THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 34.6.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha .... Hình 3.39 Kết quả mô phỏng bộ biến đổi Boost

VIỆN ĐIỆN – BM TỰ ĐỘNG HÓA XNCN

Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương

THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI

ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH

Hà Nội – Năm 2014

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 1

MỤC LỤC 1

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT 4

DANH MỤC BẢNG 5

DANH MỤC HÌNH VẼ 6

MỞ ĐẦU 11

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 12

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 13

1.2.1 Quá trình mở Tiristor 14

1.2.2 Quá trình khóa tiristor 15

1.2.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor 15

1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor 16

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 17

1.3.1 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET 17

1.3.2 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT 19

1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT 20

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘCEquation Chapter (Next) Section 1 24

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 24

2.1.1 Khối đồng pha và tạo điện áp tựa 25

2.1.2 Khâu so sánh 27

2.1.3 Khâu tạo xung 28

2.1.3.1 Khâu tạo xung kép 28

2.1.3.2 Khâu tạo xung chùm 29

2.1.4 Khâu khuếch đại xung 30

2.1.5 Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh 30

2.1.6 Sử dụng IC chuyên dụng làm driver cho chỉnh lưu phụ thuộc 32

2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor 35

2.2.1 Mô hình hóa khối điều chế độ rộng xung 35

2.3 Kết quả mô phỏng 38

2.3.1 Chỉnh lưu cầu một pha 38

2.3.2 Chỉnh lưu cầu ba pha 39

2.3.2.1 Điều khiển vòng hở 39

2.3.2.2 Điều khiển vòng kín 40

2.4 Bài tập 41

3Equation Chapter 1 Section 1 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 44 3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC 44

3.1.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái 44

3.1.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 46

3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck 49

3.2.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái 49

3.2.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 52

3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost 53

3.3.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái 53

3.3.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 55

3.4 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost 57

3.4.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái 57

3.4.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 59

3.5 Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM) 59 3.5.1 Mô hình trung bình 59

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC 63

3.6.1 Nguyên lý điều khiển điện áp (Voltage mode) 63

3.6.2 Nguyên lý điều khiển dòng điện (Current mode) 63

3.6.2.1 Mô hình bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện 64

3.6.3 Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động 66

3.6.4 Một số bộ bù sử dụng trong cấu trúc điều khiển DC/DC converter 68

3.6.5 Tuyến tính hóa khâu điều chế độ rộng xung 73

3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck 74

3.7.1 Điều khiển trực tiếp 74

3.7.2 Điều khiển gián tiếp 80

3.7.2.1 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện trung bình 80

3.7.2.2 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh 83

3.8 Bộ biến đổi kiểu boost 83

3.8.1 Điều khiển trực tiếp 83

3.8.2 Điều khiển gián tiếp 86

3.9 Bài tập 89

3.10 Bộ biến đổi PFC 90

3.10.1 Sơ đồ mạch lực 90

3.10.2 Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC 91

3.10.2.1 Thiết kế mạch vòng dòng điện 91

3.10.2.2 Thiết kề mạch vòng điện áp 92

3.10.3 Bài tập 92

4Equation Chapter (Next) Section 1 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 94 4.1 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi nghịch lưu độc lập 94

4.2 Mô tả toán học nghịch lưu áp 94

4.2.1 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp một pha 94

4.2.2 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp ba pha 96

4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha 98

4.3.1 Phương pháp điều chế hai cực 98

4.3.2 Phương pháp điều chế đơn cực 99

4.3.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha 102

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 104

4.4.1 Phương pháp Sin PWM 104

4.4.2 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) 105

4.4.2.1 Khái niệm vector không gian 105

4.4.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian 106

4.4.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 114

4.5 Bù thơi gian chết deadtime trong nghịch lưu nguồn áp 116

4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 116

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 3

4.6.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 116

4.6.2 Ví dụ về thiết kế mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 118

4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 118

4.7.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 118

4.7.1.1 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ 119

4.7.1.2 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 119

4.8 Bài tập 121

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤTEquation Chapter (Next) Section 1 123

5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số 123

5.1.1 Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z 123

5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất 125

5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung 126

5.3.1 Độ phân giải của A/D 126

5.3.2 Yêu cầu độ phân giải DPWM 127

5.3.3 Đồng bộ giữa thời điểm trích mẫu ADC và khung thời gian điều chế độ rộng xung 128

5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung 129

5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số 130

5.5.1 Phương pháp thiết kế gián tiếp 130

5.5.1.1 Bộ biến đổi kiểu Buck 131

5.5.1.2 Nghịch lưu nguồn áp một pha 132

5.5.2 Phương pháp thiết kế trực tiếp 133

5.5.2.1 Bộ biến đổi kiểu Buck 133

5.5.2.2 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha 135

5.5.2.3 Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat 136 5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh 137

TÀI LIỆU THAM KHẢO 140

PHỤ LỤC 141

u o , U o V Điện áp trung bình và xác lập đầu ra bộ biến đổi DC/DC

*

o

u in , U in V Điện áp trung bình và xác lập đầu vào bộ biến đổi DC/DC

u C , U C V Điện áp trung bình và xác lập trên tụ C

*

L

u dk V Điện áp điều khiển bộ chỉnh lưu Tiristor

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 5

B

B ng 5.1 ng 5.1 Các phương pháp gián đoạn 131

DANH M Ụ C HÌNH V Ẽ

Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu 12

Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn 13

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor 13

Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt 15

Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC cách ly 16 Hình 1.6 Mạch điều khiển mở MOSFET 17

Hình 1.7 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở, (b) Quá trình điều khiển khóa 18

Hình 1.8 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT 19

Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc 24

Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển α 24

Hình 2.3 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống 26

Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên 26

Hình 2.5 Điện áp tựa dạng cosin 27

Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC 47

Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng 48

Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi Boost 49 Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 2 (c) 49

Hình 3.5 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ 52

Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 2 (c) 53

Hình 3.7 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ 56

Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 2 (c) 57 Hình 3.9 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck 60

Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện bộ biến đổi Buck trong chế độ DCM 60

Hình 3.11 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) với tín hiệu trung bình 62

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 7

Hình 3.12 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) ở trạng thái xác lập 62

Hình 3.13 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC, a) điều khiển trực tiếp (direct mode), b) điều khiển gián tiếp (indirect mode) 64

Hình 3.14 Minh họa đồ thị Bode của G j( ) ω [6] 67

Hình 3.15 Đồ thị bode của bộ bù Lead có cấu trúc (3.94) 69

Hình 3.16 Đồ thị bode của bộ bù có cấu trúc (3.105) 71

Hình 3.17 Đồ thị bode của hàm bộ bù (3.108) 72

Hình 3.18 Cấu trúc điều khiển trực tiếp bộ biến đổi kiểu buck 74

Hình 3.19 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) 75

Hình 3.20 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.94) 76

Hình 3.21 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.124) 77

Hình 3.22 Cấu trúc để đánh giá ảnh hưởng điện áp đầu vào và đầu ra bộ biên đổi kiểu Buck 77 Hình 3.23 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.94) 78

Hình 3.24 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz 78

Hình 3.25 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) 79

Hình 3.26 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz 79

Hình 3.27 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện trung bình bộ biến đổi kiểu buck 80 Hình 3.28 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.129) 81

Hình 3.29 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.131) 82

Hình 3.30 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện trung bình 82 Hình 3.31 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu buck 83 Hình 3.32 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh` 83 Hình 3.33 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.138) 84

Hình 3.34 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt vòng hở (Gvd.Gc) 85

Hình 3.35 Kết quả mô phỏng bộ Boost theo nguyên lý điều khiển điện áp 86

Hình 3.36 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu Boost 86 Hình 3.37 Đồ thị bode của hàm truyền đạt G ui( )s biến đổi kiểu Boost 87

Hình 3.38 Đồ thị bode của hàm truyền đạt G ui( )s và bộ bù (3.103) biến đổi kiểu Boost 88

Hình 3.39 Kết quả mô phỏng bộ biến đổi Boost theo nguyên lý điều khiển dòng điện

đỉnh` 88

Hình 4.1 Sơ đồ mạch lực nghịch lưu độc lập kiểu nguồn áp, a) Một pha, b) Ba

Hình 4.2 Mô hình nghịch lưu nguồn áp một pha được mô tả bởi khóa chuyển

Hình 4.3 Mô hình nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi khóa chuyển

Hình 4.4 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, a) Điều

chế lưỡng cực, b) Điều chế đơn cực 98

Hình 4.5 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế hai cực, a) Sóng mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 99

Hình 4.6 Trạng thái mạch nghịch lưu theo phương pháp điều chế hai cưc 99

Hình 4.7 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế đơn cực, a) Sóng mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 100

Hình 4.8 Trạng thái mạch nghịch lưu trong phương pháp điều chế đơn cực 100 Hình 4.9 Biểu đồ vector của kỹ thuật điều chế vector đơn cực 101

Hình 4.10 Mẫu xung chuẩn đưa ra nghịch lưu một pha, a) nửa chu kỳ dương, b) nưa chu kỳ âm 102

Hình 4.11 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế lưỡng cực 103

Hình 4.12 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế đơn cực 104

Hình 4.13 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 104

Hình 4.14 Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ 106

Hình 4.15 Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn 108

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 9

Hình 4.16 Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ 109

Hình 4.17 Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời usa, usb, usc 109

Hình 4.18 Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector 110

Hình 4.19 Vector điện áp được điều chế trong Sector 1 110

Hình 4.20 Trạng thái logic của vector chuẩn trong Sector 1 111

Hình 4.21 Mẫu xung chuẩn trong Sector 1 112

Hình 4.22 Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector 113

Hình 4.23 Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha nguồn áp 114

Hình 4.24 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM 115

Hình 4.25 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian 115

Hìn Hình 4.26 h 4.26 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha 116 Hình 4.27 Mô tả toán học mạch vòng điều khiển dòng điện 116

Hình 4.28 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp ba pha 118 Hình 4.29 Biểu điện vector điện áp và dòng điện trên các hệ trục tọa độ 119

Hình 4.30 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ 119

Hình 4.31 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 121

Hình 5.1 Hê thống điều khiển số 126

Hình 5.2 Biểu diễn dữ liệu vào ADC 126

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 11

1 GI Ớ I THI Ệ U H Ệ TH Ố NG Đ I Ề U KHI Ể N B Ộ BI Ế N ĐỔ I

Như đã biết, các bộ biến đổi bán dẫn sử dụng các phần tử bán dẫn công suất như các khoá điện tử, dùng để nối tải vào nguồn theo những quy luật nhất định, trong những khoảng thời gian nhất định, nhờ đó mà biến đổi được các thông số của nguồn điện, đáp ứng các yêu cầu khác nhau của phụ tải cũng như các yêu cầu về điều chỉnh khác nhau Các phần tử công suất đóng cắt các dòng điện, có thể rất lớn, hàng trăm đến hàng nghìn A, dưới điện áp có thể rất cao, từ vài chục đến vài trăm V, tuy nhiên lại được điều khiển bởi những dòng điện, điện áp rất nhỏ, tạo ra bởi những mạch điện tử công suất nhỏ thông thường Ngoài ra quy luật đóng cắt của các phần tử công suất trong bộ biến đổi cũng hoàn toàn do các mạch điện tử xử lý tín hiệu tạo ra Gọi là xử lý tín hiệu vì ở đây công suất hoàn toàn không có ý nghĩa gì, chỉ có giá trị, mức tín hiệu và hình dạng là cần thiết mà thôi Vì vậy,

hệ thống điều khiển đóng vai trò hết sức quan trọng trong đảm bảo sự hoạt động của các bộ biến đổi

Một hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất ứng dụng trong các lĩnh vực: bộ

biến đổi nối lưới, bộ biến đổi làm việc với tải độc lập được chỉ ra trên Hình 1.1 bao gồm:

+ Mạch phát xung mở van bán dẫn (driver)

+ Thực hiện chức năng điều chế, phân phối xung

+ Thực hiện các bộ điều chỉnh trong mạch vòng kín

+ Mạch đo lường và bảo vệ

+ Hệ thống điều khiển cấp trên: Giám sát, đưa ra lượng đặt điều khiển

Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 13

Các van bán đẫn được sử dụng chia thành 2 loại chính:

+ Van bán dẫn chỉ điều khiển được quá trình đóng mà không điều khiển được quá trình ngắt (Tiristor)

+ Van bán dẫn điều khiển được cả quá trình đóng và quá trình ngắt: MOSFET, IGBT Phạm vi ứng dụng của các van bán dẫn này cũng rất khác nhau phụ thuộc vào khả năng chịu điện áp và dòng điên

Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn

Tiristor là phần tử bán dẫn cấu tạo từ bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n J1 ,

J 2 , J 3 Tiristor có ba cực : anôt A, catôt K, cực điều khiển G

Đặc tính vôn-ămpe của một tiristor gồm hai phần Hình 1.3 Phần thứ nhất nằm trong

góc phần thứ tư thứ I là đặc tính thuận tương ứng với trường hợp điện áp UAK >0, phần thứ

hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là đặc tính ngược, tương ứng với trường hợp UAK <0

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor

Trường hợp dòng điện vào cực điều khiển bằng không (I G =0)

Khi dòng vào cực điều khiển của tiristor bằng 0 hay khi hở mạch cực điều khiển tiristor

sẽ cản trở dòng điện ứng với cả hai trường hợp phân cực điện áp giữa anôt-catôt Khi điện

áp UAK<0 theo cấu tạo bán dẫn của tiristor hai tiếp giáp J1, J3 đều phân cực ngược, lớp J2 phân cực thuận, như vậy tiristor sẽ giống như hai điôt mắc nối tiếp bị phân cực ngược Qua tiristor sẽ chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò Khi UAK tăng đạt đến một giá trị điện áp lớn nhất Ung,max sẽ xảy ra hiện tượng tiristor bị đánh thủng, dòng điện có thể tăng lên rất lớn Giống như ở đoạn đặc tính ngược của điôt quá trình bị đánh thủng là quá trình không thể đảo ngược được, nghĩa là nếu có giảm điện áp UAK xuống dưới mức Ung,max thì dòng điện cũng không giảm được về mức dòng rò Tiristor đã bị hỏng

Khi tăng điện áp anôt-catôt theo chiều thuận, UAK>0, lúc đầu cũng chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò Điện trở tương đương mạch anôt-catôt vẫn có giá trị rất lớn Khi đó tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, J2 phân cực ngược Cho đến khi UAK tăng đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất, Uth,max, sẽ xảy ra hiện tượng điện trở tương đương mạch anôt-catôt đột ngột giảm, dòng điện chạy qua tiristor sẽ chỉ bị giới hạn bởi điện trở mạch ngoài Nếu khi đó dòng qua tiristor có giá trị lớn hơn một mức dòng tối thiểu, gọi là dòng duy trì Idt, thì khi đó tiristor sẽ dẫn dòng trên đường đặc tính thuận, giống như đường đặc tính thuận ở điôt Đoạn đặc tính thuận được đặc trưng bởi tính chất dòng có thể có giá trị lớn nhưng điện áp rơi trên anôt-catôt thì nhỏ và hầu như không phụ thuộc vào giá trị của dòng điện

Trường hợp có dòng điện vào cực điều khiển (I G >0)

Nếu có dòng điều khiển đưa vào giữa cực điều khiển và catôt quá trình chuyển điểm làm việc trên đường đặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, trước khi điện áp thuận đạt đến giá trị lớn nhất, Uth.max Điều này được mô tả trên Hình 1.3 bằng những đường nét đứt, ứng với các giá trị dòng điều khiển khác nhau, IG1, IG2, IG3, Nói chung nếu dòng điều khiển lớn hơn thì điểm chuyển đặc tính làm việc sẽ xảy ra với UAK nhỏ hơn

Tình hình xảy ra trên đường đặc tính ngược sẽ không có gì khác so với trường hợp dòng điều khiển bằng 0

Tiristor có đặc tính giống như điôt, nghĩa là chỉ cho phép dòng chạy qua theo một chiều, từ anôt đến catôt và cản trở dòng chạy theo chiều ngược lại Tuy nhiên khác với điôt, để tiristor có thể dẫn dòng ngoài điều kiện phải có điện áp UAK>0 còn cần thêm một số điều kiện khác Do đó tiristor được coi là phần tử bán dẫn có điều khiển để phân biệt với điôt là phần tử không điều khiển được

1.2.1 Quá trình m ở Tiristor

Khi được phân cực thuận, UAK>0, tiristor có thể mở bằng hai cách Thứ nhất, có thể tăng điện áp anôt-catôt cho đến khi đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất , Uth,max Khi đó điện trở tương đương trong mạch anôt-catôt sẽ giảm đột ngột và dòng qua tiristor sẽ hoàn toàn do mạch ngoài xác định Phương pháp này trong thực tế không được áp dụng do nguyên nhân mở không mong muốn và không phải lúc nào cũng có thể tăng được điện áp đến giá trị Uth,max Vả lại như vậy sẽ xảy ra trường hợp tiristor tự mở ra dưới tác dụng của các xung điện áp tại một thời điểm ngẫu nhiên, không định trước

Phương pháp thứ hai, phương pháp được áp dụng thực tế, là đưa một xung dòng điện có

giá trị nhất định vào giữa cực điều khiển và catôt Xung dòng điện điều khiển sẽ chuyển

trạng thái của tiristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức điện áp anôt-catôt nhỏ Khi đó nếu dòng qua anôt-catôt lớn hơn một giá trị nhất định, gọi là dòng duy trì (Idt) thì tiristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái mở dẫn dòng mà không cần đến sự tồn tại của xung

dòng điều khiển nữa Điều này nghĩa là có thể điều khiển mở các tiristor bằng các xung

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 15

dòng có độ rộng xung nhất định, do đó công suất của mạch điều khiển có thể là rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà tiristor là một phần tử đóng cắt, khống chế dòng điện

1.2.2 Quá trình khóa tiristor

Một tiristor đang dẫn dòng sẽ trở về trạng thái khóa (điện trở tương đương mạch catôt tăng cao) nếu dòng điện giảm xuống, nhỏ hơn giá trị dòng duy trì, Idt Tuy nhiên để tiristor vẫn ở trạng thái khóa, với trở kháng cao, khi điện áp anôt-catôt lại dương (UAK > 0) cần phải có một thời gian nhất định để các lớp tiếp giáp phục hồi hoàn toàn tính chất cản trở dòng điện của mình

anôt-Khi tiristor dẫn dòng theo chiều thuận, UAK > 0, hai lớp tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, các điện tích đi qua hai lớp này dễ dàng và lấp đầy tiếp giáp J2 đang bị phân cực ngược Vì vậy mà dòng điện có thể chảy qua ba lớp tiếp giáp J1, J2, J3 Để khóa tiristor lại cần giảm dòng anôt-catôt về dưới mức dòng duy trì (Idt) bằng cách hoặc là đổi chiều dòng điện hoặc áp một điện áp ngược lên giữa anôt và catôt của tiristor Sau khi dòng về bằng

không phải đặt một điện áp ngược lên anôt-catôt (UAK < 0) trong một khoảng thời gian tối thiểu, gọi là thời gian phục hồi (trr), chỉ sau đó tiristor mới có thể cản trở dòng điện theo cả hai chiều Trong thời gian phục hồi có một dòng điện ngược chạy giữa catôt và anôt Dòng điện ngược này di tản các điện tích ra khỏi tiếp giáp J2 và nạp điện cho tụ điện tương đương của hai tiếp giáp J1, J3 được phục hồi Thời gian phục hồi phụ thuộc vào lượng điện tích cần được di tản ra ngoài cấu trúc bán dẫn của tiristor và nạp điện cho tiếp giáp J1, J3đến điện áp ngược tại thời điểm đó

Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt

1.2.3 Các yêu c ầ u đố i v ớ i tín hi ệ u đ i ề u khi ể n tiristor

Quan hệ giữa điện áp trên cực điều khiển và catôt (UGK) với dòng điện đi vào cực điều khiển (IG) xác định các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor Với cùng một loại

tiristor nhà sản xuất sẽ cung cấp một họ đặc tính điều khiển, ví dụ như ở trên Error! Reference source not found., trên đó có thể thấy được các đặc tính giới hạn về điện áp và

dòng điện nhỏ nhất, ứng với một nhiệt độ môi trường nhất định mà tín hiệu điều khiển phải đảm bảo để mở được chắc chắn một tiristor Dòng điều khiển đi qua tiếp giáp p-n giữa cực

điều khiển và catôt cũng làm phát nóng tiếp giáp này Vì vậy tín hiệu điều khiển cũng phải

bị hạn chế về công suất Công suất giới hạn của tín hiệu điều khiển phụ thuộc độ rộng của xung điều khiển Nếu tín hiệu điều khiển là một xung có độ rộng càng ngắn thì công suất cho phép có thể càng lớn

Yêu cầu về tín hiệu điều khiển tiristor [2]:

+ Đủ công suất thể hiện biên độ điện áp (U GK ), dòng điện (I GK )

+ Độ rộng xung là một yêu cầu quan trọng để đảm bảo dòng I

V vượt qua giá trị dòng duy trì I

h , để khi ngắt xung van vẫn giữ được trạng thái dẫn Thực tế, độ rộng xung điều khiển chỉ cần cỡ 500µs là đảm bảo mở van với các dạng tải

+ Có sườn xung dốc đứng để mở van chính xác vào thời điểm qui định, thường tốc độ tăng điện áp điều khiển phải đạt 10V/µs, tốc độ tăng dòng điều khiển 0,1A/µs.

1.2.4 M ạ ch khu ế ch đạ i xung m ở Tiristor

Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC

ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung Điện trở R hạn chế dòng qua transistor

và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên T Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều khiển Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược

R2

G1

R1 1k

D2 FR107 T1

EI_20

R3 1k

D1

FR107

C1 102_2kV

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 17

Hình 1.6 Ví dụ một mạch khuếch đại xung thực tế mở Tiristor

Bài tập: Tính chọn phần tử mạch KĐX Hình 1.5a cho một Tiristor với yêu cầu: IG = 0,2A; UGK = 5V; độ rộng xung là 100µs

1.3.1 Phân tích quá trình m ở / khóa đố i v ớ i MOSFET

Giả sử ta xét quá trình mở MOSFET, làm việc với tải trở cảm, có điôt không Đây là chế độ làm việc tiêu biểu của các khóa bán dẫn Sơ đồ và đồ thị dạng dòng điện, điện áp

của quá trình mở MOSFET được thể hiện trên Hình 1.7 Tải cảm trong sơ đồ thể hiện bằng

nguồn dòng nối song song ngược với điôt dưới điện áp một chiều VDD MOSFET được điều khiển bởi đầu ra của vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi VCC, nối tiếp qua điện trở

RGext Cực điều khiển có điện trở nội RGin Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ VP đưa đến trở RGext

Hình 1.7 Mạch điều khiển mở MOSFET

Như vậy UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS +

CGDl), trong đó tụ CGD đang ở mức thấp CGDl do điện áp UDS đang ở mức cao

Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + CDSl) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th) Trong khoảng này cả điện áp UDS lẫn dòng ID đều chưa thay đổi td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở Bắt đầu từ thời điểm t1 khi UGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng ID bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện áp nguồn VDD

Trong khoảng t1 đến t2 dòng ID tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải Từ t2trở đi, khi UGS đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp UDS bắt đầu giảm rất nhanh Trong khoảng từ t2 đến t4 điện áp UGS bị găm ở mức Miller, do đó dòng IG cũng có giá trị không đổi Khoảng này gọi là khoảng Miller Trong khoảng thời gian này dòng điều khiển là dòng phóng cho tụ CGD để giảm nhanh điện áp giữa cực máng và cực gốc UDS

Sau thời điểm t4 VGS lại tăng tiếp tục với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS+ CGDh) vì lúc này tụ CGD đã tăng đến giá trị cao CGDh VGS sẽ tăng đến giá trị cuối cùng, xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, VDS = IDS.RDS(on)

Trên đồ thị Hình 1.8a, A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD) trong khoảng

t1 đếnt2, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng t2 đến t4

Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh

hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong Hình 1.8a, theo đó dòng ID có đỉnh nhô cao ở thời điểm t2 tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi điôt D

Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên Hình 1.8b Khi đầu ra của vi mạch điều

khiển DRIVER xuống đến mức không VGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDh) từ 0 đến t1, tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng

số thời gian lại là T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDl) Từ 0 đến t1 là thời gian trễ khi khóa td(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS và tụ CGD Sau thời điểm t1 điện áp VSDbắt đầu tăng từ ID.RDS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện

áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi Sau thời điểm t3 dòng ID bắt đầu giảm

về đến không ở thời điểm t4 Từ t4 MOSFET bị khóa hẳn

Hình 1.8 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở,

(b) Quá trình điều khiển khóa

Khi dẫn MOSFET thể hiện bởi tham số RDS(on) (điện trở DS khi dẫn)

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 19

1.3.2 Phân tích quá trình m ở / khóa đố i v ớ i IGBT

Ta sẽ khảo sát quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.30 Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có điôt không D0 mắc song song IGBT được điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ VG, nối với cực điều khiển G qua điện trở RG Trên sơ đồ Cgc, Cge thể hiện các tụ ký sinh giũa cực điều khiển và collector, emitter

Hình 1.9 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT

Quá trình mở IGBT diến ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị VG Trong thời gian trễ khi mở td(on) tín hiều điều khiển nạp điện cho tụ Cge làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng VGE(th) (khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0 trong thời gian tr Trong thời gian tr điện áp gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị VGE,Io, xác định giá trị dòng I0 qua collector

Do điôt D0 còn đang dẫn dòng tải I0 nên điện áp VCE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều Vdc Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn, tfv1 và tfv2 Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức VGE,Io (mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của điôt D0 Dòng phục hồi của điôt D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT Điện áp VCEbắt đầu giảm IGBT chuyển điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão hòa Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn, VCE,on =

I0Ron

Sau thời gian mở ton, khi tụ Cgc đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng CgeRG, đến giá trị cuối cùng VG

Tổn hao năng lượng khi mở được tính gần đúng bằng

02

bằng CgeRG, tới mức điện áp Miller Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và emitter bị giữ không đổi do điện áp Vce bắt đầu tăng lên và do đó tụ Cgc bắt đầu được nạp điện Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho tụ Cgc nên điện áp VGE được giữ không đổi

Điện áp Vce tăng từ giá trị bão hòa Vce,on tới giá trị điện áp nguồn Vdc sau khoảng thời gian trV Từ cuối khoảng trV điôt D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I0 ngắn mạch qua, do đó dòng collector bắt đầu giảm Quá trình giảm dòng diễn ra theo hai giai đoạn, tfi1 và tfi2 Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy giảm nhanh chóng về không Điện áp Vge ra khỏi mức Miller và giảm về mức điện áp điều khiển ở đầu vào –VG với hằng số thời gian RG(Cge + Cgc) Ở cuối khoảng tfi1, Vge đạt mứcngưỡng khóa của MOSFET, VGE(th), tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn

Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transistor p-n-p bắt đầu suy giảm Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n - chỉ bị mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích tại chỗ Đó là vấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở trên

Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng:

off dc off V I t Q

20

Lớp n - trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn vì khi đó số lượng các điện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể Tuy nhiên các điện tích tích tụ này lại không có cách gì di tản ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần tử Ở đây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thỏa hiệp So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa thì dài hơn

Khi dẫn IGBT dẫn dùng tham số UCE(sat) tương tự như ở transitor Cũng có hãng chế tạo đưa ra điện áp trên IGBT khi dẫn bão hòa, bao gồm cả hai thành phần cấu tạo transitor và MOS trong bóng IGBT là:

IGBT và MOSFET là các phần tử bán dẫn với các tính năng ưu việt như khả năng đóng cắt nhanh, công suất điều khiển cực nhỏ, là những phần tử sẽ thay thế các tranzito công suất thông thường Điều khiển khoá, mở các phần tử này có những yêu cầu đặc biệt Những khó khăn trong điều khiển IGBT và MOSFET chủ yếu là tạo được các xung điều khiển với sườn xung dựng đứng, thời gian tạo sườn xung chỉ cỡ 0,1µS hoặc nhỏ hơn Các

tụ điện ký sinh giữa cực điều khiển G với cực gốc S (hoặc E ở IGBT), giữa cực G với cực máng D (hoặc collectơ C), cản trở tốc độ thay đổi của tín hiệu điều khiển Đã có nhiều vi mạch chuyên dụng, phục vụ cho khâu tạo xung điều khiển cuối cùng này, gọi là các driver

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 21

Hình 1.10 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver cho MOSFET, IGBT

Tính chọn điện trở ở cực điều khiển RG, thông thường được tính theo công thức sau:

Công suất tiêu tán lớn nhất trên điện trở RG là: I GP2 R G

Trong đó: Rg là nội trở của cực điều khiển

Về nguyên tắc các driver cho MOSFET và IGBT là giống nhau vì các phần tử này có cấu trúc bán dẫn được điều khiển giống nhau Tuy nhiên trong khi MOSFET có thể điều khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và S về mức 0V thì ở IGBT thời gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường Ngoài ra việc khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử Chính vì vậy driver cho IGBT thường là các mạch lai (hybrid), trong đó kết hợp một driver giống như ở MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác

(a)

(b)

Hình 1.11 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 3120, (a) Sử dụng nguồn đơn cực cấp

cho driver, (b) Sử dụng nguồn lưỡng cực cấp cho driver []

Ngoài ra, driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ

và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10 lần (tới 10µS) Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van Chức năng bảo vệ này gọi là desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà

Hình 1.12 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J

Khi sử dụng mạch driver tích hợp cần phải giải quyết một số vấn đề sau:

+ Thiết kế mạch nguồn cách ly cho mỗi driver

+ Mặc dù là phần tử điều khiển bằng điện áp nhưng các tụ ký sinh yêu cầu dòng phóng, nạp khi thay đổi mức điện áp, và dòng điện này phải do mạch driver đảm bảo Do đó đối với van IGBT công suất lớn thì bên cạnh việc sử driver truyền thống cần phải có thêm tầng khuếch đại dòng điện đầu ra trước khi đưa vào cực điều khiển của IGBT

Hình 1.13 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J và bộ khuếch đại dòng điện thêm

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 23

Hình 1.14 Ví dụ sơ đồ sử dụng driver HCPL316J mở IGBT công suất lớn

Sơ đồ cấu trúc của hệ thống driver điều khiển cho các bộ biến đổi phụ thuộc theo

nguyên tắc điều khiển dọc chỉ trên Hình 2.1 Trong các bộ biến đổi phụ thuộc các tiristo

được điều khiển mở bởi các xung tại các thời điểm, chậm pha so với điểm chuyển mạch tự nhiên một góc α, gọi là góc điều khiển Điểm chuyển mạch tự nhiên có thể là các điểm

điện áp nguồn qua không (chỉnh lưu một pha) hoặc các điểm điện áp nguồn cắt nhau (chinh lưu ba pha) Vì vậy khâu đầu tiên trong hệ thống điều khiển là khâu đồng pha, khâu đồng pha có nhiệm vụ tạo ra hệ thống điện áp tựa, đồng bộ với điện áp lưới, nghĩa là cho phép xác định giá trị đầu của góc điều khiển α

Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc

Đối với các chỉnh lưu có điều khiển thường yêu cầu góc điều khiển α thay đổi trong toàn bộ dải 0÷180º Tuy vậy do các chế độ làm việc hạn chế sự thay đổi góc điều khiển, sơ

đồ phải có khả năng áp đặt phạm vi điều chỉnh của góc α trong phạm vi cho phép,

αmin÷αmax , không phụ thuộc sự thay đổi của điện áp lưới Điều này minh hoạ trên Hình 2.2

min

Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển α

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 25

Khâu tạo xung và khuyếch đại xung sẽ tạo ra xung có đủ biên độ, độ rộng để đưa đến các tiristo trong mạch lực Xung truyền đến cực điều khiển của tiristo qua các mạch cách ly dùng biến áp xung hoặc các phần tử photocoupler

2.1.1 Kh ố i đồ ng pha và t ạ o đ i ệ n áp t ự a

Khối đồng pha có chức năng đảm bảo quan hệ về góc pha cố định với điện áp của mạch lực nhằm xác định điểm gốc để tính góc điều khiển α và hình thành điện áp có dạng phù hợp làm xung nhịp cho hoạt động của khâu tạo điện áp tựa phía sau nó

Thực tế khâu này có quan hệ ảnh hưởng qua lại chặt chẽ với khâu tạo điện áp tựa, nên trong một số trường hợp đơn giản, hai chức năng trên được gộm trong một mạch duy nhất,

mà thông thường mạch đồng pha là luôn chức năng đồng bộ

Để thực hiện chức năng đồng bộ thông thường người ta sử dụng máy biến áp (tùy thuộc vào loại chỉnh lưu một pha hay ba pha sẽ có khâu đồng bộ là máy biến áp một pha hay ba pha) hoặc các phần tử cách ly quang

Một điều cần chú ý là khi sử dụng MBA đồng bộ cho chỉnh lưu 3 pha là: cách đấu các cuộn dây sơ cấp ảnh hưởng rõ rệt tới pham vị điều chỉnh góc αmin÷αmax, vì van không mở ngay được khi điện áp lưới bắt đầu dương mà chậm hơn thời điểm này 300 (thời điểm chuyển mạch tự nhiên) Với cách đấu máy biến áp ∆/Y ta sẽ có phạm vi điều chỉnh α=00÷1800, và điện áp đồng bộ udpA lấy theo tỷ lệ điện áp dây uAC, do đó điểm qua 0 của

điện áp này vào đúng giao điểm cắt nhau của hai điện áp pha A và C, mà điểm này tương đương với góc α=00

của van lực pha A (nghĩa là sử dụng điện áp dây uAC là điện áp đồng

pha cho V1, trong sơ đồ chỉnh lưu hình tia hoặc hình cầu ba pha)

Khi MBA đấu Y/Y, điện áp đồng pha sẽ là điện áp pha A của lưới, do đó điểm qua 0 của điện áp này sớm pha hơn 300 so với điểm tương ứng góc α=00 Như vậy phạm vi điều chỉnh góc mở α=00÷1500

Hình 2.3 Biến áp đồng pha cho chỉnh lưu ba pha (a) Đấu ∆/Y, (a) Đấu Y/Y

Điện áp điều khiển được biến đổi thành góc điều khiển α tại khâu so sánh nhờ so sánh

với điện áp tựa Có hai dạng điện áp tựa là dạng hình cosin và dạng răng cưa (sườn xuống

hoặc sườn lên)

a Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống

Điện áp tựa răng cưa u t r( ) sẽ mô tả theo (2.1), góc mở α được xác định là giao điểm

giữa điện áp u dk( )t =u t r( )

,

,1

θ π

b Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên (2.2)

,

c m r

θπ

Hình 2.5 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên

Nhận xét: Trong mạch điều khiển chỉnh lưu dùng dạng răng cưa đi lên sẽ cho quan hệ

giữa điện áp răng cưa và góc điều khiển α tỉ lệ thuận (nghĩa là điện áp điều khiển lớn thì góc mở α lớn) Mặt khác ta cũng biết rằng quan hệ giữa góc điều khiển α và điện áp đầu

ra chỉnh lưu nhận được lại tuân theo qui luật tỉ lệ nghịch U d =U docos( ) α (nghĩa là α tăng thì U dgiảm) Như vậy tương ứng với việc tăng điện áp điều khiển sẽ dẫn đến giảm điện áp chỉnh lưu, điều này nhiều khi không thuận lợi cho hệ thống điều khiển vòng kín Để quan

hệ này thuận, ta có thể sử dụng dạng răng cưa sườn xuống

c Với điện áp tựa hình côsin như trên Hình 2.6, góc α được xác định bằng:

,

arccos dk

c m

U U

α =  

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 27

Hình 2.6 Điện áp tựa dạng cosin

Trong sơ đồ chỉnh lưu điện áp phụ thuộc góc điều khiển theo quy luật

côsin thường được tạo ra trực tiếp từ máy biến áp đồng pha nên dễ bị ảnh hưởng của nhiễu

và sự thay đổi của điện áp lưới Trong thực tế người ta dùng chủ yếu là dạng điện áp tựa răng cưa

Chú ý: Trong nhiều mạch điều khiển chỉnh lưu, điện áp tựa được tạo ra trong cả hai nửa chu kỳ bằng một mạch duy nhất Lúc này khâu so sánh sẽ xác định góc điều khiển cho cả hai van thuộc cùng một pha của mạch lực (một van nằm ở chu kỳ dương, một van nằm ở chu kỳ âm của điện áp xoay chiều mạch lực) Do đó, cần thiết bổ sung thêm một phần gọi

là mạch tách xung để đảm bảo van của mạch lực chỉ nhận tín hiệu điều khiển khi điện áp

anot-katot là dương (u AK > 0)

2.1.2 Khâu so sánh

Khâu này có chức năng so sánh điện áp điều khiển với điện áp tựa (dạng răng cưa hoặc dạng cosin) để định góc mở α Khâu so sánh có thể thực hiện bằng các phần tử như transitor hoặc khuếch đại thuật toán (hay được dùng hơn cả)

Có các IC chuyên dụng dùng cho việc so sánh các tín hiệu nhưng nguyên lý làm việc được giải thích nhờ khuyếch đại thuật toán Mạch so sánh sử dụng tính chất có hệ số khuyếch đại hở mạch vô cùng lớn của OP

Hình 2.7 Mạch so sánh (a) Một cổng; (b) Hai cổng

Mạch so sánh một cổng, sơ đồ Hình 2.7a, dùng để so sánh hai tín hiệu khác dấu Do

dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có:

Nếu U i( )− <U i( )+ =0V , tương tự như vậy đầu ra bão hoà ở mức -1,5 V+U n

Mạch so sánh hai cổng, sơ đồ Hình 2.7b, dùng để so sánh hai tín hiệu cùng dấu Do

dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có:

Nếu U 1 > U 2 thì U o = +1,5 V - U n

Nếu U 1 < U 2 thì U o = -1,5 V + U n Một IC điển hình thực hiện chức năng so sánh là LM339, trong đó có chứa 4 phần tử khuếch đại thuật toán

Hình 2.8 Chỉnh lưu cầu ba pha sử dụng tiristor

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 29

Hình 2.9 Biểu đồ phát xung kép cho chỉnh lưu cầu ba pha

Để thực hiện được các mẫu xung theo Hình 2.9, trước tiên ta tạo được các xung chính

(thực chất là các xung đơn), sau đó tiến hành ghép xung đơn thành các xung kép sử dụng các phép toán logic như sau:

Hình 2.11Biểu đồ phát xung chùm cho chỉnh lưu cầu ba pha

≥

So sánh

Tạo xung chùm

Hình 2.12Khâu tạo xung chùm có độ rộng bằng π-α

Cần chú ý mạch tạo xung chùm sẽ không có độ rộng xung cố định trong toàn dải α , vì chỉ cần đảm bảo nguyên tắc ngắt xung khi điện áp trên van lực đổi sang âm, có nghĩa là: + Nếu ( π α− )>θxcthì độ rộng xung chù bằng θxc

+ Nếu ( π α− )<θxcthì độ rộng xung chù bằng ( π α− )

Một số sơ đồ cụ thể về hệ thống điều khiển chỉnh lưu tia ba pha và cấu ba pha được giới thiệu trong trang 163 (tia ba pha), 165 (xung kép cho cầu ba pha) và 170 (xung chùm cầu

ba pha) của tài liệu [2]

2.1.4 Khâu khu ế ch đạ i xung

(Xem mục 1.2.4)

2.1.5 Ví d ụ v ề m ạ ch driver cho h ệ th ố ng đ i ề u khi ể n nhi ề u kênh

Sơ đồ một mạch điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha cho trên Hình 2.13 Hệ thống gồm ba

kênh, mỗi kênh chịu trách nhiệm điều khiển hai tiristo trên một pha của sơ đồ cầu Dạng

xung điện áp tại các điểm trên sơ đồ cho trên Hình 2.14

Điện áp đồng pha lấy từ thứ cấp máy biến áp đồng pha, qua mạch lọc RC đưa đến đầu vào của OP U1A U1A làm việc như một khâu so sánh nên đầu ra sẽ cho ra điện áp dạng xung chữ nhật đối xứng.Điện áp dạng xung chữ nhật đưa đến mạch vi phân gồm C2, R5, tạo nên dạng xung nhọn với biên độ bằng hai lần xung chữ nhật Xung vi phân đưa đến khâu tạo xung U1B Đầu vào (-) của U1B đặt dưới điện áp âm do phân áp R6, R7 và –Untạo nên Khi điện áp tại điểm C bằng 0V, các điôt D1, D2 sẽ thông làm đầu vào (-) của U1B âm hơn đầu vào (+), do đó đầu ra U1B sẽ bão hoà ở mức +Un Khi xung nhọn ở điểm

C có giá trị dương, D2 khoá, D1 thông làm đầu vào (-) dương hơn đầu vào (+), đầu ra U1B lật xuống mức bão hoà –Un Khi điểm C có xung nhọn âm, D1 bị khoá, D2 thông dẫn đến đầu vào (+) sẽ bị âm hơn so với đầu vào (-), kết quả là đầu ra cũng bị lật xuống mức bão hoà –Un Như vậy đầu ra của U1B tại điểm D có dạng xung chữ nhật với phần âm rất hẹp Đây là điện áp đồng bộ cho khâu tạo xung răng cưa xây dựng từ U1C Mạch tạo răng cưa làm việc theo nguyên lý đã mô tả ở phần 7.2.8 Khâu so sánh trên U1D so sánh điện áp điều khiển Uđk với điện áp răng cưa, xác định góc điều khiển α

Tín hiệu điều khiển từ đầu ra của U1D, được cắt bỏ phần âm nhờ điện trở hạn chế và điôt D5, tín hiệu tại điểm F đưa đến mạch chia xung dùng JK trigơ D2A tạo nên xung có

độ rộng 180º cho mỗi nửa chu kỳ Đầu ra Q và Q của trigơ kết hợp với tín hiệu tại F qua mạch lôgic AND tạo nên xung điều khiển có độ rộng π α− , qua mạch AND thứ hai tín hiệu này trộn với xung trùm từ mạch NAND Smith D3A trở thành tín hiệu đã được băm ra

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 31

tần số cao Khâu khuếch đại xung cuối cùng dùng tranzito và biến áp xung đưa tín hiệu đến

cực điều khiển G và catôt K của tiristo

DZ

J

Q Q

+24V

G4K4

D2D D2C

C2 R4R5

C3 R13

D4 R16

C4

R17 R18

R19

R20 R21

R22

-U n

+U n A

B C

G3K3

G6K6

G5K5

G2K2

Hình 2.13 Hệ thống điều khiển Tiristor nhiều kênh

Sơ đồ trên đây là một mạch điều khiển chất lượng cao Bằng cách bố trí biến áp đồng pha hợp lý, có thể dùng để điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha, bộ biến đổi xung áp ba pha Mạch chỉnh lưu cầu một pha sẽ chỉ cần một kênh của sơ đồ là đủ nếu mạch khuyếch đại xung cuối cùng bổ sung thêm hai cuộn thứ cấp cho biến áp xung

Hình 2.14 Dạng tín hiệu tại các điểm trên sơ đồ hệ thống điều khiển

2.1.6 S ử d ụ ng IC chuyên d ụ ng làm driver cho ch ỉ nh l ư u ph ụ thu ộ c

Hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc (chỉnh lưu, biến đổi xung áp xoay chiều) có thể được xây dựng rất thuận tiện nếu sử dụng vi mạch chuyên dụng TCA785 của

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 33

Simens Sơ đồ cấu trúc của TCA785 và ký hiệu chân ra được cho trên hình 7.25 Có thể thấy rằng TCA785 tích hợp các khâu đồng bộ, tạo điện áp tựa dạng răng cưa, khâu so sánh

và cả việc tạo ra dạng xung điều khiển với độ rộng thích hợp, sẵn sàng đưa ra để điều khiển các thyristor trong mạch lực

Nguyên lý hoạt động của TCA785 được thể hiện qua đồ thị dạng xung trên các chân như được minh họa trên hình 7.26

Điện áp đồng bộ được đưa tới chân số 5 qua một điện trở có giá trị lớn đưa đến khâu xác định điểm điện áp nguồn qua không (Zero Detector), đầu ra của nó đưa tín hiệu đến thanh ghi đồng bộ (Synchron Register) để xác định các nửa chu kỳ của điện áp lưới Thanh ghi đồng bộ cũng điều khiển mạch nạp tụ C10 bằng dòng không đổi, xác định bởi điện trở R9, tạo ra răng cưa ở mỗi nửa chu kỳ của điện áp đồng bộ Điện áp điều khiển đưa vào ở chân 11, V11, so sánh với răng cưa tại khâu so sánh (Control Comparator), thời điểm hai giá trị này bằng nhau xác định góc điều khiển α được đưa đến khâu Logic để sử lý tạo

độ rộng xung Góc α thay đổi được từ 0° đến 180° tùy thuộc giá trị của V11 so với biên độ của răng cưa, về giá trị bằng VS-2V

Hình 2.15 Sơ đồ cấu trúc của TCA785

10 C 10 tụ điện mạch tạo răng cưa,

11 V 11 điện áp điều khiển,

12 C 12 tụ tạo độ rộng xung,

13 Tín hiệu tạo điều khiển bằng xung rộng,

14 Q1 đầu ra 1,

15 Q2 đầu ra 2,

16 V S nguồn cung cấp

α 180

V SYNC

V10 V11 0V

V 15 Q2

V 14 Q1

V 15 Q2 (nếu chân 12 nối xuống GND

V 14 Q1 (nếu chân 12 nối xuống GND

Hình 2.16 thị dạng xung của TCA785

Với mỗi nửa chu kỳ, tại góc điều khiển α, xuất hiện hai xung có độ rộng khoảng 30µS tại hai đầu ra Q1 và Q2 Độ rộng này có thể làm rộng ra tới 180° bằng tụ C12 Nếu chân 12 nối đất xung điều khiển sẽ kéo dài từ α đến 180° Tín hiệu U ở chân 3 có độ rộng α + 180°

có thể được dùng vào các mục đích khác Tương tự như vậy là tín hiệu Z ở chân 7 có giá trị bằng NOR giữa Q1 và Q2 Dùng chân 13 có thể nhận được tín hiều điều khiển kiểu xung rộng (180°-α) Tín hiệu cấm ở chân 6 sẽ xóa bỏ tín hiệu ra Q1, Q2 và Q1 , Q2

2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor 35

*

di

( )

PI

di

α

*

di

E

di

( )

DCX

di

Hình 2.17 Hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu Tiristor (a) Sơ đồ khối, (b) mạch điện

tương đương

2.2.1 Mô hình hóa kh ố i đ i ề u ch ế độ r ộ ng xung

Theo [11], điện áp trung bình của đầu ra chỉnh lưu Tiristor loại p xung:

U giá trị định của điện áp dây đặt vào mạch chỉnh lưu

Từ (2.1), mối quan hệ giữa góc mở αcủa Tiristor với điện áp điều khiển theo (2.6), khi điện áp tựa có dạng sườn răng cưa đi xuống

,

1 dk

c m

u U

Hệ số K thay đổi phụ thuộc vào điện áp điều khiển r u và được xác định cho từng điểm dk

làm việc cụ thể Mặc dù vậy, với mục đích thiết kế bộ điều chỉnh (hệ thống chỉnh lưu phải

hoạt động ổn định trong toàn dải điều chỉnh), ta sẽ sử dụng giá trị lớn nhất của K được r

định nghĩa là K r m, được xác định như sau:

,sin

T s

Trong đó: T là chu kỳ điện áp lưới

Từ mạch điện tương ta có mối quan hệ giữa dòng điện và điện áp đầu ra chỉnh lưu:

1

d i

L T R

K sT

12

r m K T s p

  R d(11+sT d)

d i E

d u

Hình 2.18 Mạch vòng điều khiển dòng điện của hệ chỉnh lưu Tiristor

Hàm truyền kín của mạch vòng dòng điện khi có sự tham gia bộ điều chỉnh PI được viết

lại như sau (coi thành phần sức điện động E là nhiễu và sẽ được triệt tiêu nhờ vào thành

phần tích phân của bộ điều chỉnh dòng điên):

2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor 37

Từ (2.13), (2.14) hệ số bộ điều chỉnh PI được xác định theo (2.15):

T

ω ζω

d

K T T

( ) *( ) ( )

11

d k

p

sT sT

+

dk u

,12

r m K T s p

d u

Hình 2.19 Đánh giá tác động nguồn sức điện động E lên mạch vòng dòng điện

Từ ta tìm được hàm truyền đạt giữa nguồn sức điện động và dòng điện đầu ra theo (2.19)

( ) ( ) ( )

* 0

12

2

d

d d

U_dk Th1&Th2

iB1

v -

Id

2 Th3&T h4

-3 -2 -1 0 1 2 3 4

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

f Dạng sóng điều khiển Tiristor3&4

Hình 2.20 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha

T1 T2 T3 T4 T5 T6 a b c

T IRIST OR 3PHA -1

Gain1 -1 Gain

U_ac U_bc U_ba U_dk

Th1 Th2 Th3 Th4 Th5 Th6 DRIVER

a Sơ đồ mô phỏng

3 2 1

i +-

iB12

i +-

iB1

v -

i +-

Id

6 T6

5 T5

4 T4

3 T3

2 T2

1 T1

-4 -2 0 2 4 6

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

f Dạng sóng điều khiển Tiristor4

Hình 2.21 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha