Với lối vào kênh là dãy xn của một kênh băng cơ sở có đáp ứng xung biểu diễn bằng dãy hn với hn=h(nT). Khi không có nhiễu, tại lối ra là:
k n k k k n k k n k n k k n h x h x h x h x y 0 0 0 (2. 17)
Số hạng đầu biểu diễn ký hiệu dữ liệu mong muốn. Số hạng thứ hai và thứ ba xảy ra trƣớc và sau mẫu cơ bản h0. Ý tƣởng của cân bằng phản hồi quyết định là dùng quyết định dữ liệu trƣớc con trỏ để hiệu chỉnh sau con trỏ. Nếu điều kiện này thỏa mãn, bộ cân bằng phản hồi có thể cải thiện hiệu suất của bộ cân bằng đƣờng trễ.
Nếu một bộ cân bằng phản hồi quyết định gồm một phần hƣớng thuận (tiến), một phần hƣớng ngƣợc (lùi) và một bộ quyết định. Phần hƣớng thuận gồm bộ lọc trễ đƣờng, các nút của nó cách nhau một khoảng bằng nghịch đảo tốc độ truyền tín hiệu. Dãy dữ liệu cần cân bằng cấp lên phần này. Phần hƣớng ngƣợc gồm một bộ lọc trễ đƣờng khác, các nút của nó cũng cách nhau một khoảng thời gian bằng nghịch đảo tốc độ tín hiệu. Lối vào phần hƣớng ngƣợc là quyết định của ký hiệu tách trƣớc. Chức năng của phần hƣớng ngƣợc là trừ phần ISI tạo nên bởi ký hiệu đã tách trƣớc đó vào ƣớc lƣợng của mẫu tƣơng lai.
Việc thêm phần hƣớng ngƣợc làm bộ cân bằng trở thành phi tuyến. Tuy nhiên tiêu chuẩn lỗi bình phƣơng trung bình có thể dùng để tối ƣu toàn bộ cân bằng phản hồi quyết định. Thực chất thuật toán LMS có thể dùng thích nghi cả cho trọng số tiến và lùi dựa trên tín hiệu lỗi chung.
Giả sử vectơ cn là kí hiệu tổ hợp trọng số tiến và lùi:
(2) ) 1 ( ˆ ˆ n n n w w c (2.18 )
ở đó wn (1)
ký hiệu trọng số phần tiến, wn (2)
ký hiệu trọng số phần lùi. Ký hiệu vectơ vn
tổ hợp những mẫu lối vào của cả hai phần.
n n n a x v ˆ (2.19 )
trong đóxn là các mẫu lối vào, aˆn là những mẫu lối vào phần lùi. Lỗi chung đƣợc tính: en=an-cn
T
vn (2. 20)
Ở đó T kí hiệu ma trận chuyển vị và an biểu diễn cực của ký hiệu nhị phân truyền thứ n. Thuật toán LMS cho bộ cân bằng quyết định ngƣợc đƣợc mô tả bằng các phƣơng trình cập nhật: n n n n w e x wˆ 1(1) ˆ (1) 1 (2. 21a) wˆn1(2) wˆn(2)2enxn ( 2. 21b)
Cân bằng phản hồi quyết định cung cấp hoạt động hiệu quả khi có mặt ISI vừa phải, ví dụ nhƣ kênh fading vô tuyến.
Qua việc phân tích hai kỹ thuật đồng bộ và cân bằng thích nghi sử dụng trong bộ giải điều chế tín hiệu mà cụ thể ở đây là bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM, chúng ta phần nào hiểu rõ phƣơng pháp cũng nhƣ thuật toán sử dụng để thiết kế sản phẩm sau này. Đây là hai kỹ thuật quan trọng nhất để thiết kế bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM, nhằm đảm bảo giải mã chính xác tín hiệu truyền, nâng cao tính tin cậy của hệ thống [3].
Hƣớng phần thuận wˆn(1) Bộ quyết định Hƣớng phần ngƣợcwˆn(2) xn n aˆ en - +
CHƢƠNG 3 THIẾT KẾ BỘ GIẢI ĐIỀU CHẾ TÍN HIỆU 16- QAM TRÊN FPGA
3.1 PHÂN TÍCH SƠ ĐỒ THIẾT KẾ DEMO (có sẵn trong thư viện Xilinx)
Hình 3.2 là sơ đồ thiết kế bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM của hãng Xilinx. Dựa vào việc phân tích sơ đồ demo này, ta sẽ xác định ƣu nhƣợc điểm của nó để từ đó thiết kế bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM hoàn thiện hơn và khả năng ứng dụng tốt hơn.
Mô hình này bao gồm một hệ thống phát - thu tín hiệu 16-QAM qua kênh truyền mô phỏng bằng simulink (nhƣ mô tả ở sơ đồ khối hình 3.1). Khi đó, bộ phát bao gồm bộ tạo tín hiệu 16-QAM (là bộ tạo dạng và nội suy tín hiệu) sau đó phát qua một kênh mô phỏng bị ảnh hƣởng bởi nhiễu Dopler. Bên bộ thu nhận tín hiệu 16-QAM phát ngẫu nhiên từ bên phát rồi qua một hệ thống con riêng rẽ bao gồm bộ cân bằng kênh thích nghi và khôi phục sóng mang để nhận lại dữ liệu ban đầu.
3.1.1 Sơ đồ demo của hãng Xilinx
Có thể đơn giản sơ đồ hệ thống thu –phát 16-QAM ở trên bằng các khối chức năng:
Hình 3.1 Mô tả sơ đồ khối chức năng hệ thống thu phát 16-QAM
Nguồn phát
16-QAM Tạo dạng và nội suy tín hiệu Kiểu kênh truyền Nguồn Dopler Bộ lọc phối hợp và cân bằng thích nghi Vòng lặp khôi phục sóng mang F1 F2 F4 F3 F5 Kí hiệu nhận đƣợc
Hình 3. 2. Mô hình thiết kế bộ thu phát tín hiệu 16 -QAM
Phân tích hình 3.1, khối F1 là nguồn phát tín hiệu 16-QAM dùng bộ lọc cosine tăng nhằm giảm méo ISI, thêm vào đó, nếu ta dùng bộ lọc cosine tăng có hệ số uốn =1 thì đáp ứng xung này còn lợi về độ rộng xung ở mức nửa biên độ bằng độ dài bít Tb, đồng thời có thêm các điểm cắt không tại (2n+1)/Tb ngoài các điểm cắt không sẵn có khác. Nhờ hai tính chất này mà tín hiệu qua bộ lọc cosine tăng đƣợc lợi về tách thông tin thời gian cho đồng bộ. Vì là điều chế 16-QAM nên mỗi ký hiệu sau khi điều chế sẽ mang bốn bít, tức là sẽ phải lấy mẫu nhanh gấp bốn lần tốc độ ký hiệu bằng bộ tạo dạng và nội suy tín hiệu đa pha của khối F2. Còn nguồn Dopler F3 đƣợc dùng để đƣa bù sóng mang vào dữ liệu kênh do sự dịch sóng mang khi dịch tần Dopler. Tín hiệu khi đã qua kênh truyền sẽ bị ảnh hƣởng của nhiễu ( mức độ ảnh hƣởng thế nào thì lại tùy thuộc vào tính chất kênh truyền AWGN, Rayleigh, hay Rice..), sau đó tín hiệu đƣợc xử lý bởi bộ lọc thích nghi ở bên thu và lấy mẫu giảm đến tốc độ ký hiệu T kết hợp bộ đảo thập phân đa pha F4 (chuyển đổi từ dạng nhị phân sang thập phân là các giá trị 1/3, 1 để biểu diễn trên giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM). Dữ liệu cuối cùng đƣợc đƣa đến vòng lặp khôi phục sóng mang F5 để nhận lại tín hiệu ban đầu [11],[12].
Bằng phần mềm System Generator và Simulink, ngƣời ta dễ dàng mô hình hóa các khối chức năng để thực hiện thu - phát của hệ thống, từ đó, ta có thể quan sát một cách trực quan ảnh hƣởng của kênh và hiện tƣơng quay pha Dopler xảy ra khi truyền và nhận tín hiệu. Một chú ý là bộ thu sẽ cho kết quả mô phỏng tốt nhất nếu thời gian mô phỏng đủ lớn, để sao cho số điểm chòm sao bị quay pha đủ thời gian hội tụ. Tín hiệu tại cổng ra cho chòm sao bị quay pha sẽ đƣợc đƣa đến bộ DAC để chuyển đổi tín hiệu từ số sang tƣơng tự trƣớc khi phát đi. Ngôn ngữ VHDL đƣợc sử dụng để điều khiển hoạt động của giao diện phần cứng này.
3.1.2 Sơ đồ khối phát
Hiện nay, hầu hết các hệ thống thông tin liên lạc hiện nay đều sử dụng phƣơng pháp điều chế biên độ trực giao (QAM) để tận dụng hiệu quả về mặt băng thông. Với phƣơng pháp này, dòng dữ liệu đầu vào đƣợc chia thành từng nhóm N bít, các bít này đƣợc điều chế cả về biên độ và pha sao cho các thành phần sóng mang mang thông tin của các bít đƣợc điều chế là trực giao với nhau. Dƣới đây là sơ đồ thiết kế khối phát để tạo ra tín hiệu 16-QAM, nó chỉ có một khối duy nhất là bộ nguồn điều chế và phát tín hiệu 16-QAM.
Khối này còn bao gồm luôn cả nguồn phát kết hợp với tạo dạng và nội suy tín hiệu QAM nhƣ hình 3.3:
Hình 3.3: Sơ đồ thiết kế khối 16-QAM data shaping & interpolation
Hình 3.3-1: Sơ đồ thiết kế bộ nguồn “QAM16 source”
3.1.2.1 Nguồn phát QAM (I, Q là tương đương)
Nguồn phát QAM làm nhiệm vụ chuyển bản tin thành tín hiệu điều chế bằng hai phép toán thời gian rời rạc và thời gian liên tục, thực hiện theo hai bƣớc: đƣa dữ liệu vào bộ tạo véctơ để mã hóa ký hiệu truyền, sau đó qua bộ điều chế tạo thành tín hiệu phát đi. Tín hiệu điều chế này sử dụng phƣơng pháp điều chế biên độ xung vuông. Giá trị biên độ xung là các giá trị ngẫu nhiên 0, 1, 2, 3. Ở lối vào, các bít tín hiệu phụ thuộc vào định lý lấy mẫu nên thời gian lấy mẫu lối ra nguồn phát QAM bằng chu kỳ một ký hiệu (Ts) chia
cho số mẫu trên một ký hiệu. Vì là điều chế 16-QAM nên số mẫu là bốn, thời gian lấy mẫu bít là Tb=Ts/4. Do vậy, nguồn phát 16-QAM có cấu trúc gồm chuỗi các thanh ghi dịch liên tiếp nằm ở khối LFSR để tạo ra chuỗi xung số. Khối LFSR tạo ra các bít 0 và 1 đi qua khối Concat, khối này kết hợp hai bít riêng rẽ vừa tạo ra thành các nhóm bít 00, 01, 10, 11. Tƣơng tự cách kết hợp nhƣ vậy, ở lối ra sẽ thu đƣợc một tập hợp nhóm các bít để biểu diễn các ký hiệu điều chế 16-QAM: 0000, 0001,....,1110, 1111. Còn khối
Register thực chất là một thanh ghi dịch dùng tri gơ D, bị trễ đi một mẫu tín hiệu.
Hình 3.3-4: Giản đồ chòm sao
3.1.2.2 Giản đồ chòm sao
Sau khi bản tin qua nguồn phát 16-QAM, mỗi xung ký hiệu qua khối giản đồ chòm sao Symbol Map 1,2 đƣợc điều chỉnh để biên độ xung có giá trị {1/3,1} nhằm gán cho các điểm trên giản đồ chòm sao biểu diễn theo mã Gray (hình 1.3). Các giá trị đƣợc lƣu vào bộ nhớ ROM nằm trên
Symbol Map 1,2 với đầu ra tƣơng ứng là các điểm trên chòm sao. Giản đồ chòm sao này có 16 điểm, điều chế 24
mức. Ý nghĩa của việc sắp xếp trên giản đồ chòm sao theo mã Gray nhằm mục đích giảm lỗi.
3.1.2.3 Bộ lọc phối hợp (Matched Filter)
Ở bên phát ngƣời ta sử dụng bộ lọc phối hợp là một bộ lọc số có đáp ứng xung chiều dài hữu hạn FIR. Dãy các xung điều chế này (thông thƣờng là loại xung điều chế rời rạc theo biên độ - PAM, vì ƣu điểm mà nó mang lại) cấp lên bộ lọc phát có đáp ứng xung là
g(t) sẽ tạo ra tín hiệu si(t). Bộ lọc phối hợp này tƣơng đƣơng với một bộ nhân - tích phân,
Hình 3.3-5: Giản đồ chòm sao 16-QAM
Hình 3.3-6: Bộ lọc phối hợp
có cả nhiệm vụ tạo dạng và nội suy tín hiệu. Chức năng của nó là giảm thiểu hiệu ứng nhiễu và hiệu ứng nhiễu xuyên ký tự (ISI). Để giảm ISI, ở bộ lọc phát ngƣời ta dùng bộ lọc đáp ứng dạng cosine tăng để tạo dạng tín
hiệu loại trừ đƣợc ISI, tức là bộ lọc đƣợc thiết kế để lựa chọn tính chất phổ của tín hiệu điều chế qua việc lựa chọn tính chất dãy ký hiệu truyền đi. Còn khả năng giảm nhiễu dựa trên sự giới hạn băng thông của phổ tín hiệu, loại bỏ thành phần tín hiệu nằm ngoài giới hạn của dải thông, chính vì cắt phổ để giảm nhiễu nên cần có thêm chức năng nội suy tín hiệu.
3.1.3 Khối mô phỏng kênh truyền
Khối này có nhiệm vụ mô phỏng một kênh truyền trong thực tế để phù hợp với điều kiện thu phát tín hiệu ở môi trƣờng thực. Khối mô phỏng kênh truyền ở sơ đồ demo này là
khối channel. Loại nhiễu kênh sử dụng mô phỏng ở đây là nhiễu do dịch tần Dopler. Dịch tần Dopler gây ra sự quay pha tín hiệu thu so với tín hiệu phát ban đầu. Sơ đồ tạo kênh truyền mô phỏng đƣợc thiết kế nhƣ sau:
Hình 3.4 : Sơ đồ khối tạo kênh truyền mô phỏng
Tín hiệu 16-QAM đƣợc tạo ra trƣớc và sau khi qua kênh truyền (kết quả mô phỏng từ simulink):
a.Khi chưa qua kênh truyền b.Đã qua kênh truyền
Còn dịch Dopler đƣợc đƣa vào nằm trên khối Dopler của sơ đồ demo. Khi có dịch tần Dopler, tín hiệu trong quá trình truyền bị quay pha biểu hiện trên giản đồ chòm sao đƣợc minh họa trên hình 3.4-3. Đây là kết quả ta nhận đƣợc từ sơ đồ thiết kế simulink. Trong hệ thống thực, độ lệch tần số bị dịch đi này có thể là hậu quả của việc chuyển động giữa bên phát và bên thu, ngoài ra còn có một nguyên nhân nữa chúng ta cần xét đến là do sự đồng bộ giữa tín hiệu 16-QAM và tín hiệu sine/cosine tạo ra từ khối DDS, hay là sự không đồng bộ về mặt thiết bị. Điều này dẫn sự thay đổi về biên độ và pha của tín hiệu gây nên dịch tần Dopler.
3.1.4 Khối cân bằng thích nghi
Ngay ở khối tạo nguồn QAM ngƣời ta đã sử dụng bộ lọc cosine tăng để tạo dạng tín hiệu nhằm giảm nhiễu. Tuy nhiên phƣơng pháp này chỉ khắc phục đƣợc một phần nhỏ nhiễu ở bộ phát. Do vậy, ngƣời ta cần dùng bộ cân bằng thích nghi làm việc tại bên thu để tối thiểu nhiễu xuyên ký tự (ISI), dẫn đến giảm méo kênh của tín hiệu nhận. Bộ cân bằng ở trong cùng khối với bộ lọc phối hợp (MF), lấy mẫu đồng bộ và bộ quyết định (2D- slicer) làm việc với cùng tốc độ ký hiệu. Thêm vào đó thuật toán bình phƣơng trung bình tối thiểu (LMS) đƣợc sử dụng để hiệu chỉnh cân bằng giữa đầu phát và thu của bộ quyết định. Trong các bộ thu cải tiến, quá trình lấy mẫu thực hiện trƣớc bộ lọc phối hợp, và để
Hình 3.4-3:Giản đồ chòm sao tín hiệu sau khi bị dịch tần Dopler Hình 3.4-2: Sơ đồ khối dịch tần Dopler
thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist cho bộ lọc phối hợp, tốc độ lấy mẫu phải lấy lớn hơn tốc độ ký hiệu theo tỷ lệ số nguyên lần nhƣ 3:2 hoặc 4:3, thông thƣờng ngƣời ta hay sử dụng tỷ lệ 2:1 nhằm đơn giản nhiệm vụ hạ tốc trƣớc bộ quyết định. Nếu hạ tốc diễn ra trƣớc bộ cân bằng, bộ cân bằng sẽ làm việc với tốc độ một mẫu trên mỗi ký hiệu thì nó đƣợc gọi là bộ cân bằng SRE (SRE:Symbol- rate equalizer), còn nếu hạ tốc xảy ra sau bộ cân bằng thì bộ cân bằng làm việc với tốc độ p mẫu trên q ký hiệu (p/q) và lúc này ngƣời ta gọi là bộ cân bằng FSE (FSE: Fractionally –spaced equalizer).[11]
Hình 3.5: Sơ đồ thiết kế khối cân bằng thích nghi
Ở sơ đồ trên, bộ lọc phối hợp không đƣợc biểu diễn trên sơ đồ khối, nhƣng trƣớc khi tín hiệu đƣa đến bộ cân bằng thích nghi thì tín hiệu phải qua bộ lọc phối hợp nhằm giảm nhiễu. Có rất nhiều lựa chọn để thiết kế bộ lọc này, có thể liệt kê ra nhƣ bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài hữu hạn (FIR), bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài vô hạn (IIR), bộ lọc lƣới... Bộ lọc phối hợp ở bên thu cũng làm việc tƣơng tự nhƣ bên phát, nhƣng có vài điểm khác biệt chúng ta cần lƣu ý:
Bộ lọc phối hợp lấy mẫu tín hiệu ra tại thời điểm mỗi chu kỳ (t=T) để nhận lại tập các giá trị {ri} từ N bộ tƣơng quan tuyến tính.
Nếu tín hiệu s(t) bị ảnh hƣởng bởi nhiễu thì bộ lọc với đáp ứng xung phối hợp và tín hiệu s(t) sẽ cho tỷ số tín trên tạp (SNR) là cực đại.
Tỷ số tín trên tạp SNR cực đại của bộ lọc phối hợp phụ thuộc vào năng lƣợng tín hiệu s(t) chứ không phụ thuộc vào tính chất tín hiệu s(t).
Tốc độ lấy mẫu ở bộ cân bằng gấp hai lần tốc độ ký hiệu, mục đích để tránh chồng phổ (tuân theo định luật lấy mẫu Nyquist). Ngoài ra hoạt động của bộ cân bằng rất hiệu quả với cấu trúc đa tốc. Bộ cân bằng này đặt sau bộ lấy mẫu, thực chất nó là một kiểu lọc số. Ngoài ra, khối quyết định đặt tại khối khôi phục sóng mang cũng đƣợc đƣa trở lại bộ