà sản xuất sẽ cho ra đời các phần tử khóa bán dẫn hai chiều thực sự

1.5.5 Ảnh hưởng của điện áp trên lưới đối với MC

Tỷ số truyền điện áp trong MC cao nhất là 0,866 Thực ra tỷ số truyền áp trong các biến tần có khâu trung gian một chiều nếu làm việc trong chế độ tuyến tính cũng chỉ là 0,86 Nếu các MC được sử dụng rộng rãi thì việc chế tạo các động cơ với mức điện áp phù hợp không phải là một vấn đề khó khăn,

nhất là tương lai của MC là được tích hợp cùng với động cơ để trở thành một

hệ truyền động duy nhất

Là biến tần trực tiếp nên MC chịu ảnh hưởng trực tiếp của những dao động, nhiễu, cũng như sự mất cân bằng của các pha điện áp lưới Giống như mọi thiết bị điện khác, MC cần phải được thiết kế để đảm bảo chịu đựng được những dao động của điện áp lưới công nghiệp trong phạm vi cho phép Những nhiễu trên lưới do ảnh hưởng của các thiết bị đóng cắt và các bộ biến đổi bán

dẫn làm việc trên lưới sẽ được suy giảm nhờ bộ lọc L f C f trên đầu vào [4], [22] Khi lưới mất cân bằng sử dụng những quy luật điều biến đặc biệt MC vẫn đảm bảo được điện áp đầu ra và dòng điện đầu vào đều có dạng sin [7], [25], [26] Do không có mạch điôt ngược để dẫn dòng tải, sự làm việc của MC bị ảnh hưởng nghiêm trọng trong hai trường hợp Thứ nhất, đó là khi phía lưới

bị mất nguồn đột ngột Do không có kho điện dự trữ nên ma trận van sẽ khóa lại lập tức, điều này sẽ khiến các cuộn cảm đầu vào bị mất dòng đột ngột, gây nên quá điện áp, có thể đánh thủng các van bán dẫn Thứ hai, đó là khi có hiện tượng nháy điện, nghĩa là phía lưới bị mất điện trong một thời gian ngắn rồi lại có điện trở lại Trong trường hợp này phần điều khiển vẫn còn nguồn nuôi do năng lượng trên các tụ một chiều, tuy nhiên phần đồng bộ với lưới bị mất dẫn tới quy luật điều khiển rối loạn, các van có thể bị khóa hoàn toàn dẫn đến dòng tải bị ngắt đột ngột gây nên quá áp lớn Vấn đề này phải được đặt ra khi thiết kế để đảm bảo an toàn cho các van trong bộ biến đổi

- MC có tiềm năng ứng dụng trong lĩnh vực truyền tải điện như một bộ biến đổi nối giữa hai lưới điện có tần số tiêu chuẩn khác nhau (50 Hz, 60 Hz)

- MC có thể ứng dụng trong các bộ lọc tích cực nối trực tiếp với lưới điện Với dòng đầu vào và đầu ra đều hình sin và hệ số công suất thay đổi được, các bộ tụ lọc tĩnh sẽ được điều khiển trong một chế độ tối ưu nhất

- MC có thể là bộ biến đổi đầu ra, có nhiệm vụ ổn định điện áp và tần số cho các hệ máy phát phân tán turbine khí hoặc turbine gió Khi đó máy phát

có thể phát điện áp tần số cao và thay đổi, nhờ đó kích thước máy phát được giảm nhỏ và yêu cầu về điều tốc không còn khắt khe nữa

Chính vì vậy, mục đích của nghiên cứu này là xây dựng một mẫu biến tần

ma trận thử nghiệm nhằm đánh giá và chứng minh những khả năng ứng dụng thực tế và các đặc tính ưu việt của loại biến tần này

Với việc xây dựng biến tần ma trận hai vấn đề chính phải giải quyết là

quy luật biến điệu và điều khiển chuyển mạch giữa các van hai chiều Nhiệm

vụ của luận án này chính là xây dựng thuật toán biến điệu và thuật toán điều

khiển lôgic chuyển mạch Các thuật toán này sẽ được áp dụng và kiểm chứng trong mô hình thực nghiệm Luận án này cũng giải quyết vấn đề đảm bảo chất lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng Vấn đề ứng

dụng MC được đề nghị trong hệ thống truyền động điều khiển trực tiếp mô men động cơ không đồng bộ

Phương pháp nghiên cứu là sử dụng các phương tiện mô phỏng để khảo sát tính đúng đắn của các quy luật điều khiển cũng như các quá trình năng lượng liên quan

Trong mô hình thử nghiệm một loạt các vấn đề liên quan đến quá trình thiết kế đã được thực hiện, tuy nhiên sẽ không thể trình bày một cách chi tiết trong bản luận án này Mô hình thí nghiệm chứng tỏ việc xây dựng một thế hệ biến tần mới là hoàn toàn hiện thực trong điều kiện Việt nam hiện nay

Chương 2 VẤN ĐỀ CHUYỂN MẠCH TRONG MA TRẬN KHOÁ

HAI CHIỀU

2.1 Quy tắc thực hiện quá trình chuyển mạch

Chuyển mạch là quá trình chuyển dòng điện từ một van đang dẫn bị khoá lại sang một van khác vừa mở ra Chuyển mạch trong sơ đồ MC có những yêu cầu khác biệt so với sơ đồ biến tần có khâu trung gian một chiều Trên hình 2.1 thể hiện chuyển mạch trong sơ đồ nghịch lưu thường Giữa tín các hiệu điều khiển mở S1 và S2 có một thời gian chết τ để tránh dòng đâm xuyên giữa S1 và S2, khi đó không có van

nào dẫn Giả sử dòng đang chạy qua

van S1, có tín hiệu khoá S1 Do tải có

tính cảm dòng tải vẫn duy trì theo

chiều cũ và sẽ chạy qua điôt D2 Như

vậy, nhờ có hệ thống điôt ngược

dòng tải không bị ngắt đột ngột nên

không gây nên quá điện áp Ngoài ra

song song với các van S1, S2 còn có

các mạnh RC trợ giúp cho quá trình

- Không được ngắn mạch phía lưới

- Không được hở mạch phía tải

Quy tắc thứ nhất đảm bảo không xẩy ra ngắn mạch phía điện áp lưới gây

ra xung dòng điện lớn phá huỷ van Quy tắc thứ hai đảm bảo không gây ra hiện tượng hở mạch phía tải gây ra quá điện áp, đánh thủng các van bán dẫn

2.2 Các kỹ thuật chuyển mạch trong MC

2.2.1 Chuyển mạch bốn bước

Chuyển mạnh bốn bước là một phương pháp hiệu quả tuân thủ hai quy tắc nêu ra trên đây Nguyên lý chuyển mạch được làm rõ qua việc xét trường hợp chuyển mạch giữa hai pha A và B theo sơ đồ trên hình 2.2

Giả sử pha A đang dẫn, pha B

đang khoá và dòng tải có chiều như

hình vẽ Dòng đang dẫn bởi van SA1,

điôt DA1 (nét đậm) Quy ước đó là

chiều dương (I L >0) Khi có lệnh

chuyển mạch sang pha B dòng sẽ

phải chuyển sang van SB1, điôt DB1

Quá trình chuyển mạch diễn ra qua

bốn bước, được mô tả qua đồ thị như

trên hình 2.3 Các bước tiến hành

tuần tự như sau:

ƒ Bước 1: Ngắt tín hiệu điều

khiển tới van không dẫn SA2 ngay

khi có yêu cầu chuyển mạch để tránh

đường ngắn mạch pha từ B sang A

ƒ Bước 2: Điều khiển mở van

SB1 Do các điôt DA1 và DB1 nên

đầu vào không bị ngắn mạch

ƒ Bước 3: Ngắt tín hiệu điều

khiển van SA1 Dòng tải sẽ chuyển

từ pha A sang pha B (từ van SA1 sang SB1) theo chiều dòng điện tại bước 2

nếu U B >U A hoặc ở bước 3 nếu U B <U A mà không có hiện tượng hở mạch tải

Hình 2.2 Sơ đồ mô tả quá trình chuyển

mạch

Hình 2.3 Đồ thị tín hiệu điều khiển

chuyển mạch

ƒ Bước 4: Cho tín hiệu điều khiển mở van SB2 chuẩn bị cho tính chất dẫn hai chiều của pha B, kết thúc chuyển mạch

Trường hợp dòng

tải có chiều ngược lại suy

luận hoàn toàn tương tự

Thời gian t d tương đương

với thời gian khoá của

chuyển mạch giữ hai pha

A, B ứng với các dấu dòng điện và điện áp cho trong bảng 2.1

Hình 2.4 Trạng thái logic các van trong chuyển

mạch bốn bước

Bảng 2.1 Các trường hợp chuyển mạch giữa hai pha A và B, dấu “+” tương ứng với IL >0, UAB>0, chuyển mạch từ A sang B, dấu “- ” tương ứng với IL <0,

UAB<0, chuyển mạch từ B sang A

Chuyển mạch gọi là nặng nếu van khoá lại dưới điện áp cao và dòng qua van lớn, tổn thất do chuyển mạch lớn Chuyển mạnh gọi là mềm nếu khi van khoá lại, dòng qua van đã bằng 0, tổn thất chuyển mạnh nhỏ Qua phân tích sẽ thấy một nửa số quá trình chuyển mạch trên đây là chuyển mạch mềm nên chuyển mạnh bốn bước theo chiều dòng điện còn gọi là chuyển mạch bán

mềm Trên hình 2.2 chuyển mạch mềm xảy ra khi U B >U A, do các điôt SD1,

TH1 TH2 TH3 TH4 TH5 TH6 TH7 TH8

A->B + - + - + - + -

SD2 dòng chuyển tự nhiên ngay sang SB1 khi SB1 được điều khiển mở tại bước 2 Tại bước 3 khi ngắt tín hiệu điều khiển dòng qua SA1đã bằng 0 Phân tích tương tự có thể thấy rằng các truờng hợp TH1, TH2, TH4 và TH7 là chuyển mạch nặng, còn TH2, TH3, TH5, TH8 là chuyển mạch mềm

2.2.2 Chuyển mạch hai bước

Nếu đã biết chắc chắn

chiều dòng điện thì không

cần phát tín hiệu cho van

không dẫn dòng trong khóa

hai chiều Do đó 4 bước

chuyển mạch trên đây chỉ

còn hai bước Trong

phương pháp này chỉ có

IGBT thực sự đang dẫn

trong van hai chiều được

kích hoạt Đồ thị trạng thái lôgic các van chuyển mạch cho trên hình 2.5

Hình 2.5 Trạng thái lôgic của van trong chế độ

trạng thái hai IGBT trong cùng một

BDS dẫn khi tín hiệu chiều dòng điện

là chưa rõ ràng xẩy ra trong quá trình

đảo chiều dòng điện (các trạng thái

tải khi dòng nằm trong ngưỡng quanh giá trị không, [-Ih , Ih], do tín hiệu chiều dòng điện còn chưa xác định nên cần kích hoạt cả hai IGBT trong một BDS đang dẫn Khi ra ngoài khoảng này do tín hiệu về chiều dòng điện có thể biết chắc chắn nên chỉ cần một van được kích hoạt Mức ngưỡng này tăng theo công suất của bộ biến tần, vì vậy nó ảnh hưởng tới chất lượng sóng đầu

ra, nhất là khi giá trị làm việc của dòng điện lại nằm trong dải ngưỡng này 2.2.3 Chuyển mạch một bước

U A

U B

U AB I L >0

SA1 SA2

SB1 SB2

SB1 SB2

SB1 SB2

SB1 SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

U AB >0, I L >0 (a)

U AB >0, I L <0 (b)

0

1

0

1

Hình 2.7 Quá trình chuyển mạch một bước (a) IL>0; (b) IL<0

Theo sơ đồ trên hình 2.2, giả sử cần chuyển mạch giữa hai pha đầu vào A

và B, nếu biết được điện áp U AB và chiều dòng điện I L thì quá trình chuyển mạch chỉ cần một bước Ví dụ về kiểu chuyển mạch này được mô tả trên hình

2.7 cho hai trường hợp, dòng I L >0 và I L <0 Tín hiệu điều khiển bao giờ cũng

chuyển từ một IGBT đang dẫn dòng sang một IGBT ở pha khác có chiều dẫn dòng cùng chiều Trên hình 2.7 (a) tín hiệu điều khiển chuyển từ SA1 (dẫn dòng dương ở pha A) sang SB1 (dẫn dòng dương ở pha B) Tương tự như vậy

ở hình 2.7 (b), từ SA2 sang SB2 Với U AB >0 trên hình (a) là chuyển mạch