Đề xuất cải tiến bộ chuyển đổi điện áp 1 pha ac ac boost pwm

Trang 2 TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINHLUẬN VĂN THẠC SĨ PHAN THIỆN HÒA ĐỀ XUẤT CẢI TIẾN BỘ CHUYỂN ĐỔI ĐIỆN ÁP 1 PHA AC/AC BOOST PWM GVHD: TS.. Trần Văn Sỹ Hệ đào tạ

TỔNG QUAN CÁC BỘ CHUYỂN ĐỔI AC/DC/AC

Giới thiệu

Hiện nay với sự phát triển trong chế tạo linh kiện bán dẫn, các bộ chuyển đổi điện áp AC/AC được sử dụng rộng rãi và ngày càng phổ biến trong hệ thống điện, thiết bị điều khiển và cả trong dân dụng [1, 2, 3, 4] và các lợi ích của các bộ biến đổi mang lại

Hình 2.1: Bộ chuyển đổi AC/DC/AC dạng cycloconverter

Hình 2.2: Bộ chuyển đổi AC/DC/AC sử dụng diode chỉnh lưu

Trong công nghiệp các bộ chuyển đổi AC/AC có các dạng áp dụng khác nhau tiêu biểu như các bộ chuyển đổi AC/AC kiểu cycloconverter [5], AC/AC matrix converter

[6] Các bộ chuyển đổi AC/AC cycloconverter hình 2.1 và AC/DC/AC sử dụng bộ chỉnh lưu diode hoặc SCR hình 2.2 không có khả năng tăng áp Tiếp theo đối với bộ chuyển đổi AC/DC/DC/AC ở hình 2.3 với sự kết hợp bộ tăng áp DC/DC boost có khả năng tăng áp tuy nhiên ngõ vào không có khả năng điều khiển cho nên không đạt được hệ số công suất gần 1 và tốn kém do sử dụng thêm bộ tăng áp trung gian Hình 2.4 là bộ tăng áp AC/DC/AC sử dụng bộ chỉnh lưu PWM ở ngõ vào, cấu hình này sử dụng một tụ điện lưu trữ điện áp DC trung gian liên kết với bộ nghịch lưu dạng PWM [7], đối với cấu

/ / / hình này có ưu điểm ở chất lượng điện áp ra nhưng khả năng tăng áp là hạn chế và mặt sử dụng nhiều khóa đóng cắt bán dẫn

Hình 2.3: Bộ chuyển dổi AC/DC/AC dạng boost

Hình 2.4: Bộ chuyển đổi AC/DC/AC dạng chỉnh lưu PWM

Từ những mặt hạn chế về khả năng tăng áp và sử dụng nhiều khóa đóng cắt bán dẫn do đó các giải pháp được đề xuất cho bộ chuyển đổi AC/DC/AC [13,14,15] nhằm giảm công tắc chuyển mạch trong hệ thống kết hợp với khả năng tăng áp rất được quan tâm trong thời gian hiện nay Qua đó cũng có các tác giả bài nghiên cứu [8] tập trung vào phát triển các bộ biến đổi này và đề xuất cấu trúc sử dụng 6 khóa, các bài báo đi trước thực hiện nghiên cứu cùng chung giải pháp nhằm giảm công tắc chuyển mạch trong hệ thống và kết hợp với khả năng tăng áp với sự kết hợp thực hiện chuyển đổi giữa hai khâu chỉnh lưu và khâu nghịch lưu thông qua quá trình chuyển mạch được tính toán sẵn để các công tắc luân phiên chuyển mạch theo từng khâu Sử dụng khâu trung gian DC-link lưu trữ điện áp khi thực hiện quá trình chỉnh lưu bởi một tụ điện có dung lượng cao Ưu điểm các bài báo này có được là đáp ứng về mặt kinh tế là giảm được số lượng sử dụng

Rectifier DC/DC boost Inverter

LB khóa công suất trong mô hình, đáp ứng cải thiện được các vấn đề về nguồn cung cấp xảy ra hiện tượng giảm áp hoặc tăng áp Tuy nhiên kỹ thuật trong các bài báo nghiên cứu này cũng có một số nhược điểm

Do đó từ các hạn chế của các mạch thông thường và từ nền tảng của các bài báo đi trước, đề tài đã đề xuất mô hình đối với dạng biến đổi AC/DC/AC sử dụng 6 khóa bán dẫn mới

Hình 2.5: Bộ chuyển đổi AC/DC/AC sáu khóa Đối với mô hình 6 khóa ở hình 2.5 có nhiều ưu thế hơn:

- Về mặt kinh tế: chi phí chế tạo thấp

- Về mặt kỹ thuật: cấu trúc trở nên đơn giản hơn, kích thước mô hình nhỏ, đáp ứng khả năng tăng áp nhờ có khâu trung gian DC-link và đạt được hệ số công suất gần 1

Từ những mặt hạn chế của các bộ biến đổi AC/AC thông thường và lợi ích về mặt kinh tế cũng như trong kỹ thuật Bằng cách sử dụng theo cấu trúc liên kết này thì hệ thống sẽ giảm đi số lượng công tắc, cấu trúc trở nên đơn giản hơn, chi phí thấp, kích thước nhỏ

Chính vì vậy đề tài nghiên cứu đề xuất cải tiến trong kỹ thuật với một phương pháp điều khiển mới để có thể có được nhiều ưu thế hơn làm cho việc tính toán, giải thuật trở nên đơn giản và linh hoạt hơn.

Bộ chuyển đổi công suất Cycloconverter một pha

Bộ biến đổi cycloconverter được sử dụng các trường hợp không cần tần số cao nhưng có công suất lớn Các dạng thường gặp trong thực tế của cyloconverter là một pha – một pha, ba pha – một pha và ba pha – ba pha, tất cả các dạng này đều dựa trên nguyên tắc SCR Cấu trúc bộ biến tần này được trình bày ở hình 2.1

Bộ biến đổi này bao gồm hai mạch chỉnh lưu cầu mắc ngược nhau Hình 2.6 cho thấy các dạng sóng khi hoạt động với tải điện trở, điện áp đầu vào 𝑢 𝑆 là điện áp xoay chiều có tần số 𝑓 𝑖𝑛 , mỗi bộ chỉnh lưu được điều khiển bằng cách thay đổi góc kích α theo như hình 2.6 dạng sóng điều khiển góc kích lần lượt là 0 ° , 60 ° và theo dạng kích xung tam giác có giá trị đỉnh – đỉnh là 360 và offset là -180

Hình 2.6: (a) dạng sóng điện áp ngõ vào, (b) dạng sóng ngõ ra với α=0, (c) dạng sóng ngõ ra với α`, (d) dạng sóng ngõ ra với α thay đổi theo dạng sóng tam giác

[18] Điện áp trên tải được xác định như sau:

Giá trị của thành phần hài cơ bản có tần số 𝑓 𝑜𝑢𝑡 ( 𝑓 𝑜𝑢𝑡 = 𝑓 𝑖𝑛 /𝑛) n=2,4,6… của điện áp ra có giá trị

Từ công thức (2.2) trên rút ra nhận xét khi α là hằng số thì sẽ có sóng hài lớn Khi thay đổi α theo dạng sóng sáu bước thì sóng hài sẽ bé hơn còn khi thay đổi α như dạng xung tam giác thì sóng hài sẽ nhỏ hơn nữa.

Bộ chuyển đổi công suất AC/AC gián tiếp

Bộ biến đổi AC/AC gián tiếp được thực hiện thông qua trung gian là năng lượng điện một chiều điều này lý giải là điện năng xoay chiều tại ngõ vào sẽ được chuyển đổi thành năng lượng điện một chiều thông qua bộ chỉnh lưu, sau đó năng lượng điện một chiều từ bộ chỉnh lưu sẽ được chuyển lại thành điện xoay chiều, để tăng được điện áp xoay chiều ngõ ra so với ngõ vào một bộ tăng áp DC/DC được áp dụng cấu trúc bộ biến đổi như hình 2.3, trong thực tế hiện nay các bộ biến đổi AC/AC gián tiếp này được sử dụng rất nhiều, nó có các dạng được chế tạo là một pha – một pha, một pha – ba pha, ba pha – ba pha Trong đó loại thông dụng và có tính chất chung nhất là loại ba pha – ba pha Phần này trình bày về bộ biến đổi một pha – một pha cấu trúc được tạo ra từ ba khối, khối chỉnh lưu, khối biến đổi DC/DC tăng áp và khối nghịch lưu, về việc tính toán cho bộ biến đổi này được trình bày như sau

Do bộ nghịch lưu được thực hiện điều chế PWM nên biên độ áp hài cơ bản điện áp một pha được tính

𝑉 (1)𝑚 = 𝑚 𝑎 𝑈 𝐷𝐶 (2.3) Điện áp trung bình sau khi chỉnh lưu,

Hệ số tăng áp của bộ DC/DC là B được tính như sau,

Từ công thức (2.5) tính được điện áp điều chế 𝑈 𝑥 ,

𝑈 𝐷𝐶 : điện áp cung cấp cho bộ nghịch lưu

𝑚 𝑎 : chỉ số điều chế của bộ nghịch lưu

𝑈 𝐶𝐿,𝑎𝑣𝑔 : điện áp trung bình sau chỉnh lưu

Bộ chuyển đổi công suất AC/AC một pha PWM

Đối với dạng cyloconverter trên đã được trình bày nó có hạn chế về khả năng tăng áp vì điện áp ngõ ra có biên độ bằng biên độ điện áp tại ngõ vào Trong phần này trình bày dạng biến đổi AC/AC PWM, dạng này cho phép tăng áp đồng thời giải quyết các vấn đề về gián đoạn của dòng điện như trong kỹ thuật điều khiển điện áp xoay chiều SCR, tuy vậy dạng này nó không có thực hiện được sự thay đổi tần số ngõ ra, nhưng nó có giá thành thấp hơn so với AC/AC dùng SCR hay triac Một số bộ AC/AC PWM như là AC/AC PWM tăng áp, AC/AC PWM giảm áp, AC/AC PWM tăng-giảm áp trong ba loại này bộ tăng giảm áp là loại có nhiều ứng dụng trong thực tế và khó Cấu trúc bộ tăng giảm áp như hình 2.7 ở đây cuộn cảm L trong mạch có vai trò tích trữ và giải phóng năng lượng trong cả hai quá trình tăng và giảm áp Hoạt động của mạch gồm 2 giai đoạn

(b) Hình 2.7: (a) AC/AC PWM tăng-giảm áp và bộ PWM, (b) Tín hiệu điều khiển khóa công suất AC/AC PWM [18]

Giai đoạn đầu trong khoảng thời gian [0,DT] các khóa S1 đóng, các khóa S2 mở do đó cuộn dây L được nạp năng lượng, điện áp trên tải là điện áp trên tụ điện C Dòng điện qua cuộn dây và điện áp trên tải được xác định như sau:

Giai đoạn thứ hai trong khoảng thời gian [DT,T] các khóa S1 mở ra, các khóa S2 đóng năng lượng trong cuộn dây L được giải phóng để nạp cho tụ điện C và cung cấp tải

Trong hai giai đoạn sự biến thiên dòng điện qua cuộn cảm L cuộn dây không tiêu thụ năng lượng vì thế điện áp ngõ ra được xác định như sau

D là tỉ số ngắn mạch

𝑢 𝑖𝑛 : điện áp ngõ vào dạng sine

Bộ chuyển đổi công suất AC/AC một pha PWM tám khóa

Bộ chuyển đổi AC/DC/AC một pha PWM có dạng như hình 2.4 mô hình gồm có một bộ chỉnh lưu PWM, khâu lưu trữ DC, bộ nghịch lưu PWM sự kết hợp tạo ra được cấu hình kinh điển AC/DC/AC tám khóa Bộ chuyển đổi AC/DC phổ biến sử dụng trong bộ chỉnh lưu điều khiển một pha dựa trên SCR Phương pháp sử dụng này đơn giản, chi phí thấp và điện áp đầu ra yêu cầu có thể kiểm soát được Nhưng đối với bộ chỉnh lưu SCR có dòng điện nguồn không sine Chính vì thế bộ chỉnh lưu PWM là phương pháp thay thế những vấn đề mà bộ chỉnh lưu SCR đang gặp phải, bộ chỉnh lưu PWM có thể kiểm soát cả dòng điện nguồn và điện áp tải phía đầu ra

Hình 2.8: Bộ chuyển đổi AC/DC một pha PWM cầu IGBT

Bộ chỉnh lưu PWM một pha bao gồm một cuộn cảm, bốn khóa IGBT và tụ điện liên kết DC như hình 2.8, trong đó 𝑉 𝑠 điện áp đầu vào AC, 𝑖 𝑠 là dòng điện đầu vào, 𝐿 𝐵 là biểu thị cho điện cảm, 𝐶 𝑑𝑐 là tụ điện liên kết DC, 𝑉 𝑑𝑐 điện áp liên kết DC, 𝑅 𝐿 tải

Nguyên lý hoạt động của mạch động lực được chia làm các trạng thái đóng mở của các khóa, hoạt động của mạch giống như bộ kích tăng áp DC trong đó cuộn cảm sẽ tích trữ năng lượng khi công tắc đóng và nó sẽ giải phóng năng lượng cho phía đầu ra khi công tắc mở Đối với bộ chỉnh lưu boost PWM, trong trường hợp bán kỳ dương công tắc 𝑆 2 =1, 𝐷 4 𝑑ẫ𝑛 lúc mạch tích trữ năng lượng Khi công tắc 𝑆 2 =0, sẽ giải phóng năng lượng phía đầu ra thông qua đường dẫn của 𝐷 1 và trở về nguồn thông qua 𝐷 4 Tương tự nửa chu kỳ âm công tắc 𝑆 1 =1, 𝐷 3 𝑑ẫ𝑛 trạng thái mạch tích trữ năng lượng Khi công tắc

𝑆 1 =0 sẽ giải phóng năng lượng phía đầu ra thông qua đường dẫn 𝐷 2 và trở về nguồn thông qua 𝐷 4 [9,11] Do đó năng lượng được lưu trữ trong cuộn cảm, trong cả hai chu kỳ sẽ làm tăng điện áp một chiều và mạch hoạt động giống như bộ tăng áp được mô tả như hình 2.9:

Hình 2.9: Dạng chuyển đổi trong mạch chỉnh lưu boost PWM một pha (a) Trạng thái boost 𝑆 3 = 1, 𝐷 4 𝑑ẫ𝑛 (b) Trạng thái chỉnh lưu cầu diode 𝐷 1 , 𝐷 4 𝑑ẫ𝑛 (c) Trạng thái boost 𝑆 4 = 1, 𝐷 3 𝑑ẫ𝑛 (d) Trạng thái chỉnh lưu cầu diode 𝐷 2 , 𝐷 3 𝑑ẫ𝑛

- Trạng thái 1: khóa 𝑆 3 = 1, 𝐷 3 𝑑ẫ𝑛 mạch trạng thái hoạt động boost cấu hình như hình 2.9a

- Trạng thái 2: khóa 𝑆 4 = 1, 𝐷 3 𝑑ẫ𝑛 mạch trạng thái hoạt động boost cấu hình như hình 2.9c

- Trạng thái 3: 𝐷 1 𝑣à 𝐷 4 𝑑ẫ𝑛 trạng thái hoạt động chỉnh lưu cầu diode cấu hình như hình 2.9b

- Trạng thái 4: 𝐷 2 𝑣à 𝐷 3 𝑑ẫ𝑛 trạng thái hoạt động chỉnh lưu cầu diode cấu hình như hình 2.9d

Kết quả mô phỏng của bộ chỉnh lưu một pha boost PWM

Hình 2.10: Kết quả mô phỏng AC/DC một pha boost PWM

Phương trình trạng thái nạp và xả dòng điện trong cuộn cảm L,

Khi tất cả các khóa bằng 0, bộ chỉnh lưu sẽ hoạt động giống như bộ chỉnh lưu không điều khiển Tại bán kỳ dương điện áp 𝑉 𝑆 diode 𝐷 1 và 𝐷 4 dẫn, các diode 𝐷 2 và 𝐷 3 ngắt do phân cực ngược, tương tự tại bán kỳ âm điện áp 𝑉 𝑆 diode 𝐷 2 và 𝐷 3 dẫn, các diode 𝐷 1 và 𝐷 4 ngắt do phân cực ngược Điện áp nguồn có dạng sine có dạng

𝑉 𝑆 = 𝑉 𝑠𝑚 sin (𝑤𝑡) (2.16) Điện áp ngõ ra của mạch có dạng như sau,

𝑇 là chu kỳ làm việc, giới hạn D là (0 ≤ 𝐷 < 1) điện áp ngõ ra một chiều có thể duy trì theo yêu cầu bằng cách điều chỉnh D ở một giá trị thích hợp

Bảng 2.1: Trạng thái điều khiển bật, tắt của 4 IGBT

Bán kỳ dương Bán kỳ âm

Công suất chuyển từ nguồn cung cấp đến các cực đầu vào của bộ chỉnh lưu là:

𝑉 𝑆 là giá trị của điện đầu vào (V)

𝐼 𝑠 là dòng điện đầu vào (A) và 𝑐𝑜𝑠𝜑 hệ số công suất

Mạch nghịch lưu hình 2.11, mạch gồm có nguồn điện áp một chiều 𝑉 𝑑𝑐 làm đầu vào trong bộ biến đổi AC/DC/AC nguồn cung cấp cho mạch nghịch lưu là khâu trung gian

DC, bốn khóa công suất 𝑆 1 , 𝑆 2 , 𝑆 3 , 𝑆 4 được bố trí dạng mạch cầu H và nhánh L, R là điện áp đầu ra 𝑉 𝑎𝑐 Với nguyên lý chuyển đổi đảo ngược cực điện áp đầu ra bằng cách lại đi lặp lại trạng thái chuyển đổi Để thực hiện trạng thái chuyển đổi này cho bộ nghịch lưu bằng cách sử dụng kỹ thuật kích xung vuông thông thường và điện áp đầu ra tùy thuộc vào kỹ thuật điều khiển

Hình 2.11: Trạng thái nghịch lưu cầu một pha

Từ hình 2.11 ta có trạng thái tương đương:

- Trạng thái 1: 𝑆 1 , 𝑆 4 = 1 và 𝑆 2 , 𝑆 3 = 0 như hình (2.11a)

- Trạng thái 2: 𝑆 1 , 𝑆 4 = 0 và 𝑆 2 , 𝑆 3 = 1 như hình (2.11b) Ở đây điện áp đầu ra của cầu một pha, 𝑉 𝐴𝐵 có liên quan tỷ lệ với điện áp đầu vào DC và chu kỳ làm việc của bộ nghịch lưu Điện áp có thể có bất kỳ giá nào +𝑉 𝑑𝑐 , 0, −𝑉 𝑑𝑐 được xác định bởi tín hiệu điều khiển của công tắc Mạch nghịch lưu cầu một pha mạch bao gồm hai nhánh với hai công tắc bán dẫn IGBT trên cả hai nhánh:

Bảng 2.2: Trạng thái làm việc bật, tắt của các khóa kích xung vuông

Các công tắc là 𝑆 1 , 𝑆 2 , 𝑆 3 , 𝑆 4 các công tắc trong mỗi nhánh được vận hành xen kẽ để chúng không ở cùng một chế độ bật tắt đồng thời Biểu thức điện áp và dòng điện trong tải L, R mạch nghịch lưu một pha cầu H

Hình 2.12: Dạng sóng nghịch lưu một pha xung vuông Điện áp và dòng điện tải không có dạng sine do đó phương pháp chuỗi Fourier sẽ là cách thực tế nhất để phân tích dòng tải và tính công suất hấp thụ trong tải Điện áp 𝑉 𝐿 được phân tích thành chuỗi Fourier như sau

Dòng tải được xác định theo chuỗi Fourier như sau,

Trong thực tế, khóa công suất đều tắt trong khoảng thời không ngắn gọi là thời gian trống, để tránh khoảng thời gian này các công tắc hoạt động theo cặp để có được đầu ra, các chân mạch cầu chuyển mạch sao cho điện áp được chuyển đổi từ chân này sang chân khác và do đó sự thay đổi trong sự chuyển đổi sẽ tạo ra điện áp dạng sóng Nếu góc pha bằng 0 thì điện áp bằng 0 và đạt cực đại khi góc pha là 𝜋

Do đó kỹ thuật PWM được sử dụng để tạo ra tín hiệu cổng thích hợp để thực hiện bằng cách điều khiển tín hiệu đầu ra với một tần số cụ thể và phương pháp PWM thì người ta thường sử dụng kỹ thuật điều chế độ rộng xung này để làm giảm đi kích thước của bộ lọc Phương pháp đề tài chọn điều khiển tại khâu nghịch lưu cầu một pha PWM bằng phương pháp kỹ thuật điều chế độ rộng xung chuyển mạch đơn cực, về phần tính toán điều chế được trình bày trong phần chương 3 về kỹ thuật điều chế PWM

Hình 2.13: Kết quả mô phỏng mạch nghịch lưu điều chế PWM một pha.

ĐỀ XUẤT MÔ HÌNH, GIẢI THUẬT VÀ PHƯƠNG PHÁP ĐIỂU KHIỂN PWM MỘT PHA

Phương pháp kỹ thuật điều chế đơn cực PWM

Điều chế đơn cực thông thường yêu cầu hai sóng điều biến hình sin 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑏 và 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 có cùng biên độ và tần số nhưng lệch pha nhau 180 độ Hai sóng điều biến được so sánh thông qua một sóng mang tam giác chung 𝑉 𝑡𝑟𝑖 tạo ra hai tín hiệu Điện áp đầu ra chuyển đổi giữa 0 và +𝑉 𝑑𝑐 trong nữa chu kỳ dương hoặc giữa 0 và −𝑉 𝑑𝑐 trong nữa chu kỳ âm

Cùng chung một sóng mang tam giác hình 3.5 trình bày sơ đồ của phương pháp điều chế đơn cực PWM

Hình 3.5: Sơ dồ điều chế đơn cực PWM

Tổng quát kết quả trạng thái khi đưa ra xung kích cho các khóa công suất như hình 3.6a kết quả cho thấy rằng tín hiệu điều chế hình sin 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 (màu đỏ), 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑏 (màu xanh dương), điện áp ngõ ra tải như trong đồ thị hình 3.6d sẽ có 3 mức: +𝑉 𝑑𝑐 , 0, −𝑉 𝑑𝑐

- Với xung kích chân 𝑉 𝑎 khi 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 > 𝑉 𝑡𝑟𝑖 thì điện áp đầu ra tại chân 𝑉 𝑎 ở +𝑉 𝑑𝑐 tương đương với khóa 𝑆 1 đóng, khi 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 < 𝑉 𝑡𝑟𝑖 thì điện áp đầu ra tại chân 𝑉 𝑎 ở +𝑉 𝑑𝑐 tương đương với khóa 𝑆 1 đóng

Hình 3.6: Dạng sóng mô phỏng phương pháp điều chế đơn cực

Công thức điện áp điều chế được xác định như công thức (3.2) và (3.3)

= −𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒_đỉ𝑛ℎ ∗ sin(𝜔𝑡) + 𝑉 𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 (3.3) Để không xảy ra hiện tượng quá điều chế do sóng mang có tần số lớn hơn so với tần số của sóng điều chế nó có điện áp đỉnh đỉnh là 1V do đó phải thỏa mãn với điều kiện và công thức (3.4)

Do đó áp dụng công thức (3.5), (3.6) để điều chế cho kỹ thuật đơn cực PWM này

Sử dụng kỹ thuật điều chế đơn cực điều khiển cho mạch nghịch lưu một pha cầu thì ta cần phân tích tính toán các thông số trong kỹ thuật [18]

Tỉ số điều chế tần số ký hiệu 𝑚 𝑓 được định nghĩa là tỷ lệ tần số của sóng mang (𝑓 𝑡𝑟𝑖 ) và tần số điện áp điều chế (𝑓 𝑠𝑖𝑛𝑒 )

Tỉ số điều biên ký hiệu 𝑚 𝑎 (chỉ số điều chế) là tỉ số giữa biên độ đỉnh đỉnh của điện áp điều chế và biện độ đỉnh đỉnh của sóng mang, ta có tỉ số:

Giá trị biên độ điện áp đỉnh của hài cơ bản trên một pha:

Dòng hiệu dụng của thành phần qua tải R-L có công thức:

√𝑅 2 + (2𝜋𝑓 𝑠𝑖𝑛𝑒 𝐿) 2 (3.10) Để xác định tần số sóng mang có điều kiện THD cho trước có công thức:

Dòng điện hiệu dụng qua tải:

𝐼 𝑟𝑚𝑠 = √𝑖 (1),𝑟𝑚𝑠 2 (1 − 𝑇𝐻𝐷 𝐼 2 ) (3.11) Để theo điều kiện THD cho trước thì tổng bình phương dòng hiệu dụng các hài phải thỏa mãn:

Do dòng điện hài chủ yếu là dòng điện tại thành phần hài bậc 𝑚 𝑓 nên:

Tra bảng 3.1 tại 𝑚 𝑎 có tỉ số biên độ hài và nguồn DC cung cấp Tại đây xác định điện áp đỉnh bậc (2𝑚 𝑓 ± 1) là 𝑉 (2𝑚𝑓±1) bằng tỉ lệ giữa 𝑚 𝑎 với nguồn DC cung cấp từ kết quả tra bảng (3.1)

Tổng trở tải tại hài bậc 2𝑚 𝑓 ± 1:

Giải bất phương trình (3.15) để xác định 𝑚 𝑓

𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 , 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑏 là tín hiệu điều chế hình sine

𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒_đỉ𝑛ℎ : điện áp đỉnh của điện áp điều chế

𝑉 𝑝𝑝,𝑡𝑟𝑖 là điện áp đỉnh đỉnh của sóng mang tam giác

𝑓 𝑠𝑖𝑛𝑒 : tần số sóng điều chế

𝑉 𝑑𝑐 : điện áp nguồn cấp một chiều

𝑉 (1) : giá trị hài cơ bản nghịch lưu

𝑉 𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 : điện áp DC offset Ưu điểm phương pháp này là mạch điều khiển đơn giản, số lượng chuyển mạch ít do đó ít tổn hao, kỹ thuật chuyển mạch đơn có độ méo hài thấp hơn so với kỹ thuật mạch kép

⁄ theo tỉ số 𝑚 𝑎 khi chuyển mạch đơn cực [18]

Mô tả và kỹ thuật điều khiển PWM một pha của cấu trúc đề xuất

Mô hình đề tài sử dụng sáu khóa IGBT liên kết cấu trúc của hai bộ chuyển đổi AC/DC và DC/AC việc sử dụng khâu trung gian DC link để liên kết sự chuyển đổi liên tục hai bộ chỉnh lưu và bộ nghịch lưu

Trạng thái chuyển đổi liên kết giữa hai bộ được chia làm hai chế độ chuyển đổi Chuyển đổi AC/DC được liên kết đầu vào với một nguồn phát có công suất phát không ổn định điện áp thay đổi tăng giảm được nối với một cuộn cảm có nhiệm vụ tăng cường dòng điện khi điện áp đầu vào không đáp ứng đúng giá trị điện áp đầu ra Sau khi tăng cường dòng điện tích trữ tại cuộn cảm

Sơ đồ mạch biến đổi một pha hai cấp độ được thể hiện như trên hình 3.7 Bộ chuyển đổi bao gồm một nguồn cung cấp một pha, một cuộn cảm kháng được nối tiếp ở phía

AC của đầu vào của bộ chuyển đổi, bộ chuyển đổi có hai nhánh mỗi nhánh có ba IGBT được sắp xếp song song giữa liên kết DC-link

Mạch chuyển đổi được đề xuất thay thế bộ chuyển AC/DC/AC tám khóa một pha thành sử dụng bộ chuyện đổi AC/DC/AC với sáu khóa một pha Mạch được đề xuất như hình 2.5

3.3.1 Giới thiệu cấu trúc bộ chuyển đổi AC/DC/AC trong đề tài

Cấu trúc chuyển đổi liên kết bằng sáu khóa IGBT được đề xuất trong [8] cấu trúc này có hai nhánh mỗi nhánh có ba IGBT được chia làm ba phần:

- Phần một: phần bên trên gồm hai công tắc S1, S2 có chức năng kết hợp với S3 và

S4 khi thực hiện chỉnh lưu đồng thời thực hiện ngắn mạch nạp năng lượng vào cuộn cảm tăng áp, đưa năng lượng từ tụ điện C đến mạch nghịch lưu để tạo điện áp xoay chiều ngõ ra

- Phần hai: phần giữa gồm hai công tắc S3, S4 nhiệm vụ được điều khiển tham gia trong cả hai quá trình chuyển đổi chỉnh lưu và nghịch lưu

- Phần ba: phần bên dưới gồm hai công tắc S5, S6 làm nhiệm vụ nghịch lưu khi kết hợp với khóa S3 và S4 đồng thời đóng ngắt phù hợp để mạch chuyển đổi thực hiện quá trình chỉnh lưu

Các chế độ hoạt động của mạch gồm mode nghịch lưu và mode chỉnh lưu được mô tả trong hình 3.7, hình 3.8 và được mô tả trong bảng 3.2

Bảng 3.2: Mô tả mô hình đề xuất điều khiển trạng thái làm việc của mạch sẽ chia thành hai khâu làm việc: khâu chỉnh lưu và khâu nghịch lưu

Ngắn mạch AB, nạp lượng vào LB, Năng lượng từ điện dung C được nghịch lưu (𝑆 3 →𝑆 6 ) đưa đến tải

Ngắn mạch trên tải, năng lượng từ nguồn 𝑢 𝑆 và trong

LB được chỉnh lưu (qua S1 đến S4) và nạp vào tụ C

Mô tả mô hình đề xuất điều khiển trạng thái làm việc của mạch sẽ chia thành hai khâu làm việc: khâu chỉnh lưu và khâu nghịch lưu

- Trường hợp 1: Trạng thái 𝑆 1 = 𝑆 2 = 1 lúc này mạch sẽ chuyển thành trạng thái chuyển đổi khâu nghịch lưu, với sự ngắn mạch nguồn, tăng năng lượng cho cuộn cảm, các khóa 𝑆 3 ~ 𝑆 6 được điều khiển theo kỹ thuật điều chế đơn cực trong phương pháp PWM thực hiện chuyển đổi nghịch lưu, trạng thái mạch như hình 3.7

Hình 3.7: Trạng thái mạch chuyển dạng chỉnh lưu AC/DC tăng áp 1 pha PWM cầu

- Trường hợp 2: Trạng thái 𝑆 5 = 𝑆 6 = 1 lúc này mạch sẽ chuyển thành trạng thái chuyển đổi khâu chỉnh lưu, trạng thái ngắn mạch tải các khóa 𝑆 1 ~ 𝑆 4 được điều khiển theo kỹ thuật điều khiển dòng ngõ vào PWM, trạng thái mạch như hình 3.8

Hình 3.8: Trạng thái mạch chuyển dạng nghịch lưu DC/AC 1 pha PWM cầu IGBT Để điều khiển cấu trúc sáu khóa việc phân tích toán học sẽ được thực hiện, thì trong đó tại khâu nghịch lưu sử dụng phương pháp điều chế đơn cực, tại khâu chỉnh lưu sử dụng phương pháp điều khiển dòng ngõ vào Hai khâu làm việc này được điều khiển chuyển đổi bởi phương pháp mà đề tài đã đề xuất bằng cách tính toán và điều chế

3.3.2 Mô tả hoạt động mode nghịch lưu và kỹ thuật điều khiển của cấu trúc đề xuất a Mô tả mode nghịch lưu

Hình 3.9: Bộ chuyển đổi tại khâu nghịch lưu (a) mạch tổng quát khi 𝑆 1 , 𝑆 2 (b) Cấu hình mạch nghịch lưu (c) Cấu hình mô tả ngắn mạch nguồn 𝑢 𝑆

Trong khâu nghịch lưu các khóa 𝑆 1 và 𝑆 2 đóng do đó năng lượng từ nguồn 𝑢 𝑆 được nạp vào cuộn dây tăng áp 𝐿 𝐵 đồng thời năng lượng từ tụ điện C được cấp cho mạch nghịch lưu gồm bốn khóa 𝑆 3 và 𝑆 6 như hình 3.9(a) và xác định được các thành phần tổng quát như sau

Trong đó 𝑖 𝐿 là dòng điện pha tải có giá trị như công thức (3.18)

Với 𝑢 𝐿 là điện áp pha tải được xác định theo vector đóng cắt các khóa chuyển mạch trong mạch nghịch lưu gồm S3, S4, S5 và S6 như tại bảng 3.3, như tại các vùng xuất hiện các vector 𝑣⃗⃗⃗⃗ và 𝑣 0 ⃗⃗⃗⃗ thì có thể thực hiện chuyển sang đóng khóa S 2 5 và S6 để thực hiện mạch chỉnh lưu với các khóa S1 đến S4

Bảng 3.3: Trạng thái làm việc của vector

⃗⃗⃗⃗ 0 0 1 1 0 Ngắn mạch tải tạo chỉnh lưu

⃗⃗⃗⃗ 1 1 0 0 0 Ngắn mạch tải, tạo chỉnh lưu

⃗⃗⃗⃗ 1 0 0 1 +Vo Nghịch lưu b Phương pháp kỹ thuật điều khiển mạch nghịch lưu của cấu trúc đề xuất

Tại khâu nghịch lưu một pha PWM được đề xuất cấu trúc liên kết sử dụng kỹ thuật chuyển mạch đơn cực trong phương pháp PWM trong kỹ thuật này sử dụng tín hiệu điều chế sóng hình sin so sánh với tín hiệu sóng mang hình tam giác Kỹ thuật này ưu điểm là tỉ số biên độ hài với nguồn trong kỹ thuật đơn cực thấp hơn so với kỹ thuật chuyển mạch kép vì cùng chỉ số điều chế cho nên dẫn đến kỹ thuật chuyển mạch đơn cực có tổng méo dạng hài thấp hơn so với kỹ thuật chuyển mạch kép

Trong kỹ thuật mạch đơn cực như được trình bày chương 2 phần 2 về phương pháp PWM kỹ thuật chuyển mạch đơn có hai sóng mang hình 3.6 trình bày nguyên lý điều chế độ rộng xung với hai tín hiệu sóng sin 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 , 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑏 kết hợp trạng thái mạch nghịch lưu sau khi chuyển đổi ON khóa 𝑆 1 , 𝑆 2 diễn tả kỹ thuật hình 3.10 như sau

- Trạng thái 1: khi 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑎 > 𝑉 𝑡𝑟𝑖 thì 𝑆 3 = 1, 𝑆 4 = 0 đồ𝑛𝑔 𝑡ℎờ𝑖 𝑆 6 = 1 − 𝑆 4 (𝑉 𝐴 𝑉 𝐶 𝑣à 𝑉 𝐵 = 0 ⟶ 𝑉 𝐿 = +𝑉 𝑜 )

- Trạng thái 2: khi 𝑉 𝑠𝑖𝑛𝑒𝑏 > 𝑉 𝑡𝑟𝑖 thì 𝑆 4 = 1, 𝑆 3 = 0 đồ𝑛𝑔 𝑡ℎờ𝑖 𝑆 5 = 1 − 𝑆 3 (𝑉 𝐴 0 𝑣à 𝑉 𝐵 = 𝑉 𝐶 ⟶ 𝑉 𝐿 = −𝑉 𝑜 )

- Trạng thái 3: khi 𝑆 3 = 1, 𝑆 4 = 1 (𝑉 𝐴 = 𝑉 𝐶 𝑣à 𝑉 𝐵 = 𝑉 𝐶 ⟶ 𝑉 𝐿 = 0) mạch ngắn mạch tải

- Trạng thái 4: khi 𝑆 5 = 1, 𝑆 6 = 1 (𝑉 𝐴 = 0 𝑣à 𝑉 𝐵 = 0 ⟶ 𝑉 𝐿 = 0) mạch ngắn mạch tải đồng thời chuyển chế độ mạch chỉnh lưu

Hình 3.10: Các trạng thái chuyển mạch trong chế độ nghịch lưu

Chỉ số điều chế được tính như sau,

𝑉 𝑆 : biên độ đỉnh đỉnh của điện áp điều chế

𝑉 𝑃𝑃 : biên độ đỉnh đỉnh của sóng mang

Khi 𝑚 𝑎 ≤ 1 biên độ thành phần giá trị đỉnh hài cơ bản điện áp nghịch lưu được xác định qua,

Từ công thức (3.5) xác định được điện áp điều chế trong kỹ thuật chuyển mạch đơn cực mà đề tài đề xuất như sau

3.3.3 Mô tả hoạt động mode chỉnh lưu và kỹ thuật điều khiển của cấu trúc đề xuất a Mô tả mode chỉnh lưu

Trong khâu chỉnh lưu tương ứng trong mô hình 3.8 khóa là khi 𝑆 5 và 𝑆 6 đóng các khóa 𝑆 1 đến 𝑆 3 sẽ được điều khiển vận hành chỉnh lưu như bộ chỉnh lưu một pha PWM hình 3.8 với bốn khóa với các diode mắc song song tạo ra một cấu trúc chỉnh lưu toàn phần, phía đầu vào AC có thêm cuộn cảm 𝐿 𝐵 để thực hiện hoạt động tăng áp và phía đầu ra DC có một tụ điện liên kết nguồn cấp cho bộ nghịch lưu Mạch hoạt động cũng giống như mạch tăng áp DC boost cuộn cảm sẽ là nơi tăng điện cảm khi các khóa đóng ngắn ở trạng thái ngắn mạch nguồn và giải phóng năng lượng khi các khóa mở ở trạng thái chỉnh lưu cầu, từ hình 3.11 biểu diễn cho mạch hoạt động khi các khóa đóng mở theo các trạng thái điều khiển

Nguyên lý hoạt động của mạch như sau:

Phân tích kỹ thuật và lưu đồ giải thuật mạch đề xuất AC/AC sáu khóa

Để điều khiển cấu trúc sáu khóa việc phân tích toán học sẽ được thực hiện tạo ra nhịp xung xen kẽ để điều khiển hai khâu chỉnh lưu và khâu nghịch lưu, để thực hiện được đề tài tạo ra hai điện áp DC được tính ra giá trị cụ thể bằng việc vận dụng lý thuyết hình học khai triển các dữ liệu thiết lập công thức tính toán Kỹ thuật điều khiển của hệ thống cho cả hai khâu chỉnh lưu và khâu nghịch lưu dựa trên phương pháp điều khiển chuyển mạch dạng xung PWM Để tạo ra nhịp xung xen kẽ chỉnh lưu và nghịch lưu, sóng mang tam giác được đề xuất so sánh với hai điện áp tham chiếu DC ký hiệu 𝑉 𝑢𝑝 và 𝑉 𝑑𝑜𝑤𝑛 thỏa điều kiện (3.36) để hệ thống chuyển sang khâu chỉnh lưu

Trong đó 𝑢 𝑝𝑤𝑚 là điện áp điều chế được xác định trong được thể hiện như trong hình

Hình 3.15: Tín hiệu điều chế chuyển mạch làm việc của hai khâu nghịch lưu và khâu chỉnh lưu

Phân tính toán xác định các thông số trong phương pháp điều chế mà đề tài đã đề xuất, về định nghĩa A như trong hình đề tài sẽ phân tích tính toán điều chế trạng thái chuyển mạch, sau đây tiến hành xét phân tích tại chu kỳ T để tính toán áp dụng lý thuyết hình học để khai triển

Hình 3.16: Tín hiệu tại chu kỳ T

Xét hai tam giác đồng dạng ∆𝐻𝐵𝐶 𝑣à ∆𝐻𝑀𝑁

Từ biểu thức (3.39) được viết lại như sau:

Thay các dữ liệu trong hình vào biểu thức:

Tại mode chỉnh lưu ta áp công thức (3.28) kết hợp (3.43) với (3.29) tính được điện áp trên tụ bằng công thức (3.44)

Tại mode nghịch lưu ta áp dụng công thức tính biện độ sóng hài cơ bản được tính như sau:

Từ công thức (3.8) kết hợp với hình 3.15 xác định được chỉ số điều chế 𝑚 𝑎 có dạng như sau,

Từ công thức (3.44), (3.45) và (3.46) xác định được công thức (3.47)

Tại ngõ ra của mô hình AC/AC sáu khóa có hiệu dụng ngõ ra được xác định theo công thức,

Kết hợp công thức (3.47) và (3.48) được viết lại như sau:

(1 − 2𝐴)√2 (3.50) Đặt K là tỉ số 𝑢 𝐿,𝑟𝑚𝑠 và 𝑉 𝑆,𝑟𝑚𝑠 được xác định lại như sau:

Từ (3.51) ta chuyển vế xác định được A,

Và để thỏa mãn điều kiện biên độ thành phần cơ bản tỉ lệ với nguồn áp DC theo 𝑚 𝑎 ≤ 1 thì lưu ý nhân thêm hệ số 0.9 vào biểu thức (3.52) ta viết lại dạng,

Từ hình xét tín hiệu chu kỳ T xác định được thông số 𝑉 𝑢𝑝 và 𝑉 𝑑𝑜𝑤𝑛 và thiết lập được công thức tính 𝑢 𝑝𝑤𝑚 theo mãn điều kiện (3.36) có các dạng công thức như sau

𝑉 𝑢𝑝 , 𝑉 𝑑𝑜𝑤𝑛 : tín hiệu DC được điều chế để điều khiển chuyển mạch thực hiện khâu chỉnh lưu, khâu nghịch lưu và ngắn mạch tạo tăng áp chỉnh lưu

𝑉 𝑆,𝑟𝑚𝑠 : điện áp hiệu dụng nguồn cung cấp mạch chỉnh lưu

𝑉 𝐿,𝑟𝑚𝑠 : giá trị hiệu dụng ngõ ra của mô hình

𝑢̂ 𝐿 : giá trị đỉnh ngõ ra

𝑢 𝑡𝑟𝑖,𝑝𝑝 : biên độ đỉnh đỉnh của sóng mang tam giác

𝑢 𝑝𝑤𝑚 : tín hiệu điều chế hình sine

Từ các giải pháp đề xuất điều khiển tại đây thiết lập giải thuật chuyển đổi giữa hai khâu, đối với khâu chỉnh lưu dùng phương pháp điều khiển dòng điện ngõ vào áp dụng bộ điều khiển băng trễ (HCC), đối với khâu nghịch lưu sử dụng kỹ thuật điều chế đơn cực trong phương pháp PWM

Hình 3.17: Sơ đồ giải thuật mạch điều khiển được đề xuất

TÍNH TOÁN VÀ MÔ PHỎNG ĐÁNH GIÁ KỸ THUẬT ĐỀ XUẤT 42 4.1 Thông số kỹ thuật mô hình mô phỏng

Thông số mô phỏng

Trong đề tài điện áp ngõ ra AC mạch nghịch lưu được đặt định của mô hình là 𝑢 𝐿 300 𝑉 hay 𝑢 𝐿,𝑟𝑒𝑓 trong mạch mô phỏng Psim Thể hiện điện áp ngõ ra mạch chỉnh lưu

𝑉 𝐶 là nguồn cấp đầu vào cho mạch nghịch lưu và các thông số ban đầu được thể hiện trong bảng bên dưới:

Bảng 4.1: Thông số ban đầu của bộ chuyển đổi boost PWM sáu khóa đề xuất

Ký hiệu Thông số Giá trị

𝑉 𝑠 (V) Điện áp ngõ vào AC 100√2𝑉/50𝐻𝑧

𝐿 𝐵 (mH) Cuộn cảm đầu vào 1mH

𝑓 𝑡𝑟𝑖 (kHz) Tần số sóng mang tam giác 5kHz

𝑢 𝑡𝑟𝑖 (V) Điện áp sóng mang tam giác 1V

𝑢 𝐿,𝑟𝑒𝑓 (V) Điện áp tham chiếu ngõ ra 300√2𝑉

𝑢 𝑑𝑐,𝑟𝑒𝑓 (V) Điện áp chỉnh lưu tham chiếu 571V

𝑢̂ 𝐿 (V) Điện áp đỉnh ngõ ra AC 600V

𝑢 𝐿,𝑟𝑚𝑠 (V) Điện áp hiệu dụng ngõ ra AC sau khi qua bộ lọc thông thấp 300𝑉/150𝐻𝑧

Bộ lọc thông thấp bậc 2

Tính toán toán học của mô hình mô phỏng đề xuất

Từ công thức (3.46) tính chỉ số điều chế cho bộ nghịch lưu m a = 2A Do đó ta đi xác định giá trị A dựa vào công thức (3.53) như sau:

Công thức (3.50) xác định được tỉ số K có giá trị,

Thay thế K = 3 vào biểu thức (4.3) ta tìm được giá trị A như sau

Thay m a xác định điện áp ngõ ra V C chỉnh lưu của mô hình từ công thức (3.45) u dc = V C = u L,rms m a = 300√2

Từ công thức (3.54), (3.55), (3.56) tính toán xác định thông số đề xuất tín hiệu chuyển mạch khâu nghịch lưu và khâu chỉnh lưu như sau

Giá trị tín hiệu V up :

Giá trị tín hiệu V down :

(4.9) Giá trị đỉnh của sóng sine điều chế u pwm :

Kết quả tính toán được các giá trị: m a = 0,742 (V) (4.11)

Khảo thí tính điện áp trung bình ngắn mạch chỉnh lưu, điện áp sau khi ngắn mạch chỉnh lưu, ta có D = 2A được tính như sau,

= 285,3 (V) Điện áp đỉnh ngõ ra AC của mô hình áp dụng công thức (3.48), û L = √2 u L,rms (4.16)

Lập biểu thức khảo sát tín hiệu nhỏ khâu hồi tiếp điện áp V dc của mode chỉnh lưu có dạng sơ đồ điều khiển điện áp liên kết DC dựa trên PI controller

Hình 4.1: Sơ đồ khối điều khiển điện áp liên kết DC

Sử dụng khâu PI với hàm truyền bậc một, u pwm = A sin(ωt) + 0,5 cho sinωt = 1 có giá trị cao nhất,

Từ công thức (4.26) viết lại biểu thức bộ chuyển đổi vòng lặp liên kết DC được xác định:

Dùng matlab khảo sát ổn định dùng giản đồ Bode

Hàm truyền (4.28) vẽ biểu đồ Bode trong matlab như hình 4.2

Hình 4.2: Biểu đồ Bode Kết quả mô phỏng hệ thống ổn định với

- Độ dữ trữ biên (Gm = ∞)

- Độ dữ trữ pha (Pm = 176 ° ), tại tần số cắt biên 3,74 rad/sec.

Mô phỏng đánh giá

Từ hình 4.3 bộ chuyển đổi điện áp một pha AC/AC boost PWM sáu khóa đề xuất sử dụng phần mềm Psim để mô phỏng Các thông số trong mạch được trình bày trong bảng 4.1 bên trên

Hình 4.3: Mô hình mô phỏng Psim

Theo như phân tích tính toán trong phần 4.1.2 với các yêu cầu đặt ra điện áp sau chỉnh lưu V C , chỉ số điều chế m a , điện áp tạo ngắn mạch phía chỉnh lưu để tăng áp (V up , V down ) có giá trị như mô phỏng của kỹ thuật đề xuất trong đề tài

Tín hiệu điều khiển liên kết giữa hai khâu chỉnh lưu và nghịch lưu

Hình 4.4: Kết quả mô phỏng 𝑉 𝑢𝑝 , 𝑉 𝑑𝑜𝑤𝑛 và điện áp hình sine điều chế 𝑢 𝑃𝑊𝑀 Kết quả mô phỏng điện áp 𝑉 𝑎𝑏,𝑛𝑚 ngắn mạch chỉnh lưu khi 𝑆 1 = 𝑆 2 = 1,

Hình 4.5: Điện áp ngắn mạch chỉnh lưu 𝑉 𝑎𝑏,𝑛𝑚 = 285,4(𝑉)

Kết quả mô phỏng điện áp một chiều ngõ ra của khâu chỉnh lưu

Hình 4.6: Điện áp DC ngõ ra khâu chỉnh lưu 𝑉 𝐶 (𝑉 𝑑𝑐 ) = 571,23𝑉

Kết quả mô phỏng điện áp đỉnh 𝑢̂ 𝐿 ngõ ra AC

Hình 4.7: Điện áp đỉnh ngõ ra AC 𝑢̂ 𝐿 = 597(𝑉)

Kết quả mô phỏng điện áp ngõ ra AC khi có sử dụng bộ lọc thông thấp (2 nd order low pass filter)

Hình 4.8: Điện áp ngõ ra AC khi sử dụng bộ lọc thông thấp (𝑢 𝐿 = 301,5 𝑉𝑟𝑚𝑠 và dòng điện 𝑖 𝑙𝑜𝑎𝑑 = 19,06𝐴) Kết quả mô phỏng trong hình 4.8 cho thấy điện áp trên tải có thành phần cơ bản đúng với giá trị đặt là 300Vrms

Kết quả mô phỏng điện áp nguồn 𝑢 𝑠 và dòng điện qua điện cảm boost 𝑖 𝐿 được trình bày như hình 4.9

Hình 4.9: Điện áp nguồn 𝑢 𝑆 (𝑉𝑟𝑚𝑠) và dòng điện 𝑖 𝑆 (𝐴)

Kết quả cho thấy rằng hình 4.8 là kết quả mô phỏng cho mạch nghịch lưu bằng việc sử dụng kỹ thuật điều chế đơn cực của phương pháp điều khiển SPWM Giá trị hiệu dụng điện áp tải 𝑢 𝐿,𝑟𝑚𝑠 = 301,5𝑉 giá trị sai biệt 1,5V so với điện áp đặt Hình 4.9 cho thấy dòng điện và điện áp nguồn cung cấp, các kết quả đo THD cho thấy đạt 31% và hệ số công suất là 0,955

Mặc dù tổng hài dòng điện bộ chuyển đổi này còn lớn nhưng vẫn đáp ứng được yêu cầu đặt ra với giải pháp tăng tần số chuyển mạch hoặc tăng điện cảm boost phía đầu vào của bộ chuyển đổi Bên cạnh sự cải thiện hệ số công suất cấu trúc đề xuất sáu IGBT cũng cho phép tăng áp

Kết quả các giá trị nhưng trong bảng 4.2 bên dưới so sánh giá trị tính toán và mô phỏng của kỹ thuật đề xuất cho mô hình sáu khóa trong đề tài

Bảng 4.2: So sánh giá trị tính toán và mô phỏng kỹ thuật đề xuất

Ký hiệu Thông số Tính toán Mô phỏng

V C (V) Điện áp chỉnh lưu DC 571,4 (V) 571,2 (V) m a Chỉ số điều chế 0,742 0,742

V up (V) Tín hiệu DC cận trên 0,871 (V) 0,871 (V) u pwm,p

(V) Giá trị đỉnh sóng điều chế sine 0,371 (V) 0,371 (V)

(V) Tín hiệu DC cận dưới 0,129 (V) 0,128 (V)

𝑢̂ L (V) Điện áp đỉnh ngõ ra AC 600 (V) 597 (V)

(V) Điện áp ngắn mạch chỉnh lưu 285,4 (V) 285,5 (V) Giá trị mô phỏng thu được đối với 𝑉 𝑢𝑝 , 𝑉 𝑑𝑜𝑤𝑛 , 𝑉 𝑝𝑤𝑚 có giá trị giống với tính toán, giá trị điện áp chỉnh lưu tính toán gần như giống với giá trị mô phỏng

Các kết quả thực hiện của đề tài phù hợp với yêu cầu đặt ra và các thông số tính toán kiểm chứng thông qua mô phỏng cho ra kết quả là tương đồng

Kết luận phương pháp và kỹ thuật đề xuất sử dụng trong mô hình mô phỏng: Đề tài có được phương pháp tính toán điều khiển mới mà chưa được các báo cáo công bố trước đây

Phương pháp điều chế mới đã được trình bày làm cho việc tính toán trở nên đơn giản và điều khiển linh hoạt hơn Về mặt kỹ thuật, có cải thiện hệ số công suất của cấu trúc đề xuất, để làm giảm tổng hài dòng điện cho bộ chuyển đổi vẫn có thể áp dụng các giải pháp tần số chuyển mạch hoặc tăng điện cảm boost phía đầu vào

Mô hình cấu trúc liên kết được đề xuất bằng việc giảm tổng số công tắc trong bộ chuyển đổi AC/AC một pha được đề xuất điều khiển chuyển đổi cấu hình của bộ chuyển đổi tạo ra hai khâu hoạt động độc lập Ở đây để điều khiển được đề tài đã đưa ra một phương pháp điều chế mới đã được trình bày làm cho việc tính toán trở nên đơn giản linh hoạt hơn Bên cạnh đó bộ chuyển đổi đề xuất các phương pháp điều khiển để nâng cao hoạt động của bộ chuyển đổi bởi sử dụng khâu chỉnh lưu tăng áp với cấu trúc điện áp DC liên kết với khâu nghịch lưu đã tạo ra được điện áp mong muốn AC, giảm sự suy hao trong quá trình chuyển mạch, cải thiện chất lượng đầu ra

Hướng nghiên cứu tiếp theo có thể sử dụng áp dụng cho cấu trúc AC/AC ba pha.

THI CÔNG VÀ THỰC NGHIỆM MÔ HÌNH

Tính toán thi công hệ thống

Mô hình phần cứng mô hình thực nghiệm bao gồm:

- Khối nguồn 12V: cấp cho mạch kích (mạch driver) điều khiển sáu khóa trong mô hình

- Khối nguồn 5V: cấp cho các mạch nguồn dùng để tạo offset (mạch cộng áp) và mạch nguồn để lấy ra 3,3Vdc

- Khối nguồn 3V3: sử dụng cấp cho các mạch cảm biến dòng điện ACS712, cấp cho chân Vcc

- Khối điều khiển: mô hình thực nghiệm sử dụng card DSP F28335 để lập trình nhận các tín hiệu cảm biến và phát các tín hiệu điều khiển

- Khối mạch kích (driver): mạch kích có 12 kênh, các kênh này được kết nối với các chân out của bo DSP F28335 để nhận cung kích và tạo ra xung có biên độ là +- 15V để kích cho các khóa IGBT hoạt động theo sự điều khiển có lập trình

- Khối cảm biến ACS 712: cảm biến này dùng để đọc tín hiệu dòng ngõ vào 𝑖 𝑠 dùng để vào chân A2 cho DSP F28335 sử dụng tín hiệu để lập trình điều khiển trong trạng thái hoạt động ở chế độ mạch chỉnh lưu boost PWM

- Khối cảm biến đọc áp AC: cảm biến này dùng để đọc tín hiệu điện áp ngõ vào để đưa vào chân A1 lấy tín hiệu sinwt từ nguồn áp AC ngõ vào để điểu khiển

- Khối cảm biến đọc áp DC: cảm biến này dùng để đọc tín hiệu điện áp ngõ ra của mode chỉnh lưu để đưa vào chân A3 lấy giá trị điện áp Vdc

- Khối động lực: gồm có CB dùng để cấp nguồn cho hệ thống, timer sử dụng để cài đặt thời gian boost mồi cho mode chỉnh lưu, điện trở hãm 1kW/70Ω dùng để hãm bớt dòng điện trong trạng thái boost mồi, khởi động từ 63A sử dụng để lấy tiếp điểm thường mở được timer điều khiển sau thời gian cài đặt dùng để kết nối mạch động lực loại bỏ điện trở hóm ra khỏi hệ thống, tụ điện phõn cực 500V-2200àF sử dụng để lưu trữ điện áp Vdc cho mode chỉnh lưu giống như khâu trung gian DC dùng để cấp nguồn để vận hành mode nghịch lưu, sáu khóa IGBT

- Các khối cảm biến đọc điện áp AC, DC được thiết kế bằng phần mềm Proteus để vẽ sơ đồ nguyên lý và thiết kế mạch in, các khối cảm biến trên được tính toán và thiết kế để cần có điện áp ra trong khoảng từ [0;3] V

Trong cụm khối cảm biến đề tài sẽ trình bày cách tính toán thiết kế theo các thông số vận hành của mô hình Giới thiệu tổng quan thông số cảm biến dòng điện ACS-712, mạch điện điện áp AC, mạch đọc điện áp DC

5.1.1 Khối cảm biến điện áp AC

Mạch cảm biến điện áp AC giá đọc điện áp DC có giá trị 0 ÷ 3V do vậy thiết kế khối cảm biến điện áp mong muốn, việc thiết kế ta áp dụng cầu phân áp để lấy tín hiệu điện áp từ một biến áp cách ly với tỷ số 220/12 để đọc tín hiệu cần trong mô hình thực nghiệm Thông số để vận hành mô hình thực nghiệm

- Điện áp vào AC trong mô hình thực nghiệm: 𝑉 𝑠 = 40√2𝑉

Trong mô hình thực nghiệm đề tài cần đọc tín hiệu điện có dạng sóng sinwt do đó đề tài sử dụng nguyên lý cầu phân áp tính toán thiết lập điều chỉnh cho biên độ điện áp với giá trị là 1V Biến áp cách ly sử dụng biến đổi điện áp vào danh định sơ cấp 220V và áp ra 12V tương ứng biến áp có tỷ số 55/3:

Hình 5.1: Sơ đồ nguyên lý mạch đọc áp AC

Sau đó tiến hành công áp lên 1,25Vdc để đảm điện áp chuyển đổi điện áp vào trực tiếp có dạng hình sin vào DSP có giá trị từ [0;3]Vdc:

Bảng 5.1: Linh kiện sử dụng cho mạch đọc áp AC

STT Tên linh kiện Thống số Số lượng

5.1.2 Khối cảm biến dòng điện AC

Mạch cảm biến dòng điện AC, mô hình thực nghiệm sử dụng cảm biến dòng điện ACS-712 để tiến hành đọc dòng điện ngõ vào 𝑖 𝑠 Cảm biến được sử dụng rất phổ biến để đo dòng điện AC, DC cảm biến dòng tuyến tính dựa trên hiệu ứng Hall Đo dòng điện tiến mắc nối tiếp 𝐼 𝑝+ và 𝐼 𝑝− cấp chân 𝑉 𝑐𝑐 = 3,3𝑉𝑑𝑐 cho module khi chưa cho có dòng điện chạy qua thì lúc này 𝑉 𝑜𝑢𝑡 = 1.65𝑉𝑑𝑐 tương ứng là 0A, khi có dòng điện xoay chiều chạy qua do dòng điện thay đổi liên tục theo hàm sin nên điện áp 𝑉 𝑜𝑢𝑡 sẽ là điện áp có dạng hình sin có độ lớn tuyến tính với dòng điện AC tương ứng với 0 đến 3,3Vdc khi sử dụng ACS-712 (20A) thì tương ứng với -20A đến 20A (dòng xoay chiều)

- ACS712 có tín hiệu analog có độ nhiễu thấp, thời gian ngõ ra đáp ứng với đầu vào là 5às Ưu điểm điện ỏp ra ổn định

- Độ nhạy đầu ra từ 63-190mV/A

Hình 5.2: Sơ đồ nguyên lý mạch cảm biến dòng ACS-712

5.1.3 Khối cảm biến điện áp DC

Mạch cảm biến điện áp DC, mô hình thực nghiệm tiến hành lấy giá trị điện áp 𝑉 𝑐 trên tụ C sử dụng thiết kế áp dụng mạch cầu phân áp để lấy tín hiệu hồi tiếp áp chuyển đổi dạng tín hiệu điện áp nhỏ nằm trong khoảng 0 đến 3Vdc Thông số điện áp mô hình thực nghiệm chuyển đổi với giá trị điện áp đặt tại tụ 𝑉 𝑐 = 250𝑉 Các giá trị tính toán áp dụng nguyên lý cầu phân áp để điều chỉnh giá trị điện áp để đưa vào DSP như hình 5.3

Hình 5.3: Sơ đồ nguyên lý mạch đọc áp DC Áp dụng nguyên lý cầu phân áp trong trường hợp này như sau:

Với giá trị đặt 𝑉 𝐶 = 250𝑉 ta tính được:

Bảng 5.2: Linh kiện sử dụng cho mạch đọc áp DC

STT Tên linh kiện Số lượng Số lượng

4 Header 3 chân 0,1inch 2 chân 0,1inch

5.1.4 Khối điều khiển Đề tài sử dụng vi xử lý DSP TMS320F28335 trong phạm vi thực nghiệm mô hình loại vi xử lý hiện nay được sử dụng rộng rãi kể cả trong các phòng thí nghiệm, các ngành công nghiệp tự động hóa và đặc biệt trong mảng điện tử công suất Trong quá trình thực nghiệm đề tài sử dụng phần mềm Psim lập trình trong khối C block để mô phỏng mô hình tiến hành lấy kết quả, sau khi đã mô phỏng toàn bộ hệ thống trên phần mềm Psim và đưa ra tiến hành thực nghiệm thì cũng sử dụng phần mềm này để tiến hành biên dịch file code để chuyển qua phần mềm Code Composer Studio Sau đây là một số thông số cơ bản của Card TMS320F28335:

- Tốc độ hoạt động tối đa lên đến 150Mhz với mỗi chu kỳ lệnh 6,67ns

- Có 16 kênh ADC 12bit (0 ~ 3V) thời gian chuyển đổi nhanh cho phép tối đa 80ns

- Với 88 chân giao tiếp vào ra GPIO

- Giao tiếp: CAN, SCI, SPI, I 2 C, McBSP

- 512Kb bô nhớ Flash, 68Kb ram

- DSP có lợi thế có thể nhúng các giải thuật mà các giải thuật này có thể viết trên Matlab hoặc Psim biên dịch nhúng các giải thuật này sang cho DSP

Mạch kích sử dụng để tạo ra điện áp kích thực hiện đóng ngắt IGBT theo các tín hiệu điều khiển từ khối điều khiển DSP đồng thời mạch kích thực hiện quá trình cách ly bảo vệ an toàn, tránh nhiễu cho khối điều khiển các linh kiện sử dụng trong mạch kích gồm có TPL250 (opto) phần tử cách ly quang học dùng để tạo sự cách ly giữa điện áp ra và điện áp vào được dựa vào cách sử dụng ánh sáng Cấu tạo nguyên lý bao gồm có một Led phát và một Led thu khi đó sẽ tạo ra một dòng điện trong mạch đầu ra Điện áp cách ly chệch lệch điện áp tối đa giữa đầu vào và đầu ra nằm trong khoảng từ 500V đến 4kV, điện áp DC thu phát tối đa cho phép có thể sử dụng trên các Led có giá trị thay đổi từ 20V đến 80V Khối mạch kích có sẵn ở phòng lab nên đề tài sử dụng mô hình mạch kích như hình bên dưới:

Kết quả thực nghiệm

Dựa trên mô hình thực nghiệm đã thi công đề tài tiến hành thực nghiệm dựa vào các thông số D1 là điện áp DC điều khiển chuyển mạch hoạt động chế độ chỉnh lưu, D2 là điện áp DC điều khiển chuyển mạch hoạt động chế độ nghịch lưu, m là chỉ số điều chế trong kỹ thuật điều khiển nghịch lưu đơn cực như bảng 5.6 và các thông số khảo sát như sau: Điện áp vào 10Vrms, nguồn điện 10Vrms được lấy từ lưới điện 3 pha thông qua máy biến áp cách ly lấy điện áp pha để điều chỉnh cung cấp cho mô hình thực nghiệm Khảo sát lấy kết quả thực nghiệm với hai loại tải R và RL theo các thông số chế độ 1,2,3,4 như bảng 5.5

Bảng 5.5: Thông số hai loại tải R và RL để tiến hành thực nghiệm mô hình

Tải RL chế độ 2 𝑅 𝑐𝑑1 = 203,6Ω ; 𝐿 𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1𝑚𝐻 Tải RL chế độ 3 𝑅 𝑐𝑑1 = 153,5Ω ; 𝐿 𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1𝑚𝐻 Tải RL chế độ 4 𝑅 𝑐𝑑4 = 303,7Ω ; 𝐿 𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1𝑚𝐻

Với các thông số đã chọn ở các trường hợp trên, thực nghiệm mô hình tiến hành thực nghiệm với bốn chế độ tải trên 2 loại tải R và RL như bảng bên dưới:

Trong mô hình các thông số mô hình thực nghiệm ban đầu được thể hiện trong bảng bên dưới:

Ký hiệu Thông số Giá trị

𝑉 𝑠 (𝑉𝑟𝑚𝑠) Điện áp ngõ vào AC 10√2 / 50Hz

𝐿 𝐵 (𝑚𝐻) Cuộn cảm đầu vào 1mH

C (àF) Tụ điện DC 2200àF

Bảng 5.6: Giá trị điều khiển thực nghiệm mô hình

D2 (chế độ nghịch lưu) m (chỉ số điều chế)

Ghi chú biểu thị các đường kết quả thực nghiệm trong hình bên dưới như sau:

- Đường màu cam: biểu thị kết quả thực nghiệm điện áp ra chế độ chỉnh lưu của mô hình thực nghiệm Ký hiệu kết quả điện áp chế độ chỉnh lưu là 𝑉 𝑐 (𝑣𝑑𝑐)

- Đường màu xanh dương: biểu thị kết quả thực nghiệm điện áp ra chế độ nghịch lưu của mô hình thực nghiệm Ký hiệu kết quả điện áp chế độ nghịch lưu là 𝑢 𝐿

- Đường màu tím: biểu thị kết quả đo điện áp ngõ vào AC của mô hình thực nghiệm

Ký hiệu kết quả điện áp ngõ vào là 𝑉 𝑆 (𝑉𝑟𝑚𝑠)

- Đường màu xanh lục: biểu thị kết quả đo dòng điện ngõ vào cảu mô hình thực nghiệm Ký hiệu kết quả dòng điện vào là 𝑖 𝑆 (𝐴)

Thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,5;D2=0,49;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R1`9Ω chế độ 1 và R2 3,6Ω chế độ 2: a) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 1 tải R b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 2 tải R

Hình 5.11: Kết quả thực nghiệm khảo sát thông số D1=0,5;D2=0,49;m=0,9 chế độ tải a) R1 b) R2

Kết quả thực nghiệm cho thấy rằng giá trị điện áp, hệ số công suất ngõ vào tổng hợp trong bảng kết quả như bên dưới:

Thông số Kết quả thực nghiệm

Chế độ tải R1 R2 Điện áp chế độ chỉnh lưu (𝑉 𝑐 ) 27,2V 23,4V Điện áp chế độ nghịch lưu (𝑢̂ 𝐿 ) 24,4V 21,6V

Hệ số công suất (cosφ) 0,950 0,957

Thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,5;D2=0,49;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R33,5Ω chế độ 3 và R403,7Ω chế độ 4: a) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 3 tải R b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 4 tải R

Thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,5;D2=0,49;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải RL1`9Ω chế độ 1, RL2 3,6Ω chế độ 2 và L=1mH: a) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 1 tải RL b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 2 tải RL

Hình 5.17: Kết quả thực nghiệm khảo sát thông số D1=0,5;D2=0,49;m=0,9 chế độ tải a) RL1 b) RL2

Chế độ tải RL1 RL2 Điện áp chế độ chỉnh lưu (𝑉 𝑐 ) 26,4V 24,0V Điện áp chế độ nghịch lưu (𝑢̂ 𝐿 ) 23,7V 21,6V

Thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,5;D2=0,49;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải RL33,5Ω chế độ 3, RL403,7Ω chế độ 4 và L=1mH: a) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 3 tải RL b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 4 tải RL

Thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,6;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải RL33,5Ω chế độ 3, RL403,7Ω chế độ 4 và L=1mH: a) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 3 tải RL b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu, chế độ chỉnh lưu và PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 chế độ 4 tải RL

Đánh giá nhận xét

Tổng hợp các kết quả khảo sát trong mô hình như đồ thị có thể thấy tiến hành thực nghiệm lấy kết quả với các giá trị D thay đổi và chế số điều chế m = 0,9 sau đó tiến hành chọn ra thông số m, D1, D2 có hệ số công suất cao hơn 0,95 Theo biểu đồ ta thấy m=0,9; D1=0,89; D2=0,59 là có hệ số công suất cao nhất Nên ta chọn và tiếp tục thực nghiệm thay đổi giá trị m tiến hành giữ nguyên giá trị D1, D2 thay đổi thực nghiệm với giá trị m=0,9; m=0,8; m=0,7; m=0,6; m=0,5 (trong kết quả thực nghiệm mục 5.3)

Kết quả thực nghiệm hệ số công suất ngõ vào theo từng chế độ tải R ở các chế độ tương ứng với giá trị trở khác nhau

Bảng 5.7: Kết quả thực nghiệm PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) ngõ vào từng chế độ tải R

STT m_D1_D2 Chế độ R1 Chế độ R2 Chế độ R3 Chế độ R4

Kết quả thực nghiệm hệ số công suất ngõ vào theo từng chế độ tải RL ở các chế độ tương ứng với giá trị trở khác nhau

Bảng 5.8: Kết quả thực nghiệm PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) ngõ vào từng chế độ tải RL

STT m_D1_D2 Chế độ RL1 Chế độ RL2 Chế độ RL3 Chế độ RL4

Hình 5.23: Biểu đồ thể hiện hệ số công suất vào loại tải R

Hình 5.24: Biểu đồ thể hiện hệ số công suất vào loại tải RL

Từ hình 5.23 và hình 5.24 cho thấy rằng hệ số công suất tương ứng kết quả thực nghiệm thu được với giá trị D1=0,8; D2=0,59 cho ra hệ hệ công suất cao nhất khi vận hành ở cả hai loại tải R và RL do đó chọn thông số trên để tiếp tục thực nghiệm thay đổi chỉ số điều chế m Kết quả được tổng hợp trong bảng 5.9 bên dưới:

Bảng 5.9: Kết quả thực nghiệm PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) các chỉ số điều chế trên hai loại tải R và RL

Từ kết quả thực nghiệm bảng trên thấy rằng kết quả từ giá trị m=0,9;D1=0,8;D2=0,9 giá trị công suất đạt mức tốt nhất tiến hành mang thông số kiểm nghiệm mô phỏng so sánh sự tương quan giữa thực nghiệm đối với thông số đã chọn này

Hình 5.25: Biểu đồ kết quả PF(𝑐𝑜𝑠𝜑) các chỉ số điều chế trên hai loại tải R và RL

Với kết quả tính toán mục (6.1.8) điện áp nghịch lưu và điện áp chỉnh lưu được tổng hợp trong bảng bên dưới và vẽ biểu đồ thể hiện sự trực quan bằng hình ảnh mối tương quan giữa phương thức tính toán, mô phỏng và thực nghiệm

Bảng 5.10: Bảng tổng hợp điện áp chế độ chỉnh lưu 𝑉 𝐶 : m_D1_D2 Tính toán Mô phỏng Thực nghiệm

Bảng 5.11: Bảng tổng hợp điện áp chế độ nghịch lưu 𝑢 𝐿,𝑟𝑚𝑠 m_D1_D2 Tính toán Mô phỏng Thực nghiệm

Hình 5.26: Đồ thị điện áp 𝑉 𝐶 (𝑣𝑑𝑐) tương quan giữa tính toán, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 5.27: Đồ thị điện áp 𝑢 𝐿,𝑟𝑚𝑠 tương quan giữa tính toán, mô phỏng và thực nghiệm

Sau khi thay đổi kiểm chứng giá trị D1, D2 điều khiển chế độ chỉnh lưu và chế độ nghịch lưu lần lượt từ biểu đồ nhận xét rằng khi tăng giá trị D1, D2 thì điện áp tăng nhìn chung từ kết quả tính toán, mô phỏng, thực nghiệm có sự tương đồng các giá trị có xu hướng bám theo với nhau điều này có nghĩa là giá trị sai biệt của ba phương pháp có giá trị nhỏ chứng minh rằng việc kiểm chứng điện áp điều khiển thông số D chọn là phù hợp

Kết quả điện áp chế độ chỉnh lưu tương quan giữa tính toán, mô phỏng và thực nghiệm

Tính toán Mô phỏng Thực nghiệm

Kết quả điện áp chế độ nghịch lưu tương quan giữa tính toán, mô phỏng và thực nghiệm

Tính toán Mô phỏng Thực nghiệm

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R`9Ω chế độ 1 a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Hình 5.28: Kết quả khảo sát thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 trên tải R chế độ 1 a,c) Mô phỏng b,d) Thực nghiệm

Thông số Kết quả mô phỏng

Giá trị sai biệt Điện áp chế độ chỉnh lưu (𝑉 𝑐 ) 30,9V 31,1V 0,2V Điện áp chế độ nghịch lưu (𝑢̂ 𝐿 ) 27,8V 28,0V 0,2V

Hệ số công suất (cosφ) 0,980 0,981 0,001

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R 3,6Ω chế độ 2 a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Hình 5.29: Kết quả khảo sát thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 trên tải R chế độ tải 2 a,c) Mô phỏng b,d) Thực nghiệm

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R3,5Ω chế độ 3 a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R03,7Ω chế độ 4 a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R`9Ω chế độ 1 và L=1mH: a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Hình 5.32: Kết quả khảo sát thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 trên tải RL chế độ 1 a,c) Mô phỏng b,d) Thực nghiệm

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R 3,6Ω chế độ 2 và L=1mH: a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Hình 5.33: Kết quả khảo sát thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 trên tải RL chế độ tải

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R3,5Ω chế độ 3 và L=1mH: a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Kết quả thực nghiệm Giá trị sai biệt Điện áp chế độ chỉnh lưu (𝑉 𝑐 ) 25,1V 25,5V 0,4V Điện áp chế độ nghịch lưu (𝑢̂ 𝐿 ) 22,5V 22,9V 0,4V

Kiểm chứng mô phỏng và thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả dạng sóng thu được khi thực hiện trên tải R03,7Ω chế độ 4 và L=1mH: a) Kết quả mô phỏng điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu b) Kết quả thực nghiệm điện áp chế độ nghịch lưu và chế độ chỉnh lưu c) Kết quả mô phỏng PF ngõ vào giữa 𝑉 𝑠 và 𝑖 𝑠 d) Kết quả thực nghiệm PF ngõ vào giữa

Kết quả thực nghiệm Giá trị sai biệt Điện áp chế độ chỉnh lưu (𝑉 𝑐 ) 27,4V 27,2V 0,2V Điện áp chế độ nghịch lưu (𝑢̂ 𝐿 ) 24,6V 24,4V 0,2V

Kết quả thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả THD% dòng điện i s của các dạng tải R a) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải

R1 b) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải

R2 c) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải

R3 d) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải

Hình 5.36: Kết quả THD% dòng điện 𝑖 𝑆 của tải R các a) chế độ 1 b) chế độ 2 c) chế độ 3 d) chế độ 4

Các giá trị thực nghiệm kết quả (THD%) tổng hợp trong bảng kết quả như bên dưới:

Chế độ tải Kết quả thực nghiệm

Kết quả thực nghiệm mô hình với thông số D1=0,8;D2=0,59;m=0,9 Kết quả THD% dòng điện i s của các dạng tải RL a) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải

RL1 b) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải RL2 c) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải

RL3 d) Kết quả THD% dòng điện i s chế độ tải RL4

Hình 5.37: Kết quả THD% dòng điện 𝑖 𝑆 của tải RL các a) chế độ 1 b) chế độ 2 c) chế độ 3 d) chế độ 4

Các giá trị thực nghiệm kết quả (THD%) tổng hợp trong bảng kết quả như bên dưới:

Chế độ tải Kết quả thực nghiệm

Bảng 5.12: Kết quả PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) và THD% (𝑖 𝑆 ) thực nghiệm m=0,9;D1=0,8;D2=0,59

Loại tải Chế độ tải PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) THD%(𝑖 𝑠 )

Bảng 5.13: Bảng tổng hợp kết quả 𝑉 𝐶 và 𝑢̂ 𝐿 thực nghiệm m=0,9;D1=0,8;D2=0,59

Loại tải Chế độ tải 𝑉 𝐶 (𝑉𝑑𝑐) 𝑢̂ 𝐿 (𝑉)

Kết quả thực nghiệm từ thông số m, D1, D2 sau khi thực nghiệm thu được cho thấy rằng phù hợp với mô hình để vận hành trên hai loại tải R và RL có hệ số công suất lớn hơn 0,95 Theo biểu đồ hình 5.38 hiện kết quả hệ số công suất của hai loại tải và kết quả THD% thu được theo từng tải, giá trị cao nhất so với giá trị thấp nhất có giá trị độ lệch 0,019 Độ lệch điện áp chế độ chỉnh lưu và đỉnh nghịch lưu lần lượt là 1,9V và 1,7V

Hình 5.38: Biểu đồ thể hiện hệ số công suất, THD% (𝑖 𝑆 ) hai loại tải R và RL: m=0,9;D1=0,8;D2=0,59

Hình 5.39: Biểu đồ kết quả 𝑉 𝐶 và 𝑢̂ 𝐿 trên hai loại tải R và RL: m=0,9;D1=0,8;D2=0,9

Biểu đồ thể hiện hệ số công suất, THD(is) hai loại tải R và RL m=0.9 - D1=0.8 - D2=0.59

Tải R1 Tải R2 Tải R3 Tải R4 Tải RL1 Tải RL2 Tải RL3 Tải RL4

Biểu đồ thể hiện điện áp chế độ chỉnh lưu và nghịch lưu trên hai loại tải R, RL

Tổng hợp kết quả thực nghiệm việc điều khiển cấu hình mô hình AC/AC sáu khóa

Bảng 5.14: Bảng tổng hợp kết quả 𝑉 𝐶 , 𝑢̂ 𝐿 , PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) và THD% thực nghiệm m=0,9;D1=0,8;D2=0,59

Mô hình hoạt động đối với các tải khác nhau thì cho ra được điện áp chỉnh lưu mặc dù chưa có chính xác tuyệt đối giữa mô phỏng và thực nghiệm cũng như theo mong muốn chính xác nhất bên cạnh đó việc đáp ứng điều kiện tăng áp trong vận hành chế độ chỉnh lưu theo các giá trị khảo sát được thì tương ứng khả năng tăng áp với hệ số tăng áp từ 1,2 ~ 3 lần so với điện áp ngõ vào Song song đó thì mô hình sau khi vận hành chế độ nghịch lưu từ giá trị điện áp một chiều khi đã được tăng áp trong chế độ chỉnh lưu thì điện áp có sự sụt giảm từ khoảng 0,8V ~ 2,9V và giá trị điện áp nghịch lưu thu được là tương đối Bảng tổng hợp kết quả 𝑉 𝐶 , 𝑢̂ 𝐿 , PF (𝑐𝑜𝑠𝜑) và THD% thực nghiệm m=0,9;D1=0,8;D2=0,59

Tiêu đề	Đề Xuất Cải Tiến Bộ Chuyển Đổi Điện Áp 1 Pha AC/AC Boost PWM
Tác giả	Phan Thiện Hòa
Người hướng dẫn	TS. Quách Thanh Hải
Trường học	Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật Thành Phố Hồ Chí Minh
Chuyên ngành	Kỹ Thuật Điện
Thể loại	Luận văn Thạc sĩ
Năm xuất bản	2023
Thành phố	Thành phố Hồ Chí Minh

Định dạng
Số trang	144
Dung lượng	10,46 MB