BỘ ĐIỀU KHIỂN DỰ BÁO CHO NGHỊCH LƯU NGUỒN qZ NỐI LƯỚI

ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CƠNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL 18, NO 7, 2020 BỘ ĐIỀU KHIỂN DỰ BÁO CHO NGHỊCH LƯU NGUỒN qZ NỐI LƯỚI MODEL PREDICTIVE CONTROL OF A GRID CONNECTED QUASI-Z-SOURCE INVERTER Phan Thị Thanh Vân1, Nguyễn Kim Ánh2, Ngô Văn Quang Bình3 Trường Đại học Đơng Á; thanhvan91188@gmail.com Trường Đại học Bách khoa – Đại học Đà Nẵng; nkanh@dut.udn.vn Trường Đại học Sư phạm Huế; nvqbinh@hueuni.edu.vn Tóm tắt - So với nghịch lưu áp, nghịch lưu nguồn qZ (qZSI) xem giải pháp hữu ích cho hệ thống pin mặt trời nhờ khả nâng cao điện áp chiều đầu vào khắc phục nhược điểm ngắn mạch xảy khóa bán dẫn Bài báo trình bày cấu trúc điều khiển dự báo cho lưới điện nối hệ thống pin mặt trời sử dụng qZSI để đáp ứng động học nhanh mà không cần cấu trúc điều khiển nối tầng, khối điều chế Một mơ hình tốn học qZSI sử dụng để dự báo đáp ứng dòng điện tải, cuộn cảm điện áp tụ điện Một hàm mục tiêu định nghĩa bao gồm sai lệch giá trị tham chiếu giá trị dự báo Q trình tối ưu hóa hàm mục tiêu tiến hành để xác định trạng thái chuyển mạch tốt nhất, đưa điều khiển đóng cắt khóa bán dẫn qZSI Các phân tích khảo sát Matlab/ Simulink với điều kiện hoạt động khác hệ thống để xác nhận tính hiệu quả, khả thi phương pháp đề xuất Abstract - The quasi-Z-source inverter (qZSI) is recognized as an attractive solution for the photovoltaic system compared with the conventional voltage source inverter due to its benefits such as the capability to boot the DC voltage input and overcome the drawback of the short-circuit effect in switching devices This paper presents a model predictive control strategy for a grid-connected photovoltaic system using qZSI that achieves fast dynamic response without cascaded control loop structure and modulation block A mathematical model of the qZSI is used to predict the behavior of the load current, inductor current, and capacitor voltage A cost function is defined that includes the error between the reference and predicted values The minimization of the cost function is carried out to obtain the best switching state which is implemented to the inverter Simulation analysis are performed in Matlab/Simulink with different operating conditions of the system to validate the effectiveness and feasibility of the proposed method Từ khóa - Pin mặt trời; nối lưới; nghịch lưu nguồn qZ (qZSI); điều khiển dự báo hữu hạn (FCS-MPC); hệ thống lượng tái tạo Key words - Photovoltaic (PV); Grid connected; Quasi-Z-source inverter (qZSI); Finite control set-model predictive control (FCSMPC); Renewable energy systems Giới thiệu Ngày nay, với tình hình dân số khoa học kỹ thuật phát triển không ngừng, nhu cầu điện ngày tăng trở thành yếu tố thiếu sống Để đáp ứng nhu cầu dùng điện, việc khai thác sử dụng hiệu nguồn lượng truyền thống thủy điện nhiệt điện việc khai thác đưa vào sử dụng dạng lượng tái tạo (như lượng mặt trời, gió,…) ngày nhận quan tâm lớn tồn giới lợi ích nguồn lượng sẵn có, vơ tận nguồn lượng không gây hại cho môi trường [1] Trong đó, biến đổi cơng suất từ dạng điện áp chiều (DC) sang xoay chiều (AC) đóng vai trị quan trọng hệ thống lượng tái tạo, hệ thống lượng mặt trời (PV) [2] Trong năm gần đây, nghịch lưu nguồn Z (ZSI) xem giải pháp hữu ích nhờ lợi ích có khả nâng cao điện áp chiều đầu vào khắc phục nhược điểm tượng ngắn mạch xảy khóa bán dẫn [2-4] Bằng cách cải tiến cấu trúc ZSI, nghịch lưu qZSI dự kiến phù hợp cho ứng dụng hệ thống PV khả đạt dòng điện đầu vào liên tục giảm điện đặt tụ điện [4-5] Hầu hết, phương pháp điều khiển sử dụng điều khiển tuyến tính thơng thường kỹ thuật điều chế để tạo tín hiệu chuyển mạch cho nghịch lưu Thông thường, cấu trúc điều khiển qZSI bao gồm hai sơ đồ điều khiển cho phía AC DC Trong đó, điện áp phía chiều điều khiển trực tiếp điện áp DCbus [4] gián tiếp điện áp tụ điện [6] Về phía xoay chiều, cấu trúc mạch vòng dòng điện bên mạch vòng điện áp phía ngồi áp dụng để điều khiển điện áp hay dịng điện đầu [7] Tuy nhiên, có đáp ứng động học chậm hiệu phụ thuộc vào chất lượng điều khiển dòng điện bên Theo phương pháp này, mơ hình khơng gian trạng thái trung bình tín hiệu nhỏ sử dụng để thiết kế điều chỉnh tỷ lệ tích phân (PI) Điều dẫn đến cần phải điều chỉnh hệ số điều khiển toàn điều kiện hoạt động hệ thống Một nhược điểm khác phương pháp tồn đặc điểm pha khơng cực tiểu phía cấu trúc chiều, dẫn đến tượng khơng ổn định cho tồn hệ thống Gần đây, điều khiển dự báo (MPC) coi phương pháp điều khiển thay hữu dụng cho ứng dụng điện tử công suất [8] Đặc biệt, phương pháp điều khiển theo mô hình dự báo với số phần tử hữu hạn (FCSMPC) kỹ thuật áp dụng rộng rãi cho qZSI nhờ vào thiết kế đơn giản (khơng có cấu trúc điều khiển nối tầng khối điều chế) dễ dàng thực thi Lợi ích FCS-MPC phi tuyến tính hệ thống nhiều đầu vào nhiều đầu (MIMO), ràng buộc bù thời gian trễ tích hợp trực tiếp vào điều khiển [8-11] Trong báo này, mơ hình tốn học qZSI sử dụng để dự báo đáp ứng dòng điện tải, cuộn cảm điện áp tụ điện hai trường hợp ngắn mạch (Shoot-through) không ngắn mạch (non-Shoot-through) nghịch lưu Sau đó, mục tiêu điều khiển hệ thống bao gồm bám dòng điện tải đầu ra, dòng điện cuộn cảm điện áp tụ điện đạt thông qua hàm mục tiêu xác định Cuối cùng, q trình tối ưu hóa hàm mục tiêu tiến hành để xác định trạng thái chuyển mạch tốt nhất, đưa điều khiển đóng cắt khóa bán dẫn nghịch lưu Ngồi ra, với việc sử dụng hàm tối ưu phụ bên vịng lặp giúp giảm Phan Thị Thanh Vân, Nguyễn Kim Ánh, Ngơ Văn Quang Bình phức tạp việc chọn trọng số bám theo dòng điện tham chiếu cuộn cảm khối lượng tính tốn 1 S on S off Sb =  0 S off S on Mơ hình nghịch lưu nguồn qZ Hình 1, trình bày cấu trúc đơn giản nghịch lưu qZSI Cấu trúc nghịch lưu qZSI bao gồm tổ hợp 15 trạng thái đóng cắt khóa bán dẫn: sáu trạng thái vectơ tích cực (active vector), hai trạng thái vectơ không bảy trạng thái vectơ ngắn mạch [2, 4] Để giảm mức độ phức tạp tính tốn, trạng thái trùng lặp tạo vectơ điện áp đầu giống khảo sát cho cấu trúc qZSI: bảy trạng thái không ngắn mạch trạng thái ngắn mạch Tổ hợp tất trạng thái khóa bán dẫn qZSI tổng hợp Bảng 1 S on S off Sc =  0 S off S on c N Hình Cấu trúc nghịch lưu qZSI Bảng Bảng trạng thái chuyển mạch tạo qZSI Trạng thái hoạt động Điện áp ngõ nghịch lưu Trạng thái “không ngắn mạch” Trạng thái “ngắn mạch” S1 S3 S5 S4 S6 S2 v0 = 0 0 1 v1 = Vdc 0 1 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 1 v2 = (1 + j )Vdc v3 = (−1 + j )Vdc v4 = − Vdc v5 = (−1 − j )Vdc v6 = (1 − j )Vdc v7 = vout = L diout + R.iout + e dt (3) Trong đó, R, L điện trở điện cảm đường dây nối với lưới vout = vaN vbN vcN T , iout = ia ib ic T e =  ea T ec  điện áp pha đầu ra, dòng điện tải eb điện áp lưới điện pha tương ứng Mơ hình tốn học tải biểu diễn hệ trục tọa độ cố định (αβ) cách áp dụng phép biến đổi tọa độ Clark cho phương trình (3):  diout _  = (vout _  − Riout _  − e )  dt L   diout _  = (v out _  − Riout _  − e )  dt L a b Mơ hình tốn học tải nối lưới điện biểu diễn sau: (4) Trong đó, điện áp đầu hệ tọa độ (αβ) xác định giá trị đỉnh điện áp Vdc trạng thái chuyển mạch Sx nghịch lưu  vout _  = Vdc ( 2Sa − Sb − Sc )  v Vdc ( Sb − Sc ) =  out _  (5) Để giảm số lượng biến trạng thái, với giả thiết mạch LC đối xứng ( iL = iL , uC = uC ), mơ hình liên tục theo thời gian 2 điện áp tụ điện dòng điện cuộn cảm phụ thuộc vào trạng thái hoạt động mạch xác định sau: (a) Trạng thái “ngắn mạch” Điện áp đầu nghịch lưu qZSI biểu diễn sau: vout = ( vaN + avbN + a2vcN ) (1) Trong đó: iinv 2 Trong đó, a = e , vaN , vbN , vcN điện áp đầu nghịch lưu pha tương ứng điểm âm nguồn (N) điện áp chiều Vdc Điện áp pha đầu xác định dựa theo độ lớn điện áp chiều sau mạch LC (Vdc) trạng thái khóa bán dẫn Sx: (2) vaN = SaVdc , vbN = SbVdc , vcN = ScVdc j 1 S1 on S off Sa =  0 S1 off S on (b) Trạng thái “khơng ngắn mạch” Hình Mạch tương đương qZSI a Trạng thái khơng ngắn mạch (Hình 2(b)) dvC1  = iL1 − iinv C1   dt   L diL1 = V − v − R i in C1 L1 L1   dt (6) Trong đó, Vin điện áp chiều đầu vào C1, L1, RL1 ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL 18, NO 7, 2020 điện dung, điện cảm điện trở tương ứng mạch LC Dòng điện đầu vào mạch nghịch lưu iinv xác định dòng điện tải trạng thái chuyển mạch nghịch lưu sau: (7) iinv = Saia + Sbib + Scic b Trạng thái ngắn mạch (Hình 2(a))  diL1 = vC1 − RL1iL1  L1 dt   C dvC1 = −i L1  dt (8) Điều khiển dự báo cho nghịch lưu qZSI Mục đích cấu trúc điều khiển đề xuất bám * * theo dịng điện tải tham chiếu iout Ngồi ra, dòng _  , iout _  điện cuộn cảm iL điện áp tụ điện vC điều 1 tính tốn giá trị tham chiếu Cấu trúc điều khiển phương pháp FCS-MPC biểu diễn Hình Các biến trạng thái cần điều khiển hệ thống x(k) đo đạc thời điểm k Sau đó, giá trị biến tương lai chu kỳ xp(k+1) dự báo dựa mơ hình rời rạc hệ thống cho tất trạng thái nghịch lưu nguồn qZ Cuối cùng, tất giá trị dự đoán xp(k+1) so sánh với giá trị đặt xref(k+1) thời điểm k +1 thông qua hàm mục tiêu Trong đó, hàm mục tiêu có giá trị nhỏ tương ứng với trạng thái chuyển mạch (S) tối ưu chọn để đóng cắt van biến đổi Để giải toán tối ưu báo này, chúng tơi sử dụng vịng lặp for để tìm giá trị nhỏ hàm mục tiêu số trạng thái chuyển mạch nghịch lưu hữu hạn (7 trạng thái) Để đảm bảo mục tiêu trên, hàm mục tiêu phương pháp điều khiển FCS-MPC thông thường cho nghịch lưu qZSI xây dựng dựa thành phần điều khiển sau [2, 10-11]: g = (i * out _  ( −i p out _  + L i − i * L1 p L1 ) tương lai có giá trị thời gian Vì vậy, dịng điện cuộn cảm xem yếu tố định việc chọn trạng thái “ngắn mạch” hay không ngắn mạch nghịch lưu qZSI Với mục đích giảm khối lượng tính tốn, báo đề xuất sử dụng hàm sử dụng hàm tối ưu phụ bên ngồi vịng lặp cho dịng điện cuộn cảm Ngoài ra, với cách tiếp cận giúp loại bỏ việc chọn lựa thông số trọng số điều khiển L , giảm phức tạp việc xác định lúc hai trọng số điều khiển C , L Trong trường hợp này, cách sử dụng hai bước dự báo cho phép cải thiện chất lượng đầu bù thời gian tính tốn, ta có hàm mục tiêu phương pháp điều khiển đề xuất sau: p * g ( S k +1 ) = ( iout _  ( k + 2) − iout _  ( k + 2) ) * p + ( iout _  ( k + 2) − iout _  ( k + 2) ) ( + C vC*1 (k + 2) − vCp (k + 2) 1 khiển theo giá trị tham chiếu i* , v* xác định từ khối L C ) + (i * out _  −i p out _  ) ( + C v − v * C1 p C1 ) (9) Trong đó, C , L trọng số điều khiển dòng điện cuộn cảm điện áp tụ điện S(k) xp(k+1) Hình Cấu trúc điều khiển FCS-MPC [2] Dựa vào phương trình (6) (8) ta nhận thấy, giá trị dự báo dòng điện cuộn cảm có hai giá trị tất tám trạng thái chuyển mạch, không giống giá trị dự báo cho điện áp tụ dòng điện tải khác với tất trạng thái Mặc dù, có bảy trạng thái trường hợp “không ngắn mạch” dịng điện dẫn Trong đó, * , iout _  ( k + 2) ) (10) 2 * , * iout _  ( k + 2) vc1 ( k + 2) p , p , p giá trị tham chiếu dự iout _  ( k + 2) iout _  ( k + 2) vc1 ( k + 2) báo dòng điện tải điện áp tụ điện tương ứng thời điểm k+2 Dựa vào phương trình (4), ta có mơ hình gián đoạn tải cách sử dụng phương pháp xấp xỉ bậc Euler thời gian lấy mẫu Ts: Ts  p  RTs  iout _  (k + 1) = 1 − L  iout _  (k ) + L ( vout _  (k ) − e (k ) )     i p (k + 1) = 1 − RTs  i (k ) + Ts ( v out _  ( k ) − e ( k ) )    out _  L  out _  L  (11) Tiếp cận phương trình (6) cách tương tự, điện áp tụ điện dòng điện cuộn cảm trạng thái khơng ngắn mạch biểu diễn dạng gián đoạn sau: T  vCp1 (k + 1) = vC1 (k ) + s iL1 (k ) − iinv (k )  C   i p (k + 1) = 1 − RL1Ts  i (k ) + Ts V (k ) − v (k )  L in C1  L1 _ ns L1  L1   ( ) ( (12) ) Trong đó, dịng điện đầu vào nghịch lưu iinv(k) xác định từ phương trình (7) dựa trạng thái khóa bán dẫn dịng điện tải Tương tự, mơ hình gián đoạn điện áp tụ điện dòng điện cuộn cảm trạng thái ngắn mạch đạt cho bước dự báo từ phương trình (8): T  vCp1 (k + 1) = vC1 (k ) + s iL1 (k )  C     R T i p (k + 1) = − L1 s i (k ) + Ts v (k )  L C  L1 _ s L1  L1   (13) Mơ hình gián đoạn hệ thống cho hai bước dự báo thời điểm k+2 xác định cách áp dụng dịch tới biến bước cho phương trình (11), (12) (13) Giá trị tham chiếu dòng điện tải thời điểm k+2 xác định thông qua phép ngoại suy bậc hai Lagrange [8]: * * * *  iout _  (k + 2) = 6iout _  (k ) − 8iout _  (k − 1) + 3iout _  (k − 2) (14) * * * *  iout _  (k + 2) = 6iout _  (k ) − 8iout _  (k − 1) + 3iout _  (k − 2) Phan Thị Thanh Vân, Nguyễn Kim Ánh, Ngơ Văn Quang Bình Bảng Thông số mô hệ thống [12] Thông số Giá trị Điện áp DC ngõ vào Vin = 100 V Cuộn cảm qZSI RL1 = 0,5 Ω; L1 = L2 = 10 mH Tụ điện qZSI C1 = C2 = 1000 µF Chu kỳ lấy mẫu Ts = 100 µs Điện áp dây lưới điện 220 V Điện trở điện cảm đường dây R = 0,5 Ω; L = 10 mH Trọng số điều khiển điện áp tụ điện C = 10 Công suất đầu tham chiếu lưới điện thay đổi từ 1kW đến 2kW thời điểm t = 0,2 giây, tương ứng với giá trị đỉnh dòng điện tải đầu thay đổi từ 3,7A đến 7,4A Trong khi, giá trị tham chiếu dòng điện cuộn cảm i * thay đổi từ 5A đến 10A Giá trị tham chiếu L1 điện áp tụ điện v* chọn gấp đơi giá trị điện C Hình Lưu đồ thuật toán phương pháp điều khiển đề xuất áp đầu để không ảnh hưởng đến dạng sóng điện áp đầu tránh tác động phía AC DC nghịch lưu qZSI Trong báo này, giá trị tham chiếu đặt 350V Hình 5(a) biểu diễn đáp ứng động học dịng điện ba pha tải Kết mơ Hình 5(b) chứng tỏ phương pháp đạt độ xác cao việc bám theo tín hiệu dịng điện tham chiếu nhanh chóng đạt đến giá trị xác lập sau khoảng 4,5 miligiây với độ vọt lố nhỏ Cuối cùng, thuật toán điều khiển phương pháp đề xuất báo mơ tả Hình Khác với phương pháp FCS-MPC thơng thường, hàm mục tiêu phụ cho dịng điện cuộn cảm trường hợp không ngắn mạch ( g L _ ns ) trường hợp ngắn mạch ( g L _ s ) sử dụng hàm tối ưu phụ cho việc chọn lựa trạng thái ngắn mạch nghịch lưu Nếu hàm mục tiêu phụ trường hợp ngắn mạch tối thiểu ( g L _ s  g L _ ns ), trạng thái khóa bán dẫn tối ưu trạng thái ngắn mạch, áp đặt trực tiếp cho khóa bán dẫn nghịch lưu mà không cần kiểm tra bảy trạng thái khác Ngược lại, hàm mục tiêu bên vịng lặp tổ hợp dòng điện tải điện áp tụ điện chúng có giá trị khác với trạng thái chuyển mạch Sau đó, trình tối ưu hóa chọn lựa trạng thái khơng ngắn mạch tốt tiến hành giống phương pháp FCS-MPC thơng thường Trong trường hợp này, trạng thái đóng cắt tối ưu chọn trạng thái mà hàm mục tiêu g ( Sk +1 ) có (a) Dòng điện tải ba pha giá trị bé g L _ s = ( iL* (k + 2) − iLp_ s (k + 2) ) g L _ ns = ( iL* (k + 2) − iLp_ ns (k + 2) ) (15) (16) Kết mơ Để xác minh tính khả thi cấu trúc điều khiển FCSMPC đề xuất, mô thực cách sử dụng phần mềm Matlab/Simulink điều kiện hoạt động khác hệ thống Tham số mô hệ thống mô tả Bảng [12] (b) Dòng điện tải pha a Hình Đáp ứng động học dịng điện tải ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CƠNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL 18, NO 7, 2020 rõ Hình 8(b) Dịng điện cuộn cảm trì giá trị tham chiếu Hình 7(b) Kết mơ cho dạng sóng bậc điện áp dây đầu minh họa Hình 9, với giá trị đỉnh 500V tương ứng với điện áp sau mạch LC Vdc Hình Phân tích Fourier dịng điện tải với cơng suất đầu P = kW (a) Điện áp sau mạch boot LC vdc (a) Dịng điện cuộn cảm (b) Phóng to điện áp vdc Hình Điện áp sau mạch LC (b) Điện áp tụ điện điện áp đầu vào Hình Đặc tính dịng điện cuộn cảm, điện áp tụ điện điện áp đầu vào Ngồi ra, cách sử dụng cơng cụ phân tích Fourier nhanh (Powergui Fast Fourier Transform) Simulink, phổ dịng điện tải pha a ứng với cơng suất đầu P = 1kW trình bày Hình Theo hình vẽ trên, tổng độ méo sóng hài (Total harmonic distortion-THD) dòng điện tải phương pháp điều khiển đề xuất 1,63% đáp ứng tốt so với tiêu chuẩn IEEE 519-1992 quy định chất lượng dạng sóng dịng điện 5% Mặt khác, phương pháp điều khiển đề xuất có khả bám điện áp tụ điện Hình 7(b) Hình 8(a) biểu diễn dạng sóng điện kiểu xung điện áp sau mạch LC với giá trị đỉnh 500V để thể khả tăng điện áp đầu vào Vin từ 200V lên đến 500V Trong đó, trạng thái ngắn mạch không ngắn mạch nghịch lưu qZSI thể Hình Điện áp dây đầu mạch nghịch lưu Để xác nhận tính bền vững điều khiển với thay đổi thông số hệ thống, khảo sát với thông số điện trở điện cảm đường dây RL giảm 50% tiến hành nghiên cứu Hình 10 mô tả kết phương pháp điều khiển đề xuất với thay đổi thông số R L ứng với công suất P = kW Kết mô rõ ràng cho thấy phương pháp điều khiển đề xuất tiếp tục bám theo giá trị tham chiếu dòng điện cuộn cảm điện áp tụ điện có thay đổi giá trị thành phần đường dây Dòng điện tải đầu có dạng hình sin với tăng đáng kể THD từ 1,63% lên 3,23% đảm bảo giới hạn cho phép theo tiêu chuẩn IEEE 519-1992 Phan Thị Thanh Vân, Nguyễn Kim Ánh, Ngô Văn Quang Bình khơng cần đến điều chế Ngoài ra, việc sử dụng hàm mục tiêu phụ cho dòng điện cuộn cảm giúp giảm khối lượng tính tốn phức tạp việc chọn lựa trọng số điều khiển hàm mục tiêu Thuật toán điều khiển với hai bước dự báo cho phép bù thời gian tính tốn cải thiện chất lượng đầu Kết phân tích phần mềm Matlab/Simulink cho thấy tính khả thi cấu trúc điều khiển đề xuất (a) Dòng điện tải ba pha (b) Dòng điện cuộn cảm iL1 (c) Điện áp tụ điện vC1 Hình 10 Kết mơ với thơng số RL thay đổi Kết luận Bài báo trình bày phương pháp điều khiển FCSMPC cho nghịch lưu qZSI có kết nối lưới điện Đóng góp báo thông qua việc sử dụng phương pháp điều khiển FCS-MPC thay cho điều khiển tuyến tính PI cho phép nâng cao chất lượng điều khiển thời gian đáp ứng nhanh, THD dòng điện nhỏ TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] “Renewables global status report 2018”, Technical report, Renewable Energy Policy Network for the 21st Century (REN21), 2018 [2] Y Liu, H Abu-Rub, B Ge, F Blaabjerg, O Ellabban and P C Loh, “Impedance Source Power Electronic Converters”, Wiley-IEEE Press, 2016 [3] F.Z Peng, “Z-source inverter”, IEEE Transactions on Industry Applications, vol 39, no 2, pp 504-510, 2003 [4] Y Liu, H Abu-Rub and B Ge, “Z-Source/Quasi-Z-Source Inverters: Derived Networks, Modulations, Controls, and Emerging Applications to Photovoltaic Conversion”, IEEE Industrial Electronics Magazine, vol 8, no 4, pp 32-44, 2014 [5] H Abu-Rub, A Iqbal, S Moin Ahmed, F.Z Peng, Y Li and G Baoming, “Quasi-Z-Source Inverter-Based Photovoltaic Generation System With Maximum Power Tracking Control Using ANFIS”, IEEE Transactions on Sustainable Energy, vol 4, no 1, pp 11-20, 2013 [6] X Ding, Z Qian, S Yang, B Cui, F Peng, “A PID Control Strategy for DC-link Boost Voltage in Z-source Inverter”, Proc TwentySecond Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, pp 1145-1148, 2007 [7] Y Li, S Jiang, J G Cintron-Rivera and F.Z Peng, “Modeling and Control of Quasi-Z-Source Inverter for Distributed Generation Applications”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol 60, no 4, pp 1532-1541, 2013 [8] Jose Rodriguez and Patricio Cortes, “Predictive control of power converters and electrical drives”, Wiley-IEEE Press, 2012 [9] Sergio Vazquez, Jose Rodriguez, Marco Rivera, “Model Predictive Control for Power Converters and Drives: Advances and Trends”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol 64, no 2, 2017 [10] M Mosa, G Dousoky, H Rub, “A novel FPGA implementation of a model predictive controller for SiC-based Quasi-Z-Source inverters”, Proc IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, pp 1293-1298, 2014 [11] M Mosa, R S Balog and H Abu-Rub, “High-Performance Predictive Control of Quasi-Impedance Source Inverter”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol 32, no 4, pp 3251-3262, 2017 [12] O Ellabban, M Mosa, H Abu-Rub and J Rodríguez, “Model predictive control of a grid connected quasi-Z-source inverter”, IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT), Cape Town, 2013, pp 1591-1596 (BBT nhận bài: 31/12/2019, hoàn tất thủ tục phản biện: 08/7/2020)