1.3.2 Bộ biến đổi cộng hưởng LLC Để giảm kích thước của các thành phần mạch từ và tụ điện, tần số đóng cắt được tăng lên.. Thông số của các thành phần trong bể cộng hưởng không chỉ ảnh
TỔNG QUAN
Giới thiệu chung
Ngày nay, việc tiêu thụ năng lượng trong lĩnh vực giao thông vận tải và việc đốt cháy nhiên liệu hóa thạch và các nguồn tài nguyên không thể tái tạo làm gia tăng sự ô nhiễm không khí, phá hủy tầng ô-zôn và là nguyên nhân chính cho sự nóng lên toàn cầu Do đó, các công nghệ mới cho phương tiện thay thế rất được quan tâm và phát triển, trong đó có xe điện (EVs)
Xe điện là xe sử dụng động cơ điện, được cung cấp năng lượng từ bộ phận lưu trữ năng lượng trên xe (cụ thể là pin), thay vì sử dụng động cơ đốt trong Điều này làm cho xe điện trở thành loại phương tiện thân thiện với môi trường hơn so với xe xăng do phát khí thải ít hơn trong quá trình vận hành Do định nghĩa là xe sử dụng động cơ điện, xe điện có thể là bất kỳ loại phương tiện giao thông nào, ví dụ như: xe đạp điện, xe máy điện, như mô tả trong Hình 1.1
Xe điện được chia thành ba loại chính: BEV (Battery Electric Vehicle), PHEV (Plug-in Hybrid Electric Vehicle) và HEV (Hybrid Electric Vehicle) [1] Xe BEV là loại xe sử dụng hoàn toàn động cơ điện với bộ pin có thể nạp lại được và không sử dụng động cơ xăng nên không phát thải khí gây ô nhiễm môi trường Xe PHEV có thể nạp lại pin bằng phanh tái sinh hoặc bằng cách cắm nguồn điện ngoài và có thể đi được 10-40 dặm trước khi có sự hỗ trợ của động cơ xăng Xe HEV sử dụng cả động cơ điện và động cơ xăng truyền thống, pin được nạp bởi hệ thống phanh tái sinh
Hình 1.1 Các chủng loại xe điện
Trên thế giới, doanh số bán xe điện ngày càng tăng và tiếp tục phá vỡ nhiều kỷ lục Theo [2], doanh số bán xe điện năm 2021 tăng gấp đôi so với năm trước đó, đạt mốc kỷ lục 6,6 triệu xe, chiếm gần 10% tổng số xe bán ra trên thế giới Lượng xe bán ra năm 2021 gấp bốn lần lượng xe bán ra năm 2019, làm cho tổng số xe điện đang lăn bánh trên toàn thế giới cán mốc khoảng 16,5 triệu chiếc, gấp ba lần
2 so với năm 2018 Doanh số bán xe năm 2022 tiếp tục tăng trưởng mạnh mẽ, với 2 triệu xe được bán ra trong quý I năm 2022, tăng 75% so với cùng kì năm trước Thị trường xe điện tại Việt Nam đang trong giai đoạn sơ khai nhưng có nhiều tiềm năng để phát triển Tỉ lệ sở hữu ô tô ở Việt Nam hiện tại đang khá thấp so với các nước trong khu vực Châu Á (5,7% vào năm 2020) tuy nhiên dự kiến sẽ tăng lên mức 9% vào năm 2025 và 30% vào năm 2030 [3] Ở thị trường nội địa, VinFast đang là đơn vị đi tiên phong trong lĩnh vực xe điện tại Việt Nam Đầu năm 2023, VinFast công bố doanh số kỷ lục về xe điện: 2730 xe VF8 và 1548 xe VFe34 trong tháng 12 năm 2022, cao gấp 7 lần so với tháng 11 năm 2022 Điều này cho thấy nhu cầu xe điện tại thị trường Việt Nam đang tăng trưởng ngày càng mạnh mẽ.
Tổng quan về pin xe điện
1.2.1 Giới thiệu về pin xe điện
Pin là bộ phận không thể thiếu của xe điện, là thành phần cung cấp năng lượng cho động cơ điện hoạt động Thông thường, pin xe điện cần thỏa mãn các yêu cầu về an toàn, mật độ công suất và tuổi thọ Đầu tiên, về yêu cầu an toàn, pin xe điện cần phải cách ly với lưới điện khi sạc, đồng thời có các chế độ bảo vệ quá áp, quá dòng, quá nhiệt, các chế độ bảo vệ xả sâu, cân bằng pin Tiếp theo, về yêu cầu mật độ công suất, đối với pin xe điện, năng lượng tích trữ trong pin được tính bằng amp-hour (Ah), thể hiện phạm vi hoạt động của xe, công suất của pin được tính bằng watt (W), thể hiện công suất sạc, xả của pin Đối với vấn đề về tuổi thọ, tuổi thọ của pin có thể được đo bằng hai đặc điểm: tuổi thọ theo lịch (calendar life) và số lần sạc-xả (total charge-discharge cycle life) Thông thường, tuổi thọ theo lịch của pin xe điện vào khoảng 10-15 năm
Hiện nay, có ba công nghệ chính được sử dụng khi chế tạo pin xe điện: lead- acid battery, nickel metal hydride (NiMH) batterry và Lithium-ion (Li-ion) battery Pin lead-acid có ưu điểm là giá thành rẻ, công suất xả tốt cho phép đáp ứng nhanh với sự thay đổi của tải Tuy nhiên, mật độ năng lượng thấp, trọng lượng nặng và tuổi thọ ngắn do suy giảm khả năng xả sâu khiến cho công nghệ này dần trở nên không phù hợp với xe điện thế hệ mới Pin NiMH có mật độ năng lượng cao hơn, có thể chịu được mức sạc quá mức và mức xả sâu vừa phải nên có tuổi thọ dài hơn so với pin lead-acid, ngoài ra, do có nội trở thấp nên pin NiMH có tổn hao khi sạc thấp hơn so với pin lead-acid Tuy nhiên, nhược điểm của pin NiMH là tốc độ tự xả cao (pin tự mất năng lượng khi không sử dụng), dung lượng pin thấp ở điều kiện nhiệt độ cao và giá thành cao Pin Li-ion tuy có một vài điểm cần cải thiện như tuổi thọ cell, cân bằng cell, vấn đề làm mát, độ an toàn và giá thành nhưng vẫn là loại pin được ưa chuộng nhất hiện nay Ưu điểm của pin Li-ion là có mật độ năng lượng cao hơn, công suất sạc lớn hơn, trọng lượng thấp hơn và công suất xả lớn hơn cho giai đoạn tăng tốc so với các dòng pin khác
1.2.2 Vấn đề sạc pin xe điện
Hiệu suất của pin không chỉ bị ảnh hưởng bởi thiết kế của pin mà còn phụ thuộc vào quy trình sạc pin Có nhiều phương pháp sạc pin, ví dụ: phương pháp sạc ổn dòng (constant current – CC), phương pháp sạc ổn áp (constant voltage – CV),… Phương pháp sạc ổn áp là phương pháp đơn giản nhất, cung cấp dòng sạc cần thiết cho pin để đạt được điện áp không đổi Tuy nhiên, phương pháp này cần thêm một mạch bảo vệ quá dòng cho pin Phương pháp sạc ổn dòng cung cấp dòng sạc cố định (thường là dòng sạc lớn nhất của pin, được áp dụng cho ứng dụng sạc nhanh) và điện áp của pin tăng lên tuyến tính trong quá trình sạc Đối với pin Li-ion, phương pháp sạc constant current-constant voltage (CC- CV) là phương pháp tiêu chuẩn và được áp dụng rộng rãi Phương pháp CC-CV chia quá trình sạc ra làm hai giai đoạn như mô tả trong Hình 1.2: Giai đoạn đầu tiên là sạc ổn dòng, dòng sạc được giữ cố định (ở mức lớn nhất mà không làm hỏng pin), trong khi đó, điện áp pin tăng nhanh đến giá trị định mức Nếu tiếp tục duy trì chế độ sạc ổn dòng sẽ gây ra hiện tượng sạc quá mức (overcharging), có thể dẫn đến quá nhiệt và hư hỏng pin Để tránh hiện tượng này, khi điện áp pin gần tới ngưỡng điện áp khi sạc đầy, quá trình sạc sẽ chuyển sang chế độ sạc ổn áp, duy trì điện áp sạc cố định, trong khi đó, dòng sạc được giảm để tránh hiện tượng sạc quá mức Khi dòng sạc giảm xuống một giá trị nhất định, quá trình sạc sẽ dừng lại
Hình 1.2 Đặc tính sạc CC-CV
Tổng quan về bộ sạc xe điện
Hình 1.3 Cấu trúc bộ sạc pin xe điện
Cấu trúc của bộ sạc xe điện gồm hai phần chính: phần AC-DC và phần DC-DC được mô tả trong Hình 1.3 Phần AC-DC chuyển từ điện áp xoay chiều sang điện áp một chiều ổn định 𝑉 𝑑𝑐 , ngoài ra, phần AC-DC còn làm thêm nhiệm vụ hiệu chỉnh hệ số công suất Phần DC-DC có nhiệm vụ cách ly đầu ra của bộ sạc với lưới điện bằng biến áp, điều chỉnh dòng sạc và điện áp sạc Đồ án này tập trung vào thiết kế phần DC-DC Đối với các bộ sạc thương mại, cần thỏa mãn những yêu cầu sau: Độ an toàn, mật độ công suất, giá thành, hiệu suất Đối với các hệ thống sạc xe điện, độ an toàn luôn được đặt lên hàng đầu Theo tiêu chuẩn ISO 6469-3:2011-2012, tầng cách ly giữa pin và điện lưới phải được duy trì trong suốt thời gian sử dụng bộ sạc và trong mọi điều kiện vận hành Do đó, máy biến áp thường được sử dụng trong bộ biến đổi DC-DC để đảm nhận vai trò cách ly giữa lưới điện và pin Vì vậy, các bộ biến đổi DC-DC không cách ly như Buck hay Boost không được sử dụng trong ứng dụng này, mặc dù các bộ biến đổi kể trên có cấu trúc mạch lực đơn giản, giá thành rẻ, ít phần tử, trọng lượng nhẹ, kích thước nhỏ
Các bộ sạc hiện nay ngoài độ an toàn, mật độ công suất cao là yêu cầu bắt buộc Để đạt được hệ số công suất cao, các bộ biến đổi thường được thiết kế để hoạt động ở tần số đóng cắt lớn, khi đó, các thành phần thụ động như cuộn cảm, máy biến áp, tụ lọc,… có kích thước nhỏ hơn Các cấu trúc bộ biến đổi DC-DC quen thuộc như Flyback, Forward, Push-pull, Half-bridge, Full-bridge tuy có biến áp cách ly phần đầu vào và đầu ra của bộ biến đổi, tuy nhiên, những cấu trúc này không phù hợp để hoạt động ở tần số đóng cắt cao hoặc công suất lớn (trên 500W) do những vấn đề về tổn hao vào hiệu suất
1.3.2 Bộ biến đổi cộng hưởng LLC Để giảm kích thước của các thành phần mạch từ và tụ điện, tần số đóng cắt được tăng lên Tuy nhiên khi tăng tần số đóng cắt, tổn hao đóng cắt trên các phần tử đóng cắt như van MOSFET và đi-ốt cũng tăng Để khắc phục các vấn đề về tổn hao và hiệu suất khi hoạt động ở tần số cao, công suất lớn, bộ biến đổi cộng hưởng LLC có nhiều ưu điểm khi so sánh với các bộ biến đổi DC-DC có cấu trúc như đề cập phía trên Đầu tiên là khả năng chuyển mạch mềm của các phần tử đóng cắt trên toàn dải hoạt động của bộ biến đổi LLC làm giảm tổn hao đóng cắt và tăng
5 hiệu suất của bộ biến đổi Chuyển mạch mềm có hai loại: Chuyển mạch mềm không điện áp (ZVS – zero-voltage switching) và chuyển mạch mềm không dòng điện (ZCS – zero-current switching) Chuyển mạch mềm không điện áp nghĩa là điện áp chuyển mạch trên van MOSFET giảm về giá trị nhỏ (gần 0) trong khi chuyển mạch mềm không dòng điện nghĩa là dòng điện chuyển mạch của van MOSFET có giá trị gần 0 Do đó, cấu trúc LLC phù hợp với các ứng dụng công suất lớn, tần số đóng cắt cao, mật độ công suất cao.
Mạch từ trong các bộ biến đổi DC-DC
1.4.1 Vấn đề của mạch từ trong các bộ biến đổi DC-DC
Trong bộ biến đổi DC-DC nói chung và bộ biến đổi LLC nói riêng, phần mạch từ luôn là phần từ có kích thước lớn nhất của bộ biến đổi Để tăng mật độ công suất và giảm kích thước của bộ sạc, tần số đóng cắt của bộ biến đổi được tăng lên nhẳm giảm kích thước của phần mạch từ Đối với cấu trúc mạch từ thông thường (gồm dây quấn được quấn xung quanh khuôn), khi tăng tần số đóng cắt (thường là trên 100 kHz) dẫn đến vấn đề tổn hao trên dây quấn tăng do hiệu ứng gần và hiệu ứng bề mặt, do đó, với những ứng dụng yêu cầu mật độ công suất cao và hoạt động ở dải tần số trên 100 kHz, cấu trúc mạch từ phẳng được ứng dụng rộng rãi [4], [5]
1.4.2 Ưu điểm của cấu trúc mạch từ phẳng
Cấu trúc mạch từ phẳng có nhiều ưu điểm khi so sánh với cấu trúc mạch từ thông thường Theo [5], mạch từ phẳng có những ưu điểm sau:
• Cấu hỡnh thấp: cấu trỳc biến ỏp phẳng thường cú cú chiều cao bằng ẳ đến ẵ so với cấu trỳc mạch từ thụng thường
• Khả năng tản nhiệt tốt: lõi từ phẳng có tiết diện rộng hơn so với lõi từ thông thường (với lõi cùng thể tích), do đó, khả năng tản nhiệt của lõi từ phẳng tốt hơn so với lõi từ thông thường
• Dễ dàng sản xuất và giá thành rẻ: với các cấu trúc mạch từ phẳng, dây quấn PCB (PCB windings) thường được sử dụng Với công nghệ chế tạo PCB hiện nay với khả năng tự động hóa hoàn toàn, các cấu trúc mạch từ phẳng có thể được sản xuất hàng loạt với độ chính xác cao.
Phạm vi đồ án
Đồ án này tập trung vào việc thiết kế phần mạch từ phẳng cho phần DC-DC của bộ sạc xe máy điện có thông số thiết kế được mô tả trong Bảng 1.1 Tổn hao trên của các thành phần trong bộ biến đổi đã thiết kế được phân tích và kiểm chứng bằng mô phỏng và thực nghiệm Đồ án được chia thành năm phần chính:
• Chương 1: Giới thiệu về xe điện và các vấn đề của sạc pin xe điện, nêu lên bài toán thiết kế
• Chương 2: Đi sâu vào cơ sở lý thuyết bộ biến đổi LLC
• Chương 3: Thiết kế bể cộng hưởng của bộ biến đổi LLC
• Chương 4: Phân tích tổn hao
• Chương 5: Kết quả mô phỏng và thực nghiệm
Bảng 1-1 Thông số thiết kế Điện áp đầu vào 360-440 V Điện áp đầu ra 40-60 V
CƠ SỞ LÝ THUYẾT
Mô hình hóa bộ biến đổi LLC
2.1.1 Cấu trúc bộ biến đổi LLC
Hình 2.1 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi LLC
Bộ biến đổi LLC bao gồm ba thành phần: Mạch van, mạch đầu ra và bể cộng hưởng Phần mạch van gồm các van MOSFET, được mắc theo cấu trúc cầu hoặc nửa cầu Phần mạch đầu ra bao gồm mạch chỉnh lưu đi-ốt (chỉnh lưu cầu hoặc chỉnh lưu hình tia) và tụ san phẳng phía đầu ra Phần bể cộng hưởng gồm có cuộn cảm cộng hưởng 𝐿 𝑟 , tụ cộng hưởng 𝐶 𝑟 và cuộn cảm từ hóa của biến áp 𝐿 𝑚 Phần mạch van của bộ biến đổi LLC tạo ra điện áp đặt hình xung vuông, có tần số bằng tần số đóng cắt vào phần bể cộng hưởng Có hai cấu trúc thường được sử dụng trong phần mạch van là cấu trúc cầu hoặc nửa cầu Đối với cấu trúc nửa cầu, số lượng van ít hơn hai lần so với cấu trúc cầu, tuy nhiên, dòng điện hiệu dụng qua các van của cấu trúc nửa cầu lại gấp hai lần Do đó, tổn hao dẫn của cấu trúc nửa cầu gấp đôi cấu trúc cầu Ngoài ra, tuy số vòng cuộn sơ cấp khi dùng mạch nửa cầu bằng một nửa so với khi dùng mạch cầu, nhưng với dòng hiệu dụng gấp đôi nên tổn hao đồng của cuộn sơ cấp khi dùng mạch nửa cầu gấp đôi so với khi dùng mạch cầu Vì vậy, đối với những ứng dụng có dòng sơ cấp lớn, tổn hao dẫn đáng kể so với các tổn hao khác thì mạch cầu được ưu tiên lựa chọn
Phần mạch chỉnh lưu đầu ra có hai cấu trúc là chỉnh lưu hình tia và chỉnh lưu cầu Đối với cấu trúc chỉnh lưu hình tia, điện áp ngược đặt lên đi-ốt gấp đôi so với chỉnh lưu cầu, tuy nhiên, với số đi-ốt ít hơn một nửa, tồn hao dẫn của cấu trúc chỉnh lưu hình tia chỉ bằng một nửa so với cấu trúc chỉnh lưu cầu Vì vậy, đối với các ứng dụng có điện áp đầu ra sau chỉnh lưu lớn, cấu trúc chỉnh lưu cầu thường được lựa chọn
Bể cộng hưởng là phần quan trọng nhất của bộ biến đổi LLC Thông số của các thành phần trong bể cộng hưởng không chỉ ảnh hưởng đến hệ số khuếch đại của bộ biến đổi, mà còn ảnh hưởng tới các thông số khác như tần số đóng cắt, chế độ làm việc hay tổn hao tổng của bộ biến đổi Chính vì thế, đối với bộ biến đổi LLC, việc thiết kế bể cộng hưởng cần được thực hiện một cách tỉ mỉ và cẩn thận
2.1.2 Phương pháp xấp xỉ sóng hài bậc nhất
Khác với các bộ biến đổi điện tử công suất có tần số điều chế cố định, bộ biến đổi LLC sử dụng phương pháp điều chế tần số, do dó, việc mô hình hóa bộ LLC bằng phương pháp mô hình trung bình không còn phù hợp [6], thay vào đó, phương pháp xấp xỉ sóng hài bậc nhất (FHA) được sử dụng
Giả sử bộ biến đổi LLC hoạt động tại tần số gần tần số cộng hưởng 𝑓 𝑟 của bể cộng hưởng, khi đó, dòng điện chạy trong mạch cộng hưởng có thành phần chính là dòng điện có tần số gần với tần số cộng hưởng Phương pháp FHA xấp xỉ dòng điện trong mạch cộng hưởng thành một thành phần dòng điện duy nhất có tần số bằng tần số cộng hưởng
Phương pháp FHA không hoàn toàn chính xác do điện áp đầu vào bể cộng hưởng 𝑉 𝑖𝑛 có dạng xung vuông, chứa nhiều thành phần tần số, bao gồm cả thành phần có tần số cộng hưởng 𝑓 𝑟 Tuy nhiên, kết quả của phương pháp này có thể chấp nhận được miễn là bộ biến đổi hoạt động ở vùng gần tần số cộng hưởng
Phương pháp FHA được dùng để tính toán hàm truyền giữa điện áp đầu ra và điện áp đầu vào hay còn gọi là hệ số khuếch đại của bộ biến đổi Các bước tiến hành phương pháp FHA như sau:
• Biểu diễn điện áp và dòng diện đầu vào dưới dạng sóng hài bậc nhất, bỏ qua các thành phần tần số cao khác
• Bỏ qua tác dụng của tụ lọc đầu ra và điện cảm rò của biến áp
• Quy đổi các thành phần thức cấp về sơ cấp
• Biểu diễn điện áp và dòng diện thứ cấp đã quy đổi dưới dạng sóng hài bậc nhất, bỏ qua các thành phần tần số cao khác
Sau khi thực hiện các bước của phương pháp FHA, mô hình tương đương của mạch LLC được mô tả trong Hình 2.2 và Hìnch 2.3 Trong Hình 2.3, 𝑉 𝑔𝑒 thành phần bậc nhất của 𝑉 𝑠𝑞 , 𝑉 𝑜𝑒 thành phần bậc nhất của 𝑉 𝑠𝑜
Hình 2.2 Mô hình mạch tương đương phi tuyến
Hình 2.3 Mô hình mạch tương đương tuyến tính hóa
Thành phần cơ bản của điện áp đầu vào 𝑉 𝑠𝑞 được tính toán trong (2.1):
Giá trị hiệu dụng của 𝑣 𝑔𝑒 (𝑡) là:
Thành phần cơ bản của điện áp ra vào 𝑉 𝑜𝑒 là:
𝜋𝑛𝑉 𝑜 sin(2𝜋𝑓 𝑠𝑤 𝑡 − 𝜑 𝑣 ) (2.3) Trong đó, 𝜑 𝑣 là góc lệch pha giữa 𝑣 𝑜𝑒 và 𝑣 𝑔𝑒 , giá trị hiệu dụng của 𝑉 𝑜𝑒 (𝑡) là:
Thành phần cơ bản của dòng điện đầu ra 𝐼 𝑜𝑒 là:
Trong đó, 𝜑 𝑖 là góc lệch pha giữa 𝑖 𝑜𝑒 và 𝑣 𝑜𝑒 , giá trị hiệu dụng của 𝑖 𝑜𝑒 (𝑡) là:
Giá trị tải AC tương đương có thể được tính bởi (2.7):
Giá trị hiệu dụng dòng điện từ hóa máy biến áp 𝑖 𝑚 :
Giá trị hiệu dụng dòng điện cộng hưởng 𝑖 𝑟 :
2.1.3 Hàm điện áp-hệ số khuếch đại
Mối quan hệ giữa điện áp đầu vào và điện áp đầu ra được biều diễn trong (2.10):
Hàm hệ số điện áp-hệ số khuếch đại trong (2.10) được biểu diễn ở dạng tiêu chuẩn hóa trong (2.11):
𝑓 𝑟 , tần số đóng cắt chuẩn hóa
𝐿 𝑟 , tỉ lệ điện cảm từ hóa trên điện cảm cộng hưởng
Mối quan hệ giữa điện áp đầu vào và đầu ra được mô tả trong (2.12)
𝑀 𝑔 , hệ số khuếch đại tại điểm làm việc
Hàm hệ số điện áp-hệ số khuếch đại trong (2.11) phụ thuộc vào ba thông số:
𝑓 𝑛 , 𝐿 𝑛 và 𝑄 𝑒 Trong hàm 𝑀 𝑔 , 𝑓 𝑛 là biến điều khiển, mặt khác, điện áp đầu ra phụ thuộc vào 𝑀 𝑔 như mô tả trong (2.12) Do đó, điện áp đầu ra được điều khiển thông qua 𝑀 𝑔 bằng cách thay đổi 𝑓 𝑛
Các chế độ làm việc của bộ biến đổi LLC
Trong một chu kỳ đóng cắt, bộ biến đổi LLC thực hiện hai hoạt động: Truyền công suất từ đầu vào sang đầu ra và hoạt động tự do (Freewheeling operation) Hoạt động truyền công suất diễn ra hai lần trong một chu kỳ Hoạt động truyền công suất diễn ra khi 𝑄 1 hoặc 𝑄 2 mở, khi đó đi-ốt 𝐷 1 hoặc 𝐷 2 dẫn để truyền công suất ra phía tải, dòng điện từ hóa của máy biến áp liên tục đảo chiều để từ hóa và khử từ lõi biến áp Hoạt động tự do diễn ra trong khoảng thời gian dead-time (cả hai van đều không dẫn) hoặc khi , khi đó, hai đi-ốt đầu ra đều không dẫn, dẫn đến cuộn cảm từ hóa máy biến áp kết hợp với cuộn cảm cộng hưởng là tăng tần số cộng hưởng của bể cộng hưởng
Bộ biến đổi LLC sử dụng kỹ thuật điều chế tần số, tùy thuộc vào điện áp đầu vào và dòng tải đầu ra, bộ biến đổi hoạt động ở hai chế độ: Chế độ dưới cộng hưởng (𝑓 𝑠 < 𝑓 𝑟 ) chế độ trên cộng hưởng (𝑓 𝑠 > 𝑓 𝑟 ) Chế độ cộng hưởng (𝑓 𝑠 = 𝑓 𝑟 ) là một trường hợp đặc biệt của chế độ làm việc dưới cộng hưởng
2.2.1 Chế độ trên cộng hưởng
Hình 2.4 Dạng sóng khi bộ biến đổi hoạt động trên cộng hưởng
12 Ở chế độ trên cộng hưởng, mỗi nửa chu kỳ đóng cắt có một hoạt động truyền công suất, tuy nhiên, năng lượng được nạp vào bể cộng hưởng không được truyền hoàn toàn mà bị ngắt bởi nửa chu kỳ tiếp theo Do đó, tổn hao khi turn-off của các van MOSFET tăng và đi-ốt phía thứ cấp bị chuyển mạch cứng Bộ biến đổi hoạt động ở chế độ này khi điện áp đầu vào tăng, khi đó, tần số đóng cắt được điều chỉnh tăng để giảm hệ số khuếch đại của mạch cộng hưởng
Trong chế độ này, thành phần 𝐿 𝑚 không tham gia vào mạng cộng hưởng và hoạt động như một tải thụ động, điện áp trên 𝐿 𝑚 bị ghim bởi điện áp đầu ra Chế độ này có thể gọi là chế độ dòng liên tục (CCM) của bộ biến đổi LLC
Như mô tả trong Hình 2.4, từ 𝑡 0 − 𝑡 1 , 𝐿 𝑟 và 𝐿 𝑚 được nạp năng lượng bởi dòng
𝑖 𝑟 và dòng 𝑖 𝑚 , đi-ốt 𝐷 1 dẫn Tuy nhiên, tại 𝑡 1 , khi van 𝑄 1 và 𝑄 2 đều đóng, điện áp trên 𝐿 𝑚 là 𝑣 𝐿 𝑚 vẫn lớn hơn 𝑛 ∙ 𝑣 𝑜𝑢𝑡 nên đi-ốt 𝐷 1 dẫn Tại 𝑡 2 , khi van 𝑄 2 mở, van
𝑄 1 đóng, năng lượng tích lũy trong tụ 𝐶 𝑟 được giải phóng và dòng điện 𝑖 𝑟 đổi chiều Khi đó, quá trình diễn tra trong 𝑡 2 − 𝑡 3 và 𝑡 3 − 𝑡 4 tương tự như 𝑡 0 − 𝑡 1 và 𝑡 1 − 𝑡 2
2.2.2 Chế độ dưới cộng hưởng Ở chế độ dưới cộng hưởng, mỗi nửa chu kỳ đóng cắt có một hoạt động truyền công suất, tuy nhiên, năng lượng được truyền đi hết trước khi bắt đầu nửa chu kỳ tiếp theo, khi đó, bể cộng hưởng hoạt động ở chế độ tự do, làm cho khoảng thời gian năng lượng tuần hoàn trong mạch bị kéo dài, tăng tổn hao dẫn của mạch cộng hưởng Bộ biến đổi hoạt động ở chế độ này khi điện áp đầu vào giảm, khi đó, tần số đóng cắt được điều chỉnh giảm để tăng hệ số khuếch đại của mạch cộng hưởng
Hình 2.5 Dạng sóng khi bộ biến đổi hoạt động dưới cộng hưởng
Cụ thể, như mô tả trong Hình 2.5, tại 𝑡 0 , van 𝑄 1 mở, van 𝑄 2 đóng, khi đó, cuộn cảm cộng hưởng 𝐿 𝑟 và điện cảm từ hóa máy biến áp 𝐿 𝑚 được nạp năng lượng bởi dòng cộng hưởng 𝑖 𝑟 và dòng từ hóa 𝑖 𝑚 Từ 𝑡 0 đến 𝑡 1 , máy biến áp truyền năng lượng từ sơ cấp sang thứ cấp và đi-ốt 𝐷 1 dẫn, điện áp trên 𝐿 𝑚 được ghim tại 𝑣 𝐿 𝑚 𝑛 ∙ 𝑣 𝑜𝑢𝑡 Tại 𝑡 1 , đi-ốt 𝐷 1 không dẫn do điện áp 𝑣 𝐿 𝑚 < 𝑛 ∙ 𝑣 𝑜𝑢𝑡 , khi đó, mạch cộng hưởng bao gồm là 𝐿 𝑟 nối tiếp với 𝐿 𝑚 nối tiếp với 𝐶 𝑟 , dòng diện 𝑖 𝑟 = 𝑖 𝑚 Nửa chu kỳ đầu tiên kết thúc tại 𝑡 2 , van 𝑄 2 mở, van 𝑄 1 đóng, quá trình diễn ra trong khoảng thời gian 𝑡 2 − 𝑡 3 và 𝑡 3 − 𝑡 4 tương tự như 𝑡 0 − 𝑡 1 và 𝑡 1 − 𝑡 2 nhưng dòng điện 𝑖 𝑟 đổi chiều.
Nguyên lý đạt chuyển mạch mềm của bộ biến đổi LLC
Như đã giới thiệu ở phần 1.3, lợi ích lớn nhất của cấu trúc LLC là khả năng giảm tổn hao đóng cắt ở mạch van nửa cầu đầu vào do các van này có khả năng đạt chuyển mạch mềm không điện áp (ZVS)
2.3.1 Cơ chế đạt chuyển mạch mềm Để đạt được chuyển mạch mềm không điện áp, điện áp giữa hai cực D và S của van MOSFET phải được giảm về 0 Một cách để đảm bảo điều này là tạo ra một dòng điện ngược chạy từ cực S sang cực D qua đi-ốt ký sinh trên van MOSFET trong lúc xung cực G được bật lên Như mô tả trong Hình 2.6 và Hình 2.7, khi van
𝑄 1 chuyển sang trạng thái không dẫn lúc 𝑡 1 , xung cực G của van 𝑄 2 chưa được bật lên cho đến thời điểm 𝑡 2 Khoảng thời gian hai van 𝑄 1 và 𝑄 2 đều không dẫn gọi là thời gian chết 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 (dead-time) Trong khoảng thời gian này, dòng cộng hưởng 𝐼 𝑟 chạy theo hướng như mô tả trong Hình 2.6 Dòng 𝐼 𝑟 xả tụ ký sinh trên cực D và S của van 𝑄 2 làm cho điện áp 𝑉 𝑑𝑠 của van 𝑄 2 giảm đến mức làm cho đi-ốt ký sinh trên van 𝑄 2 dẫn theo chiều từ cực S sang cực D Tại 𝑡 2 , đi-ốt ký sinh trên van 𝑄 2 dẫn làm cho điện áp 𝑉 𝑑𝑠 của van 𝑄 2 bằng 0 (nếu bỏ qua điện áp rơi trên đi-ốt ký sinh)
Hình 2.6 Mạch cộng hưởng LLC
Hình 2.7 Dạng sóng khi đạt chuyển mạch mềm
Từ những mô tả phía trên, điều kiện để đạt được chuyển mạch mềm không điện áp của van 𝑄 2 là có dòng điện 𝐼 𝑟 vẫn tiếp tục chạy trong mạch theo hướng không đổi khi van 𝑄 1 chuyển sang trạng thái không dẫn, hay nói cách khác, dòng điện cộng hưởng 𝐼 𝑟 chậm pha hơn điện áp cộng hưởng và bể cộng hưởng có tính cảm kháng Điều kiện và cơ chế đạt chuyển mạch mềm không điện áp của van 𝑄 1 tương tự như van 𝑄 2
2.3.2 Điều kiện đạt chuyển mạch mềm
Hình 2.8 Trở kháng đầu vào bể cộng hưởng
Như đã đề cập ở phần 2.3.1, điều kiện để đạt được chuyển mạch mềm không điện áp ở mạch van MOSFET đầu vào là dòng điện cộng hưởng chậm pha hơn
15 điện áp, tức là bể cộng hưởng có tính cảm kháng Theo [6], trở kháng đầu vào của bể cộng hưởng (như mô tả trong Hình 2.8) được tính như trong (2.13):
𝑍 𝑖𝑛 = |𝑍 𝑖𝑛 |𝑒 𝑗𝜑 𝑧 , (2.13) trong đó 𝜑 𝑧 là góc lệch pha giữa 𝐼 𝑟 và 𝑉 𝑔𝑒
Từ (2.13) có thể thấy rằng trở kháng của bể cộng hưởng phụ thuộc vào giá trị của 𝜑 𝑧 Khi 𝜑 𝑧 > 0, trở kháng của bể cộng hưởng có tính cảm kháng, ngược lại, khi 𝜑 𝑧 < 0, trở kháng của bể cộng hưởng có tính dung kháng Góc lệch pha 𝜑 𝑧 là một hàm của tần số đóng cắt, do đó, đặc tính tần số của bể cộng hưởng được chia làm hai vùng: vùng cảm kháng và vùng dung kháng như trong Hình 2.9 Như vậy, để đảm bảo điều kiện của chuyển mạch mềm không điện áp của hai van 𝑄 1 và 𝑄 2 , tần số đóng cắt của bộ biến đổi phải nằm trong dải đảm bảo trở kháng của bể cộng hưởng nằm trong vùng cảm kháng
Hình 2.9 Hai vùng của đặc tính tần số
2.3.3 Tính toán giá trị dead-time
Ngoài việc đảm bảo tần số đóng cắt của bộ biến đổi nằm trong vùng mà dòng điện cộng hưởng chậm pha hơn điện áp đầu vào, giá trị của 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 cần được tính toán thích hợp để đảm bảo khả năng chuyển mạch mềm trong toàn dải hoạt động
Trong khoảng thời gian 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 , tụ kí sinh 𝐶 𝑑𝑠 của các van MOSFET được nạp xả để đảm bảo quá trình chuyển mạch mềm, tuy nhiên, nếu thời gian 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 không đủ để cho các tụ kí sinh này được nạp/xả hoàn toàn, quá trình chuyển mạch mềm cũng không thể diễn ra Để tính toán được giá trị của 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 , quá trình chuyển mạch mềm trong vùng cảm kháng được phân tích như Hình 2.10 Trong khoảng thời gian 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 , dòng điện cộng hưởng 𝐼 𝑟 bằng dòng điện 𝐼 𝑚 do máy biến áp không truyền năng lượng sang bên thứ cấp, dòng điện 𝐼 𝑚 chạy qua 𝐶 𝑑𝑠 của van 𝑄 1 và 𝑄 2 trước khi đi-ốt kí
16 sinh của van 𝑄 2 bắt đầu dẫn Tụ cộng hưởng 𝐶 𝑟 có giá trị lớn hơn nhiều so với 𝐶 𝑑𝑠 của hai van MOSFET nên quá trình truyền năng lượng của tụ 𝐶 𝑟 được bỏ qua và tụ 𝐶 𝑟 coi như ngắn mạch trong khoảng 𝑡 𝑑𝑒𝑎𝑑 (như mô tả trong Hình 2.11)
Hình 2.10 Mạch LLC với tụ kí sinh Để nạp/xả hoàn toàn tụ 𝐶 𝑑𝑠 , năng lượng tích trữ trong cuộn cảm cộng hưởng và cuộn cảm từ hóa máy biến áp phải thỏa mãn (2.14):
Từ đó, dead-time được xác định như trong (2.15):
Hình 2.11 Sơ đồ tương đương trong quá trình chuyển mạch mềm
THIẾT KẾ BỘ BIẾN ĐỔI LLC
Thiết kế thông số bể cộng hưởng
Qua phần mô hình hóa bộ biến dổi LLC ở phần 2.1, hệ số khuếch đại của bể cộng hưởng không chỉ phụ thuộc vào thông số của các phần tử trong bể cộng hưởng (𝐿 𝑚 , 𝐿 𝑟 , 𝐶 𝑟 ) mà còn phụ thuộc vào tần số đóng cắt 𝑓 𝑠𝑤 , tỉ số biến áp 𝑛, tỉ lệ điện cảm từ hóa trên điện cảm cộng hưởng 𝐿 𝑛 và hệ số chất lượng 𝑄 𝑒
Tần số đóng cắt của bộ biến đổi thường được lựa chọn tùy theo ứng dụng cụ thể Với những bộ biến đổi nối lưới, tần số đóng cắt thường được chọn dưới 150 kHz [6] để đảm bảo vấn đề về EMI Tuy nhiên, với những bộ biến đổi đòi hỏi kích thước nhỏ gọn, việc hạn chế tần số đóng cắt dưới 150 kHz làm hạn chế khả năng giảm kích thước của bộ biến đổi và không tận dụng được những ưu điểm của cấu trúc LLC (có khả năng giảm tổn hao đóng cắt) Mặt khác, khi tăng tần số đóng cắt, ngoài tổn hao đóng cắt tăng thì còn các thành phần tổn hao khác cần phải xem xét đến như tổn hao trên lõi từ, tổn hao trên dây quấn mạch từ và các thành phần kí sinh khác trên mạch Trong đồ án này, tần số đóng cắt của bộ biến đổi được chọn ở 200 kHz
Theo [6], để thuận tiện nhất trong việc lựa chọn tỉ lệ biến áp, hệ số khuếch đại của bể cộng hưởng 𝑀 𝑔 thường được chọn bằng 1 tại giá trị điện áp đầu ra danh nghĩa 𝑉 𝑜,𝑛𝑜𝑚 (giá trị nằm giữa 𝑉 𝑜,𝑚𝑖𝑛 và 𝑉 𝑜,𝑚𝑎𝑥 ) và điện áp đầu vào danh nghĩa
𝑉 𝑖𝑛,𝑚𝑖𝑛 Tỉ lệ biến áp được thiết kế dựa trên (3.1)
Khi điện áp đầu vào đạt giá trị lớn nhất 𝑉 𝑖𝑛,𝑚𝑎𝑥 và điện áp đầu ra đạt giá trị nhỏ nhất 𝑉 𝑜,𝑚𝑖𝑛 , hệ số khuếch đại 𝑀 𝑔 đạt giá trị nhỏ nhất 𝑀 𝑔,𝑚𝑖𝑛 và được tính toán trong (3.2) Khi điện áp đầu ra có giá trị cao nhất 𝑉 𝑜,𝑚𝑎𝑥 và điện áp đầu vào có giá trị nhỏ nhất 𝑉 𝑖𝑛,𝑚𝑖𝑛 Khi đó, hệ số khuếch đại của bể cộng hưởng đạt giá trị lớn nhất và được tính trong (3.3)
𝑀 𝑔,𝑚𝑖𝑛 , hệ số khuếch đại nhỏ nhất của bể cộng hưởng
𝑀 𝑔,𝑚𝑎𝑥 , hệ số khuếch đại nhỏ nhất của bể cộng hưởng
𝑉 𝑜,𝑚𝑖𝑛 (V) , giá trị nhỏ nhất của điện áp đầu ra
𝑉 𝑜,𝑚𝑎𝑥 (V) , giá trị lớn nhất của điện áp đầu ra
𝑉 𝑖𝑛,𝑚𝑖𝑛 (V) , giá trị nhỏ nhất của điện áp đầu vào
𝑉 𝑖𝑛,𝑚𝑎𝑥 (V) , giá trị lớn nhất của điện áp đầu vào
Hệ số chất lượng 𝑄 𝑒 tỉ lệ thuận giá trị dòng tải đầu ra và phụ thuộc vào giá trị của tải tương đương 𝑅 𝑒 Giá trị của 𝑄 𝑒 được tính toán trong (3.4):
𝐿 𝑟 (H) , giá trị điện cảm cộng hưởng
𝐶 𝑟 (F) , giá trị điện dung tụ cộng hưởng
𝑃 𝑜𝑢𝑡 , gía trị tải tương đương
Theo quy trình thiết kế được trình bày trong [6], việc xác định thông số bể cộng hưởng bắt đầu bằng việc xác định các giá trị như tỉ lệ biến áp 𝑛, hệ số khuếch đại lớn nhất 𝑀 𝑔,𝑚𝑎𝑥 , 𝑀 𝑔,𝑚𝑖𝑛 Sau đó, giá trị 𝑄 𝑒 và 𝐿 𝑛 được chọn theo phương pháp thử và sai, kết hợp với việc so sánh các điều kiện về hệ số khuếch đại lớn nhất, nhỏ nhất, vùng làm việc và dải tần số trên đặc tính tần số Do giá trị 𝑄 𝑒 phụ thuộc vào giá trị của tải 𝑅 𝑒 nên trong điều kiện tải lớn nhất 𝑄 𝑒,𝑚𝑎𝑥 , hệ số khuếch đại 𝑀 𝑔 của bộ biến đổi phải lớn hơn 𝑀 𝑔,𝑚𝑎𝑥 Ngoài ra, việc lựa chọn 𝐿 𝑛 và 𝑄 𝑒 phải đảm bảo bể cộng hưởng làm việc trong vùng có tính cảm kháng để đảm bảo điều kiện về chuyển mạch mềm như đã đề cập trong phần 2.2.3
Với giá trị 𝐿 𝑛 càng nhỏ, 𝑄 𝑒 không đổi thì đỉnh của hệ số khuếch đại tăng, tuy nhiên khi giảm 𝐿 𝑛 thì giá trị 𝐿 𝑚 giảm làm cho dòng từ hóa tăng, giúp cho quá trình chuyển mạch mềm diễn ra nhanh hơn nhưng làm tăng tổn hao dẫn của van MOSFET Cách xác định giá trị của 𝐿 𝑛 và 𝑄 𝑒 là một quá trình lặp đi lặp lại cho đến khi thỏa mãn các điều kiện đặt ra trong thiết kế Quá trình này được thể hiện qua lưu đồ thuật toán Hình 3.1 Sau khi tìm được giá tri 𝐿 𝑛 và 𝑄 𝑒 phù hợp, giá trị tụ cộng hưởng, điện cảm cộng hưởng, điện cảm từ hóa được xác định trong (3.5), (3.6) và (3.7)
Xác định giá trị tụ cộng hưởng:
Xác định giá trị điện cảm cộng hưởng:
Xác định giá trị điện cảm từ hóa biến áp:
Hình 3.1 Lưu đồ thuật toán thiết kế bộ biến đổi LLC
Dựa theo thông số kỹ thuật trong Bảng 1-1 và quy trình thiết kế trong lưu đồ thuật toán Hình 3.1, thông số bể cộng hưởng được tính toán như Bảng 3-1 Từ thông số tính toán trong Bảng 3-1, đặc tính tần số của bể cộng hưởng được dựng như Hình 3.1
Bảng 3-1 Thông số tính toán bể cộng hưởng
Thông số bể cộng hưởng Giá trị Điện cảm cộng hưởng 19.75 uH Điện cảm từ hóa 49.51 uH Điện dung cộng hưởng 32.06 nF
Hình 3.2 Đặc tính tần số tính toán
Dựa theo đặc tính tần số tính toán trong Hình 3.2, hệ số khuếch đại lớn nhất khi chạy đầy tải là 1.8, khi chạy 50% tải và không tải đều vượt quá 2 Trong thực tế, khi bộ biến đổi LLC hoạt động, tần số đóng cắt của bộ biến đổi được giới hạn trên và giới hạn dưới thỏa mãn yêu cầu về hệ số khuếch đại 𝑀 𝑔,𝑚𝑖𝑛 , 𝑀 𝑔,𝑚𝑎𝑥 Trong thiết kế này, tần số đóng cắt được giới hạn trong khoảng từ 160 kHz đến 600 kHz.
Lựa chọn tụ cộng hưởng
Tụ cộng hưởng là thành phần quan trọng trong bể cộng hưởng Hình 3.3 mô tả sơ đồ tương đương của tụ trong thực tế, trong đó:
• 𝑅 𝐸𝑆𝑅 là điện trở kí sinh của tụ, đại diện cho tổn hao trên tụ
• 𝐿 𝐸𝑆𝐿 là cuộn cảm kí sinh của tụ, đại diện cho cấu trúc các bản cực của tụ
• 𝑅 𝑙𝑒𝑎𝑘𝑎𝑔𝑒 là điện trở đại diện cho dòng rò dưới điều kiện làm việc một chiều
• 𝐶 là điện dung của tụ
Trong mô hình tương đương của tụ có thành phần cuộn cảm kí sinh, do đó, bản thân con tụ tồn tại một tần số cộng hưởng riêng 𝑓 0 của bản thân nó Dưới tần số này, tụ vẫn mang tính chất của tụ, tuy nhiên, khi hoạt động ở tần số lớn hơn 𝑓 0 , tụ điện lúc này hoạt động như một cuộn cảm
Hình 3.3 Mô hình tụ điện thực tế
3.2.1 Lựa chọn loại tụ điện
Tụ electrolytic là loại tụ có điện dung lớn và giá thành rẻ Tuy nhiên, loại tụ này thường có ESR và ESL lớn (lớn nhất trong các loại tụ) và giá trị ESR này thay đổi theo thời gian sử dụng Ngoài ra, điện dung của tụ electrolytic thay đổi theo điện áp và nhiệt độ làm việc, thêm với tụ chỉ làm việc dưới điều kiện điện áp một chiều nên thường được sử dụng trong ứng dụng lọc điện áp DC Mặt khác, tuổi thọ của tụ electrolytic cũng thấp nhất trong số các loại tụ
Tụ ceramic là tụ có điện dung nằm trong dải từ 1 pF đến 0.1 uF Ưu điểm của tụ ceramic là có giá trị ESL thấp (< 3 nH) và giá trị ESR thấp (vài milliohms) dẫn đến tụ ceramic có thể chịu được dòng RMS lớn hơn so với tụ electrolytics (tổn hao trên tụ nhỏ hơn) Nhược điểm của tụ ceramic là có giá trị điện dung thấp nên thường được sử dụng trong các mạch tần số cao Ngoài ra, giá trị điện dung của tụ ceramic cũng suy giảm khi điện áp và nhiệt độ làm việc tăng Đối với tụ điện trong bể cộng hưởng, việc lựa chọn ưu tiên loại tụ có hệ số thay đổi điện dung theo nhiệt độ và điện áp thấp Từ Hình 3.4 có thể thấy rằng, tụ COG có độ thay đổi điện dung theo nhiệt độ làm việc thấp nhất trong số các loại tụ nên được lựa chọn làm tụ cộng hưởng
Hình 3.4 Độ thay đổi giá trị điện dung theo nhiệt độ của một số loại tụ [7]
3.2.2 Tính toán chọn tụ cộng hưởng Điện áp đặt lên tụ cộng hưởng 𝐶 𝑟 gồm hai thành phần AC và DC có giá trị bằng Giá trị điện áp AC đặt lên tụ 𝐶 𝑟 được tính trong (3.8):
Giá trị điện áp DC tối đa đặt lên tụ 𝐶 𝑟 :
Giá trị điện áp tối đa đặt lên tụ 𝐶 𝑟 :
Từ những tính toán ở (3.8), (3.9) và (3.10), điện áp AC tối đa đặt lên tụ 𝐶 𝑟 là 130.52 V, điện áp DC tối đa đặt lên tụ 𝐶 𝑟 là 220 V, điện áp tối đa đặt lên tụ 𝐶 𝑟 là 404.6 V Do đó, trong thiết kế này, tụ cộng hưởng được lựa chọn là hai tụ CGA6L4C0G2J153J160AA có giá trị điện dung là 15 nF với điện áp định mức là
Theo [9], khi tụ điện có thành phần điện áp DC, giá trị điện dung của tụ bị giảm, tuy nhiên, với tụ điện trong thiết kế này, giá trị điện dung của tụ không bị thay đổi tại điểm làm việc cực đại như mô tả trong Hình 3.5
Hình 3.5 Đặc tính điện dung theo điện áp của tụ CGA6L4C0G2J153J160AA [8]
Theo [6], do điện áp đặt lên tụ 𝐶 𝑟 là điện áp AC có tần số cao, điện dung của tụ điện thay đổi tỉ lệ nghịch với giá trị của tần số Tuy nhiên, trong thiết kế này, tụ CGA6L4C0G2J153J160AA có sự thay đổi của điện dung theo tần số rất nhỏ (0.7%) như Hình 3.6
Hình 3.6 Đặc tính điện dung theo tần số của tụ CGA6L4C0G2J153J160AA [8]
Hình 3.7 mô tả sự thay đổi của điện dung của tụ CGA6L4C0G2J153J160AA theo nhiệt độ trong dải từ 0 đến 120℃ Sự thay đổi điện dung trong dải nhiệt độ này rất bé (0.05%)
Hình 3.7 Đặc tính điện dung theo nhiệt độ của tụ CGA6L4C0G2J153J160AA [8]
Thiết kế biến áp phẳng
3.3.1 Thiết kế cấu trúc lõi Đặc điểm của biến áp phẳng là có diện tích lõi lớn để làm tăng khả năng tản nhiệt Mặt khác, diện tích cửa sổ của các cấu trúc lõi dùng cho mạch từ phẳng thưởng nhỏ do hạn chế về chiều cao nên các cấu trúc lõi này chỉ cho phép số lượng vòng dây quấn nhỏ hơn nhiều so với biến áp thông thường Do đó, khi thiết kế biến áp phẳng, tổn hao trên dây quấn sẽ được dồn sang tổn hao lõi bằng cách giảm số vòng dây
Trong thiết kế này, từ tính toán ở phần 3.1, tỉ lệ biến áp là 𝑛 = 4: 1, cho nên, để giảm tổn hao đồng và tăng tổn hao lõi, số lượng vòng dây sơ cấp 𝑁 𝑝 và thứ cấp
𝑁 𝑠 sẽ được giảm tối đa Với tỉ lệ 4:1, số lượng vòng dây sơ cấp được chọn là 𝑁 𝑝 4 và 𝑁 𝑠 = 1
Theo [10] và [11], có hai phương pháp chính để chọn lõi cho biến áp: thiết kế theo phương pháp 𝐾 𝑔 và phương pháp Ap Tuy nhiên, hệ số 𝐾 𝑔 thường không được cung cấp trong datasheet của lõi nên phương pháp thiết kế phổ biến là phương pháp thiết kế theo hệ số Ap Giá trị Ap được tính toán trong (3.11):
𝜂) , công suất biểu kiến của biến áp
𝐵 𝑝𝑘 (𝑇) , mật độ từ thông lớn nhất
Trên thị trường, có nhiều cấu trúc lõi được sử dụng cho biến áp như lõi hình E, lõi xuyến,… Tuy nhiên, lõi PQ là lõi có cấu trúc tối ưu cho các bộ biến đổi điện tử công suất [11] So với các cấu trúc lõi cùng hệ số Ap, lõi PQ có trọng lượng và thể tích nhỏ hơn Vì vậy, trong thiết kế này, giá trị Ap tính toán được là 𝐴 𝑝,𝑐𝑎𝑙 2.41 (𝑐𝑚 4 ), bốn lõi PQ-3220 có 𝐴 𝑝,𝑐𝑜𝑟𝑒 = 1.17 (𝑐𝑚 4 ) (như trong Hình 3.8) được dùng làm lõi biến áp Bốn lõi PQ-3220 được sắp xếp như Hình 3.9 tạo nên cấu trúc lõi biến áp
Trong thực tế, để hiệu chỉnh giá trị điện cảm từ hóa của máy biến áp, khe hở không khí 𝑙 𝑔 được thêm vào giữa hai mảnh của lõi biến áp Khe hở không khí
𝐿 𝑒 (𝑚𝑚) , chiều dài đường sức từ
𝜇 𝑒 , độ từ thẩm yêu cầu (tính theo 𝐿 𝑚 )
𝜇 𝑟 , độ từ thẩm của lõi
Hình 3.9 Cấu trúc lõi biến áp
3.3.2 Thiết kế cấu trúc dây quấn PCB
Trong thiết kế này, cuộn dây của máy biến áp phẳng được thiết kế trên PCB hay còn gọi là PCB windings Đối với mỗi PCB windings, số lớp đồng có thể được chế tạo đến 20 lớp đồng, tuy nhiên, số lượng lớp đồng càng nhiều thì giá thành khi gia công càng cao nên trong PCB windings trong thiết kế này dùng PCB hai lớp PCB hai lớp bao gồm lớp nền FR4 ở giữa, hai lớp đồng và hai lớp sơn phủ ngoài cùng như mô tả trong Hình 3.10
Dựa trên cấu trúc lõi được mô tả trong Hình 3.9, cấu trúc của dây quấn sơ cấp máy biến áp được thiết kế vừa với lõi PQ-3220 như trong Hình 3.11 Theo chiều dòng điện đi trong dây quấn sơ cấp được mô tả bằng mũi tên màu đỏ, mỗi một lớp đồng đại diện cho một vòng dây sơ cấp Với việc sử dụng PCB hai lớp, một tấm PCB có thể làm được hai vòng của cuộn sơ cấp
Theo [10-13], khi biến áp làm việc ở tần số cao, thành phần tổn hao do dòng điện xoáy (Eddy current) trên các cuộn dây của biến áp tăng Tổn hao này bao gồm hai thành phần là hiệu ứng gần và hiệu ứng bề mặt [11] Tổn hao này được đại diện bởi thành phần điện trở gây ra bởi thành phần tần số cao của dòng điện chạy trong cuộn sơ cấp và thứ cấp của biến áp 𝑅 𝑎𝑐 Tỉ lệ giữa điện trở 𝑅 𝑎𝑐 và điện trở thuần của dây quấn được thể hiện trong (3.13)
𝑅 𝑑𝑐 (Ω) , điện trở thuần của dây quấn
𝜉 = ℎ/𝛿 , ℎ (𝑚𝑚) là độ dày lớn đồng của PCB, 𝛿 là skin depth [11]
, 𝐹(ℎ), 𝐹(0) là sức từ động tại hai biên của lớp dây quấn
Hình 3.10 Cấu trúc PCB 2 lớp
Từ (3.11), tỉ lệ 𝜉 là thành phần tổn hao gây ra bởi hiệu ứng bề mặt Để hạn chế tổn hao gây ra bởi hiệu ứng bề mặt, độ dày lớp đồng ℎ của PCB được chọn sao cho
ℎ ≤ 𝛿 với 𝛿 được xác định trong (3.14) Trong thiết kế này, bề dày lớp đồng được lựa chọn là 1 oz (0.035 mm)
Tỉ lệ 𝑚 trong (3.11) đại điện cho thành phần tổn hao gây ra bởi hiệu ứng gần và phụ thuộc vào cách sắp xếp số vòng dây Theo [12], để giảm giá trị của 𝑚, các vòng dây của biến áp được sắp xếp xen kẽ với nhau Có bốn cách xếp các vòng dây đối với biến áp có bốn vòng sơ cấp và được đề cập trong [12]: PPPPSSSS, PPSSPPSS, PSPSPSPS, PSSPPSSP với P là các vòng sơ cấp, S là các vòng thứ cấp, các vòng dây sơ cấp được mắc nối tiếp, các vòng dây thứ cấp được mắc song song
Hình 3.11 Cấu trúc dây quấn biến áp
Hình 3.12 Phân bố sức từ động với cách xếp PPPPSSSS Đối với cách xếp PPPPSSSS, sức từ động tăng dần ở các lớp phía trong của biến áp như mô tả trong Hình 3.12 Điều này khiến có cường độ dòng Eddy ở các lớp phía trong lớp hơn các lớp phía ngoài nên mật độ dòng điện các lớp phía trong lớn hơn Ngoài ra, giá trị m của các lớp phía trong cùng lớn hơn các lớp phía ngoài làm cho tổn hao của các lớp dây phía trong lớn hơn
Nếu xếp các vòng dây theo kiểu PPSSPPSS, sức từ động không còn tập trung ở các lớp dây ở giữa mà được phân bổ đều sang hai bên như Hình 3.13 Ngoài ra, với cách xếp PPSSPPSS, cường độ sức từ động cũng được giảm một nửa so với cách xếp PPPPSSSS Tuy nhiên, tổn hao do hiệu ứng gần được giảm lớn nhất khi xếp các vòng dây theo kiểu PSPSPSPS hoặc PSSPPSSP như mô tả trong Hình 3.14 và 3.15 Theo [12], trường hợp xếp theo kiểu PSSPPSSP có mật độ từ thông được phân bố đều hơn so với xếp theo kiểu PSPSPSPS Mặt khác, việc sắp xếp xen kẽ theo kiểu PSPSPSPS có điện dung ký sinh lớp hơn 43% so với kiểu xếp PSSPPSSP
[12] Đặc biệt, kiểu xếp SPPSSPPS cho kết quả giống hệt với kiểu xếp PSSPPSSP
Hình 3.13 Phân bố sức từ động với cách xếp PPSSPPSS
Hình 3.14 Phân bố sức từ động với cách xếp PSPSPSPS
Trong thiết kế này, ý tưởng thiết kế cuộn thứ cấp theo cấu trúc center-tap kết hợp với chỉnh lưu hình tia nhằm làm giảm tổn hao trên đi-ốt chỉnh lưu đầu ra Cấu trúc vòng dây được sắp xếp theo kiểu SPPSSPPS như Hình 3.16, trong đó cuộn Primary là cuộn sơ cấp, Secondary 1 và Secondary 2 là hai nửa của cuộn thứ cấp có center-tap Khi dòng điện cộng hưởng có chiều dương (khi van 𝑄 1 dẫn), đi-ốt ở vòng dây thứ cấp Secondary 1 phân cực thuận, nên các vòng dây Secondary 1 dẫn dòng, các vòng dây Secondary 2 tương tự Do đó, trong mỗi một nửa chu kỳ đóng cắt, chỉ có một trong hai cuộn dây thứ cấp dẫn dòng nên kiểu sắp xếp các vòng dây như Hình 3.16 vẫn là kiểu SPPSSPPS
Hình 3.15 Phân bố sức từ động với cách xếp PSSPPSSP
Hình 3.16 Cách sắp xếp các vòng dây của biến áp
Từ thông số thiết kế trong Bảng 1-1, dòng điện đầu ra trung bình lớn nhất ở mức điện áp đẩu ra thấp nhất (40 V) là 20 A Để giảm tổn hao trên đi-ốt đầu ra, thay vì dùng một đi-ốt cho Secondary 1 và Secondary 2, nhiều đi-ốt được mắc song song với các cuộn thứ cấp như trong Hình 3.17 Với cách lắp này, tổn hao dẫn trên đi-ốt đầu ra được phân bố đều trên các đi-ốt
Hình 3.17 Cách ghép nối sơ cấp và thứ cấp của biến áp
Do kiểu phân bố tổn hao dẫn đều trên các đi-ốt đầu ra, loại đi-ốt được sử dụng có thể chọn loại có package nhỏ và được tích hợp trên mạch PCB Hình 3.18 mô tả cấu trúc dây quấn sơ cấp với đi-ốt đầu ra được tích hợp trên mạch PCB Sau khi xây dựng xong cấu trúc các vòng dây, máy biến áp được ghép lại như Hình 3.19
Hình 3.18 Cấu trúc dây quấn thứ cấp
Hình 3.19 Cấu trúc của biến áp khi hoàn thiện
3.3.3 Tích hợp cuộn cảm cộng hưởng
PHÂN TÍCH TỔN HAO
Tổn hao trên các phần tử đóng cắt
4.1.1 Tổn hao trên đi-ốt đầu ra Đối với đi-ốt, trong quá trình hoạt động, nó sinh ra bốn loại tổn hao: tổn hao dẫn và tổn hao chuyển mạch
Hình 4.1 Mô hình thực tế khi đi-ốt phân cực thuận
Tổn hao dẫn là tổn hao xảy ra khi đi-ốt phân cực thuận, dựa trên mô hình được mô tả trong Hình 4.1, tổn hao dẫn được gây ra bởi tổn hao của nội trở đi-ốt và tổn hao do điện áp phân cực thuận rơi trên đi-ốt Tổn hao dẫn được tính bằng công thức (4.1):
𝐼 𝑅𝑀𝑆 , giá trị dòng hiệu dụng qua đi-ốt
𝐼 𝐴𝑉𝐺 , giá trị dòng trung bình qua đi-ốt
𝑉 𝐹 , điện áp phân cực thuận của đi-ốt
Hình 4.2 Dạng sóng chuyển mạch của đi-ốt
Tổn hao chuyển mạch là tổn hao xảy ra khi đi-ốt chuyển trạng thái từ phân cực thuận sang phân cực ngược và ngược lại Như mô tả trong Hình 4.2, khi đi-ốt chuyển từ trạng thái phân cực ngược sang phân cực thuận, dòng điện qua đi-ốt và điện áp phân cực thuận trên đi-ốt bắt đầu tăng, tổn hao trên đi-ốt lúc này bằng tích của dòng điện và điện áp Tuy nhiên, tổn hao trong quá trình chuyển mạch này thưởng rất nhỏ nên có thể bỏ qua
Tổn hao khi đi-ốt chuyển từ trạng thái phân cực thuận sang phân cực ngược chiếm phần lớn trong tổn hao chuyển mạch của đi-ốt và được tính bằng (4.2):
𝑄 𝑟𝑟 , điện tích hồi phục ngược đi-ốt
𝑉 𝑅 , điện áp ngược của đi-ốt
Tổn hao trên đi-ốt là tổng của tổn hao chuyển mạch và tổn hao dẫn và được tính bằng (4.3):
𝑃 𝐷,𝑡𝑜𝑡 = 𝑃 𝐷,𝑠𝑤 + 𝑃 𝐷,𝑐𝑜𝑛𝑑 (4.3) Đối với bộ biến đổi LLC trong thiết kế này, đi-ốt đầu ra được chọn là diode schottky để giảm tổn hao do quá trình chuyển mạch, tổn hao do quá trình chuyển mạch gây ra nhỏ hơn rất nhiều so với tổn hao dẫn nên tổn hao trên đi-ốt đầu ra có thể xấp xỉ bẳng tổn hao dẫn trên chính nó
4.1.2 Tổn hao trên van MOSFET
Tổn hao trên van MOSFET gồm tổn hao dẫn do nội trở của van MOSFET gây ra và tổn hao do quá trình chuyển mạch từ trạng thái dẫn sang không dẫn và ngược lại Tổn hao do nội trở cùa van MOSFET được tính trong phương trình (4.4)
𝐼 𝑓𝑒𝑡,𝑟𝑚𝑠 , dòng hiệu dụng qua van MOSFET
𝑅 𝑑𝑠,𝑜𝑛 , điện trở của van MOSFET khi dẫn
Như đã trình bày trong phần 2.1, các van MOSFET của bộ biến đổi LLC có khả năng đạt chuyển mạch mềm không điện áp trong quá trình chuyển từ trạng thái không dẫn sang dẫn Do đó, tổn hao chuyển mạch của van MOSFET chỉ còn thành phần tổn hao chuyển mạch khi van MOSFET chuyển từ trạng thái dẫn sang không dẫn Tổn hao chuyển mạch của MOSFET được tính toán bằng (4.5):
𝑉 𝑑𝑐 , điện áp đầu vào của bộ biến đổi
𝐼 𝑓𝑒𝑡,𝑜𝑓𝑓 , dòng điện qua van khi chuyển trạng thái từ dẫn sang không dẫn
𝑡 𝑓 , thời gian van MOSFET chuyển trạng thái từ dẫn sang không dẫn
Tổng tổn hao trên van MOSFET được tính toán trong (4.6):
Trong thiết kế này, tổn hao trên các phần tử đóng cắt với MOSFET IPA60R120P7 và diode đầu ra SR5200p được mô tả trong Bảng 4-1:
Bảng 4-1 Tổn hao trên các phần tử đóng cắt
Tổn hao Giá trị tính toán
MOSFET 7.83 W Đi-ốt đầu ra 11.2 W
Tổn hao trên máy biến áp và cuộn cảm
Tổn hao trên biến áp và cuộn cảm được chia làm hai loại là tổn hao dây quấn và tổn hao lõi
Tổn hao trên dây quấn gây ra bởi tổn hao trên nội trở của dây, Tổng trở của cuộn sơ cấp (hoặc thứ cấp) biến áp được tính trong (4.8):
𝜌 = 2.2 × 10 −8 Ω 𝑚 , điện trở suất của đồng
𝐿 , độ dài của một vòng dây PCB
Tuy nhiên, khi máy biến áp hoạt động ở tần số cao, tổn hao dây quấn có thêm thành phần tổn hao do hiệu ứng bề mặt (Skin Effect), ngoài ra, khi có nhiều lớp dây quấn, tổn hao trên dây quấn còn có thêm thành phần tổn hao do hiệu ứng gần (Proximity Effect) [10], [11] Cả hai hiệu ứng kể trên đều làm cho mật độ dòng điện của dây dẫn mất đồng đều tại tần số cao, hạn chế khả năng dẫn dòng tần số cao của dây dẫn Theo [8], tỉ lệ giữa điện trở gây ra bởi hiệu ứng bề mặt và hiệu ứng gần và điện trở thuần của dòng điện được tính bằng (4.9):
𝑅 𝑑𝑐 (Ω) , điện trở thuần của dây quấn
𝜉 = ℎ/𝛿 , ℎ (𝑚𝑚) là độ dày lớn đồng của PCB, 𝛿 là skin depth [11]
, 𝐹(ℎ), 𝐹(0) là sức từ động tại hai biên của lớp dây quấn Điện trở gây ra bởi hiệu ứng bề mặt và hiệu ứng gần được tính toán trong (4.9):
Tổn hao dây dẫn của biến áp được tính trong (4.10):
Tổn hao trên dây quấn trên các cuộn sơ cấp, thứ cấp của biến áp và cuộn dây của cuộn cảm từ hóa có cách tính giống nhau nên có thể áp dụng quy trình tính toán từ (4.7-4.10) Kết quả tính toán được mô tả trong Bảng 4-2:
Bảng 4-2 Kết quả tính toán tổn hao dây quấn trên máy biến áp và cuộn cảm cộng hưởng
Tổn hao dây quấn Giá trị tính toán Cuộn cảm cộng hưởng 8.34 W Cuộn sơ cấp máy biến áp 8.34 W Cuộn thứ cấp máy biến áp 6.04 W
4.2.2 Tổn hao lõi biến áp
Trong các ứng dụng có tần số đóng cắt lớn, tổn hao lõi và độ tăng nhiệt của lõi là giới hạn quan trọng nhất Tổn hao lõi bao gồm tổn hao từ trễ và tổn hao do dòng Eddy [10], [11] Trong thực tế, tổn hao của lõi từ của một đơn vị thể tích thường được ước lượng dựa trên công thức kinh nghiệm Steinmetz (4.11)
𝐵 𝑝𝑘 , mật độ từ thông lớn nhất
𝑘, 𝛼, 𝛽 , hệ số Steinmetz, được xác định từ datasheet Đối với thiết kế trong đồ án này, vật liệu của lõi từ là N87, từ đồ thị tổn hao lõi được cung cấp bởi datasheet trong Hình 4.3, hệ số Steinmetz được tính toán bằng cách xác định ba điểm bất kỳ trên đồ thị tổn hao 𝑃 𝑣 (𝐵 1 , 𝑓 1 ), 𝑐, 𝑃 𝑣 (𝐵 2 , 𝑓 1 ) Các hệ số
Công thức Steinmetz là công thức dùng cho dòng diện hình sin Có thể thấy rằng, dòng điện qua cuộn cảm cộng hưởng là dòng cộng hưởng hình sin nên hoàn toàn phù hợp với việc áp dụng công thức Steinmetz Tổn hao lõi cuộn cảm được tính trong (4.15):
Trong đó, 𝑃 𝑓𝑒 là tổn hao lõi trên cuộn cảm cộng hưởng, 𝑉 𝑒 là thể tích lõi cuộn cảm cộng hưởng
Hình 4.3 Tổn hao lõi theo mật độ từ thông và theo tần số
Tuy nhiên, công thức Steinmetz trong (4.11) là công thức tính cho dòng điện hình sin, mà dòng điện từ hóa của biến áp LLC có dạng tam giác Do đó, công thức Steinmetz cải thiện được đưa ra để tính toán tổn hao lõi trong trường hợp này:
(4.16) Trong đó, hệ số 𝑘 𝑖 được xác định bằng (4.17):
(2𝜋) 𝛼−1 ∙ ∫ |𝑐𝑜𝑠𝜃| 0 2𝜋 𝛼 ∙ 2 𝛽−𝛼 𝑑𝜃 (4.17) Sau khi đã xác định tổn hao lõi trên một đơn vị thể tích, tổn hao trên lõi được tính trong (4.18):
Trong đó, 𝑃 𝑓𝑒 là tổn hao lõi trên máy biến áp, 𝑉 𝑒 là thể tích lõi máy biến áp Với các giá trị hệ số của công thức Steinmetz và công thức Steinmetz cải thiện là 𝑘 = 19, 𝛼 = 1.19, 𝛽 = 2.15, 𝑘 𝑖 = 1.84, kết quả tính toán của tổn hao lõi được mô tả trong Bảng 4-3:
Bảng 4-3 Kết quả tính toán tổn hao lõi máy biến áp và cuộn cảm cộng hưởng
Tổn hao lõi Giá trị tính toán Cuộn cảm cộng hưởng 3.25 W
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM
Kết quả mô phỏng
Việc thiết kế và tính toán tổn hao trong các chương trước được kiểm chứng bằng mô phỏng Biến áp và cuộn cảm cộng hưởng được mô phỏng bằng phần mềm FEMM 4.2 để kiểm tra các thông số thiết kế và tổn hao Các quá trình đóng cắt của MOSFET và đi-ốt đầu ra được mô phỏng bằng phần mềm LTSpice để kiểm chứng khả năng chuyển mạch mềm trên toàn dải hoạt động của bộ biến đổi
5.1.1 Mô phỏng kiểm chứng tham số của các thành phần mạch từ
Trong mô phỏng này, tổn hao trên các dây quấn cuộn cảm cộng hưởng, dây quấn cuộn sơ cấp và thứ cấp được kiểm chứng Tuy nhiên, do thiếu thông số mô phỏng về lõi N87 nên không thể kiểm tra tổn hao lõi bằng phần mềm FEMM Kết quả so sánh giữa tổn hao tính toán và mô phỏng trên dây quấn của các cấu trúc mạch từ được tổng hợp trong Bảng 5-1, Bảng 5-2 và Bảng 5-3 Qua so sánh có thể thấy, tổn hao trên dây quấn tăng dần khi tăng công suất do dòng sơ cấp và thứ cấp đều tăng
Bảng 5-1 Tổn hao trên dây quấn cuộn cảm cộng hưởng
Công suất (W) Tổn hao tính toán (W) Tổn hao mô phỏng (W)
Bảng 5-2 Tổn hao trên dây quấn cuộn sơ cấp
Công suất (W) Tổn hao tính toán (W) Tổn hao mô phỏng (W)
Bảng 5-3 Tổn hao trên dây quấn cuộn thứ cấp
Công suất (W) Tổn hao tính toán (W) Tổn hao mô phỏng (W)
Sự phân bố của tổn hao lõi phụ thuộc vào sự phân bố của mật độ từ thông Hình 5.1 mô tả phân bố mật độ từ thông trong máy biến áp tích hợp Mật độ từ thông ở phần cuộn cảm thấp hơn ở phần biến áp mặc dùng có cùng số vòng dây và diện tích mặt cắt của lõi là do khoảng cách khe hở không khí của phần cuộn cảm lớn hơn Khe hở không khí lớn làm tăng từ trở, cản trở từ thông đi trong lõi làm cho mật độ từ thông giảm
Trong Hình 5.1, mật độ từ thông tập trung ở các cạnh trong của lõi ở những đoạn gấp khúc và dàn đều ở những đoạn khác Sự khác biệt là do từ trở không đồng đều ở các đoạn gấp khúc của lõi, từ thông sẽ đi vào nơi có từ trở thấp hơn là phần cạnh trong làm cho mật độ từ thông ở những vùng này tăng, mật độ từ thông ở các cạnh ngoài giảm Ở những phần thẳng của lõi, do từ trở ở các vùng giống nhau nên từ thông phân bố đều
Việc đặt cuộn cảm ở phía trên biến áp không làm ảnh hưởng đến tỉ lệ vòng dây của biến áp Trong Hình 5.2, đường đi của từ thông sinh ra bởi cuộn cảm phần lớn đi qua phần nửa lõi trên của biến áp, chỉ có một phần rất nhỏ (gần như không đáng kể) móc vòng xuống phần lõi phía dưới của biến áp Do đó, từ thông sinh ra bởi cuộn cảm cộng hưởng không khép thành vòng kín đi quanh cuộn thứ cấp, vì vậy, không có sức điện động cảm ứng từ vòng dây cuộn cảm cộng hưởng sang cuộn dây thứ cấp mặc dù cuộn cảm được đặt ngay trên biến áp
Hình 5.1 Phân bố từ thông trong máy biến áp tích hợp
Hình 5.2 Đường đi của từ thông sinh ra bởi cuộn cảm
5.1.2 Mô phỏng kiểm chứng khả năng chuyển mạch mềm
Một trong những ưu điểm của bộ biến đổi LLC là khả năng chuyển mạch mềm trên toàn dải hoạt động Tần số đóng cắt của bộ biến đổi LLC được đặt giới hạn dưới để bộ biến đổi luôn làm việc trong vùng chuyển mạch mềm Trong đồ án này, giá trị của deadtime được chọn và giữ cố định sao cho bộ biến đổi LLC đạt chuyển mạch mềm trong toàn dải hoạt động
Hình 5.3 mô tả dạng xung chuyển mạch của van Q1 khi chuyển từ trạng thái không dẫn sang dẫn Có thể thấy rằng điện áp 𝑉 𝑑𝑠 của van Q1 và Q2 về 0 trước khi xung 𝑉 𝑔𝑠,𝑄 1 được bật lên, khi đó, dòng qua van Q1 có chiều đi từ S đến D Điều này chứng tỏ đi-ốt ký sinh trên van Q1 dẫn và điện áp trên tụ ký sinh 𝐶 𝑑𝑠 được xả hết và van Q1 đạt chuyển mạch mềm Ngoài ra, khi van Q1 chuyển mạch mềm không điện áp, điện tích tụ ký sinh 𝐶 𝑔𝑑 không cần xả nên không xuất hiện vùng Miller Do đó, xung 𝑉 𝑔𝑠 có dạng đáp ứng của khâu quán tính bậc nhất
Hình 5.3 Xung chuyển mạch của van Q1 khi chuyển từ trạng thái không dẫn sang dẫn
Hình 5.4 mô tả dạng xung chuyển mạch của van Q1 khi van chuyển từ trạng thái dẫn sang không dẫn Có thể thấy rằng khi xung 𝑉 𝑔𝑠 giảm từ 12V xuống 0V, điện áp trên hai cực D và S 𝑉 𝑑𝑠 tăng, đồng thời, dòng qua van giảm, van Q1 xảy ra chuyển mạch cứng Chuyển mạch cứng gây ra tổn hao đóng cắt trên van Q1 và được tính bằng phương trình (4.7) Ngoài ra, hiện tượng chuyển mạch cứng khi chuyển từ trạng thái dẫn sang không dẫn có thể được xác định qua xung 𝑉 𝑔𝑠 Trong Hình 5.4, xung 𝑉 𝑔𝑠 của van Q1 có hiện tượng Miller, gây ra do tụ kí sinh 𝐶 𝑔𝑑 được nạp bởi điện áp 𝑉 𝑑𝑠
Hình 5.4 Xung chuyển mạch của van Q1 khi chuyển từ trạng thái dẫn sang không dẫn
Kết quả thực nghiệm
Kết quả thực nghiệm được đưa ra để kiểm chứng kết quả mô phỏng và tính toán Ở phần thực nghiệm này, máy biến áp tích hợp đã thiết kế ở các chương trước được triển khai, tổng tổn hao trên mạch được xác định và so sánh với kết quả tính toán Ngoài ra, đặc tính tần số của mạch cũng được dựng lại và so sánh với đặc tính tần số đã thiết kế
Hình 5.5 Bộ biến đổi LLC thực nghiệm
Hình 5.5 mô tả mạch thực nghiệm của bộ biến đổi LLC Phần PCB winding được thiết kể để hàn tụ lọc tần số cao và đi-ốt chỉnh lưu đầu ra để tăng mật độ công suất Tụ lọc DC được đặt ở dưới mạch, sát với biến áp để giảm tổn hao rơi trên PCB Mạch van nửa cầu gồm van Q1 và van Q2 được đặt ở rìa mạch nhằm giữ chỗ cho việc gắn tản nhiệt Mạch lái van cách ly kiểu Bootstrap được thiết kế dạng cắm để có thể cắm trực tiếp vào cực G và cực S của van Q1 và van Q2
5.2.1 Đo đạc kiểm chứng thông số bể cộng hưởng
Sau khi máy biến áp tích hợp được xây dựng như trong Hình 5.5, thông số của máy biến áp được đo đạc bằng LCR meter BK891 tại tần số cộng hưởng 200 kHz Giá trị điện cảm cộng hưởng được xác định bằng phép đo hở mạch cuộn thứ cấp, giá trị điện cảm rò được xác định bằng phép đo ngắn mạch cuộn thứ cấp Giá trị điện cảm cộng hưởng khác so với tính toán 1.2%, giá trị điện cảm từ hóa khác với tính toán 4.5% Nguyên nhân là việc hiệu chỉnh khe hở không khí của phần cuộn cảm từ hóa gây ra sai số do khoảng cách khe hở tính toán nhỏ (0.11 mm) nên khó thực hiện hiệu chỉnh chính xác trong thực nghiệm
Hình 5.6 Kết quả đo đạc thông số bể cộng hưởng
5.2.2 Thực nghiệm kiểm chứng đặc tính tần số Để kiểm chứng đặc tính tần số của bộ biến đổi LLC so với tính toán, bộ biến đổi được chạy ở chế độ vòng hở với tải đầu ra cố định và tần số thay đổi Hình 5.7 mô tả kết quả so sánh giữa tính toán và thực nghiệm Khi bộ biến đổ hoạt động ở vùng tần số dưới cộng hưởng, hệ số khuếch đại lớn hơn 1, sai số giữa hệ số khuếch đại tính toán và hệ số khuếch đại thực nghiệm khoảng 0,08 Khi tăng tần số vào vùng trên tần số cộng hưởng, sai số giữa hệ số khuếch đại tính toán và thực nghiệm nhỏ dần và tiến đến trùng khớp với nhau Nguyên nhân của sai số giữa tính toán và thực nghiệm là do độ dung sai của thông số các thành phần trong bể cộng hưởng dẫn đến tần số cộng hưởng thực nghiệm khác với tính toán Cụ thể, thông số điện cảm của cuộn cảm cộng hưởng và điện cảm từ hóa quyết định bởi khoảng cách khe hở không khí Tuy nhiên, rất khó để điều chỉnh được khe hở không khí thực tế giống như trong tính toán do khoảng cách của khe hở không khí thường rất nhỏ (trong trường hợp này là 0,11 mm đối với biến áp)
Hình 5.7 Đồ thị so sánh giữa đặc tính tần số tính toán và thực nghiệm
5.2.3 Kiểm chứng khả năng chuyển mạch mềm trên toàn dải
Khả năng chuyển mạch mềm trên toàn dải của phụ thuộc vào cách chọn khoảng thời gian hai van Q1 và Q2 không dẫn (dead-time) Để van MOSFET có thể chuyển mạch mềm, điện tích trên tụ kí sinh trên cực D và S (𝐶 𝑑𝑠 ) cần được xả, tương ứng với điện áp trên cực D và S giảm về 0 Dòng xả tụ của tụ 𝐶 𝑑𝑠 chính là dòng cộng hưởng, phụ thuộc vào dòng tải Do đó, khoảng thời gian dead-time cần được chọn sao cho ở công suất làm việc thấp nhất, mạch vẫn đảm bảo chuyển mạch mềm Tuy nhiên, việc chọn thời gian dead-time lớn đồng nghĩa với tăng tổn hao dẫn trên đi-ốt kí sinh của van MOSFET trong trường hợp dòng cộng hưởng lớn
Hình 5.8 Dạng xung chuyển mạch của van Q2 từ trạng thái off sang on
Hình 5.8 mô tả dạng xung 𝑉 𝑑𝑠 và 𝑉 𝑔𝑠 của van Q2 trong trường hợp chuyển từ trạng thái không dẫn sang dẫn Trong quá trình này, van Q2 đạt chuyển mạch mềm không điện áp do điện áp 𝑉 𝑑𝑠 giảm xuống trước khi xung 𝑉 𝑔𝑠 được bật lên và dạng xung 𝑉 𝑔𝑠 không có vùng Miller
Hình 5.9 mô tả dạng xung 𝑉 𝑑𝑠 và 𝑉 𝑔𝑠 của van Q2 trong trường hợp chuyển từ trạng thái dẫn sang không dẫn Trong quá trình này, van Q2 không đạt chuyển mạch mềm do điện áp 𝑉 𝑑𝑠 giảm xuống sau khi xung 𝑉 𝑔𝑠 được bật lên và dạng xung
Hình 5.9 Dạng xung chuyển mạch van Q2 từ trạng thái on sang off
5.2.4 Thực nghiệm kiểm chứng phân tích tổn hao
Các linh kiện trong các bộ biến đổi điện tử công suất có dải nhiệt độ làm việc hữu hạn, nếu nhiệt độ tăng ngoài dải làm việc đó có thể làm giảm tuổi thọ hay thậm chí phá hủy linh kiện Do đó, để đảm bảo các bộ biến đổi điện tử công suất hoạt động với độ tin cậy cao trong thời gian dài, vấn đề tản nhiệt rất quan trọng Nguyên nhân chính gây ra tăng nhiệt trên các linh kiện trong bộ biến đổi điện tử công suất là công suất tổn hao trên phần tử đó chuyển thành nhiệt năng, làm tăng nhiệt trên linh kiện Vì vậy, phân tích tổn hao là một quá trình quan trọng trong việc thiết kế các bộ biến đổi điện tử công suất Việc phân tích tổn hao trên các phần tử cho biết phần tử nào chiếm nhiều tổn hao nhất trên mạch, qua đó có phương pháp thiết kế làm mát, tản nhiệt thích hợp hoặc tối ưu lại thiết kế nhằm giảm tổn hao ở phần tử có tổn hao lớn nhất, nhờ đó làm tăng hiệu suất của bộ biến đổi
Nhiệm vụ đồ án này tập trung chính vào việc phân tích tổn hao trên các phần tử trong bộ biến đổi LLC Bằng cách sử dụng các công cụ tính toán, mô phỏng, thực nghiệm, tổn hao trên các phần tử chính như mạch van MOSFET nửa cầu, máy biến áp, cuộn cảm cộng hưởng, đi-ốt đầu ra được xác định và kiểm chứng
Hình 5.10 Phân tích tổn hao theo tính toán
49 Đồ thị Hình 5.10 mô tả tổn hao trên các phần tử của bộ biến đổi LLC theo tính toán tại công suất định mức Trong các phần tử của bộ biến đổi, do có chuyển mạch mềm không điện áp nên tổn hao trên van MOSFET chiếm khoảng 8% (3.63 W) tổng tổn hao mặc dù bộ biến đổi chuyển mạch ở tần số 200 kHz Tổn hao trên đi- ốt đầu ra khoảng 21% tổng tổn hao do dòng đầu ra lớn, tuy nhiên, do dùng 24 đi- ốt mắc song song nên tổn hao trên mỗi đi-ốt khoảng 0.36 W (0.875% tổng tổn hao) Đối với tổn hao phần mạch từ, tổn hao được dồn về phần lõi của biến áp để tận dụng khả năng tản nhiệt của biến áp phẳng Do đó, tổn hao trên lõi biến áp chiếm phần lớn nhất trong số các phần tử của mạch (36%)
Bảng 5-4 So sánh hiệu suất tính toán và hiệu suất thực tế
Công suất đầu ra (W) Hiệu suất tính toán (%) Hiệu suất thực tế (%)
849.58 93.44 93.22 Để kiểm chứng phần tính toán, hiệu suất thực tế của bộ biến đổi ở các công suất khác nhau được so sánh với hiệu suất tính toán Bảng 5-4 so sánh giữa hiệu suất tính toán và hiệu suất thực tế Từ Bảng 5-4, đồ thị so sánh giữa hiệu suất tính toán và hiệu suất thực tế Hình 5.11 được xây dựng Từ Hình 5.10 và Bảng 5-4, có thể thấy rằng, bộ biến đổi đạt hiệu suất lớn nhất ở 566.26 W (khoảng 70% tải định mức) Xu hướng của đường cong hiệu suất giữa tính toán và thực nghiệm khớp nhau, cho thấy sự đúng đắn của phương pháp thiết kế
Hình 5.11 Đồ thị so sánh giữa hiệu suất tính toán và thực nghiệm