6. Nội dung của luận văn
2.3.1. Giới thiệu bộ lọc nguyên mẫu
Hệ thống thông tin đa sóng mang dựa trên dải bộ lọc sử dụng hai dải bộ lọc, một dải bộ lọc tổng hợp SFB ở phía máy phát và một dải bộ lọc phân tích
AFB ở phía máy thu [1]. Trong mỗi một hệ thống như vậy, không cần thời gian bảo vệ để tách các ký hiệu liên tiếp, chẳng hạn như trong kỹ thuật đa tần số DMT (Digital MultiTone) được triển khai trong các thiết bị đường thuê bao số không đồng bộ ADSL (Asynchronous Digital Subscriber Line). Kết quả là tăng hiệu suất một cách đáng kể. Do các kênh con được tách biệt tốt, các tín hiệu can thiệp băng hẹp mức cao hoặc nhiễu âm chỉ ảnh hưởng đến một vài kênh con, bộ cân bằng kênh con hiệu quả có thể được sử dụng, các ràng buộc về đồng bộ hóa được nới lỏng và trình tự khởi tạo tại thời điểm bắt đầu ở đầu kết nối có thể được rút ngắn.
Dải bộ lọc có thể được thiết kế với đặc tính tái tạo lý tưởng PR hoặc gần lý tưởng [12]. Tuy nhiên, ở đây, như thể hiện trong hình 2.14, một kênh tương tự có mặt giữa các bộ lọc tổng hợp và phân tích, nó đưa vào biến dạng và tạp âm. Trong tình huống như vậy, PR sẽ đưa đến sự cân bằng lý tưởng trong máy thu, đó là không thực tế. Do đó, không cần phải đưa thêm các ràng buộc thiết kế và các dải bộ lọc điều chế gần giống PR được xem xét.
Hình 2.14 Nguyên lý thông tin đa sóng mang trên cơ sở dải bộ lọc 2.3.2. Thông số kỹ thuật của bộ lọc nguyên mẫu
Kênh truyền được chia thành N kênh con, với khoảng cách tần số 1/2N, giả sử tần số lấy mẫu là fs = 1. Trong mỗi kênh con, các ký hiệu được phát với
tốc độ bằng hai lần khoảng cách kênh con, cụ thể là 1/N. Nếu điều chế OQAM được sử dụng, đầu vào là một số phức và các ký hiệu được phát đi trên cả phần thực và phần ảo [11]. Đối với loại ứng dụng đường thuê bao số DSL (Digital Subscriber Line), tần số lấy mẫu có thể là 2.048 kHz và số lượng kênh con N = 256. Với số lượng các kênh con này, phương pháp dải bộ lọc được điều chế rất thuận tiện. Nó dựa trên bộ lọc nguyên mẫu thông thấp mà tần số fc = 1/4N ở giữa băng chuyển tiếp của nó.
Bộ lọc nguyên mẫu kiểm soát méo pha và biên độ trong các kênh con và nhiễu giữa các kênh con. Méo pha được loại bỏ nếu bộ lọc nguyên mẫu là pha tuyến tính. Về nguyên lý, bình phương của đáp ứng tần số phải thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist cho việc truyền dữ liệu và méo biên độ tạo ra nhiễu xuyên ký hiệu trong máy thu. Tuy nhiên, nếu một bộ cân bằng kênh con được sử dụng, một số tính linh hoạt có thể được đưa vào.
Một đặc điểm kỹ thuật quan trọng trong truyền dẫn kỹ thuật số là trễ. Một trễ tổng thể được phân bổ cho hệ thống và nó được chia sẻ bởi các chức năng khác nhau trong máy phát và máy thu. Những đóng góp chính đến từ điều chế, tách sóng tối ưu và sửa lỗi. Ví dụ, trong truyền đơn sóng mang như điều chế biên độ cầu phương QAM (Quadrature Amplitude Modulation) và pha biên độ không sóng mang CAP (Carrierless Amplitude Phase), hầu hết trễ được sử dụng để giải mã khả năng tối đa và sửa lỗi. Ngược lại, các kỹ thuật đa sóng mang, đặc biệt khi dựa trên dải bộ lọc, chiếm phần đáng kể của trễ cho việc điều chế và giải điều chế. Do đó, có một áp lực mạnh để giảm thiểu độ trễ của bộ lọc nguyên mẫu và việc lựa chọn con số của hệ số L là một sự cân bằng giữa độ trễ và hiệu suất bộ lọc, chủ yếu là suy hao băng tần.
Một bộ lọc FIR pha tối thiểu có thể được dự tính, nhưng tỷ số của băng chặn (stop-band) trên băng thông (pass-band) là rất cao trong trường hợp đó,
bởi vì giữa băng chuyển tiếp là fc = 1/4N, N lớn và hầu như tất cả các mức 0 bộ lọc là ở băng chặn và trên vòng tròn đơn vị. Vì vậy, có rất ít cái đạt được bằng cách loại bỏ các số không ra khỏi vòng tròn đơn vị.
Một cách để giảm độ dài bộ lọc L và độ trễ là mở rộng băng chuyển tiếp. Với phương pháp dải bộ lọc, xét kênh con i, nguyên lý trực giao được giữ cho các kênh con lân cận i + 1 và i – 1. Vì thế, nhiễu đến từ các kênh con i ± 2. Cho nên, băng thông chuyển tiếp tối đa là 1/2N, nó cũng là khoảng cách giữa các kênh con.
Trong hệ thống, hai kênh con lân cận chồng lên nhau và hàm nhiễu tương ứng là:
I1(f) = H(f)G − 𝑓 (2.23) Với H(f) và G(f) là các đáp ứng bộ lọc nguyên mẫu cho máy phát và máy thu tương ứng. Nhiễu bị loại bỏ tại các thời điểm lấy mẫu ký hiệu nếu I1(f) đối xứng qua tần số fc = 1/4N, điều này bắt buộc G(f) = H(f) và nếu độ trễ bộ lọc là bội số nguyên của khoảng thời gian lấy mẫu 1/fs, nó bắt buộc độ dài L là một số lẻ [11].
Sau đó, độ trễ của máy phát – máy thu là: 𝐷 = 2𝐿 − 1 2 1 𝑓𝑠 = (𝐿 − 1) 1 𝑓𝑠 (2.24) Và độ dài bộ lọc được xác định bởi mức độ nhiễu mong muốn giữa các kênh con.
Nhiễu xảy ra giữa các kênh con mà có sự khác biệt của các chỉ số là một số chẵn dương. Nó được tạo ra ở cả hai phía máy phát và máy thu. Trạng thái tại máy phát được mô tả trong hình 2.15. Vì tín hiệu phát ra là tổng các đầu ra của tất cả các bộ lọc kênh con, trong kênh con i, phần còn lại của các tín hiệu kênh con với chỉ số i ± 2k (1 ≤ k ≤ N/2) thêm vào.
B iê n độ ( dB ) Tần số chuẩn
Hình 2.15 Nhiễu giữa các kênh con
Giả sử các kênh con được cấp bởi các ký hiệu dữ liệu công suất đơn vị độc lập, công suất nhiễu tương ứng được ước tính bởi:
𝑃 = 2 |𝐻(𝑓)| ( 𝐻(𝑓 −2𝑘 𝑁) ) / / / 𝑑𝑓 (2.25) Ở phía bên thu, một trạng thái tương tự xảy ra, bởi vì dải bộ lọc không hoàn toàn chọn kênh i và phần còn lại của các kênh con với các chỉ số i ± 2k
(1≤ k ≤ N/2) được gọi là quá trình lấy mẫu con. Công suất nhiễu bằng các kết quả Pie. Liên quan việc thêm vào các tín hiệu nhiễu từ việc phát và thu, dù chúng liên quan đến các tín hiệu như nhau, có thể xem xét rằng, do sự hiện diện của hàm truyền kênh phát được đưa vào ở giữa, chúng làm tăng thêm công suất. Do đó, nền tạp âm trong mỗi kênh con có thể được thực hiện như sau:
Ví dụ, đối với ADSL, một số nhà khai thác cân nhắc rằng nền tạp âm không được vượt quá -45 dB, trong đó, qua công thức (2.25), xác định sự suy giảm của bộ lọc nguyên mẫu. Nó nhấn mạnh rằng sàn tạp âm này là giá phải trả cho sự thiếu tính trực giao toàn diện giữa các kênh con.
2.3.3. Thiết kế bộ lọc nguyên mẫu
Bộ lọc nguyên mẫu có thể được thiết kế với sự trợ giúp của các kỹ thuật tối ưu kinh điển [3]. Tuy nhiên, nhớ rằng độ dài L có thể đạt đến vài nghìn, một kỹ thuật có vẻ thích hợp và phương pháp được đề xuất trong [15] đã được chứng minh là có liên quan đến vấn đề. Nó được chỉ ra rằng kỹ thuật này có thể được hiểu là một kỹ thuật miền tần số.
Hãy xem xét một số nguyên K và một tập hợp KN mẫu Pk (0≤ k ≤ KN–1) trong miền tần số, như vậy:
P0 = 1
P2 k + P2
K-k = 1 ; PKN –k = Pk; 1 ≤ k ≤ K– 1 (2.27)
Pk = 0 ; K ≤ k ≤ KN – K
Nói chung, số lượng kênh N là chẵn. Tiêu chuẩn Nyquist được đáp ứng bởi các mẫu tần số này và các hệ số lọc tương ứng hi (0 ≤ i ≤ KN – 1) thu được bằng biến đổi Fourier rời rạc (DFT) nghịch đảo. Vì số lượng hệ số L
phải là một số lẻ, hệ số hNK/2 có thể bị hủy bỏ bằng cách đặt
𝑃 + 2 (−1) 𝑃 = 0 (2.28) Đối với K = 3 và K = 4, công thức (2.27) và (2.28) chỉ ra một hệ thống xác định và các mẫu tần số là:
P1 = 0,911438; P2 = 0,411438
Đó là những kết quả thu được trong [15], nó đưa ra một thủ tục lặp lại mà có thể được sử dụng cho K ≥ 5. Ngoài ra, một nghiên cứu có thể được thực hiện, chẳng hạn từ các mẫu đáp ứng tần số lý tưởng:
𝑃 = cos 𝜋 𝑘
2𝐾 (1 ≤ 𝑘 ≤ 𝐾) (2.29) Để giảm thiểu công suất nhiễu Pie trong (2.25).
Bảng 2.1 đưa ra công suất nhiễu tính cho một vài giá trị của tham số K, cũng như độ trễ hệ thống tương ứng.
Bảng 2.1 Công suất nhiễu so với độ dài bộ lọc
L 4N – 1 6N – 1 8N – 1 10N – 1
Công suất nhiễu(dB) -17,8 -37,0 -50,1 -73,6 Trễ(x 1/fs) 4N – 2 6N – 2 8N – 2 10N – 2
Đối với chiều dài L = 8N – 1 và N = 512, các giá trị hệ số đã được đưa vào trong việc triển khai hệ thống thông tin. Nền tạp âm được đo và được tìm ra là -49 dB. Điều này phù hợp với giá trị được tính toán là -50,1 dB và xác nhận tính hợp lệ việc tính toán công suất nhiễu.
2.3.4. Thiết kế bộ lọc cải tiến
Một lựa chọn khác hơn là có hệ số 2KN – 1 và việc sử dụng phương trình (2.28) có thể được thực hiện. Trên thực tế, bộ lọc có thể có hệ số 2KN+1, với
ℎ / = ℎ / = ½ 𝐻 + 2 (−1) 𝐻 (2.30) Đáp ứng tần số bộ lọc đạt được theo cách đó cho hệ số K=4 và L=8N+1, với N = 64, được cho trong hình 2.16. Công suất nhiễu thu được -53,4 dB.
B iê n độ ( dB ) Tần số chuẩn
Hình 2.16 Đáp ứng tần số của bộ lọc nguyên mẫu dài L = 8N + 1
Lưu ý rằng, với phương pháp lấy mẫu tần số, hàm truyền bộ lọc có một cặp số 0 ở tần số 0,5 [3]. Ngoài ra, sự phân bố của các số 0 đồng đều trên băng tần chặn và đường bao của đáp ứng tần số giảm một cách đơn điệu. Đây là một tính năng mong muốn để bảo vệ tốt hơn từng kênh con từ thiết bị làm nhiễu mức cao ở xa.
Đối với nhà thiết kế của hệ thống thông tin đa sóng mang, kết quả được đưa ra trong Bảng 2.1 là rất quan trọng, vì chúng cung cấp sự tương ứng giữa trễ hệ thống do các dải bộ lọc và nền tạp âm trong mỗi kênh con, nó hạn chế dung lượng của hệ thống.
Ví dụ, trong tình huống của ADSL, độ dài L = 8N + 1 là thỏa đáng nếu nền tạp âm được đặt thành –45 dB. Giả sử tần số lấy mẫu là fs = 2.048 kHz và
N = 256, độ trễ là d = 1 ms, tương ứng với độ trễ truyền một chiều 2 ms được chỉ định trong khuyến nghị ITUT/G.992.1 [29].
2.4. Kết luận chương
Chương này được dành để mô tả kỹ thuật FBMC. Các sơ đồ khác nhau của FBMC: CMT, SMT và FBMC/OQAMđã được giới thiệu. Chương này đã xem xét việc triển khai điều chế đa xung của các máy thu phát dải bộ lọc và việc lựa chọn các bộ lọc nguyên mẫu được sử dụng trong FBMC đã được thảo luận. Có thể thấy rằng FBMC/OQAM là một sự cải tiến của OFDM bằng cách cho phép ghép kênh trong miền thời gian và trong miền tần số cùng một lúc trong một khối.
Chương 3. NGHIÊN CỨU TÍNH NĂNG NỔI BẬT CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN KHÔNG ĐỐI ĐẤT
3.1. Giới thiệu chương
Gần đây, hai hệ thống thông tin hàng không số băng tần L là L-DACS1 và L-DACS2 đã được đưa ra là hai đề cử cơ sở hạ tầng thông tin tương lai cho các hệ thống thông tin không đối đất A/G, với L-DACS1 được chọn là đề cử tốt nhất. Trong chương này, luận văn mô tả một hệ thống thông tin dựa trên dải bộ lọc đa sóng mang FBMC và chỉ ra các ưu điểm của nó vượt qua các hệ thống L-DACS. Chương này cung cấp kết quả mô phỏng cho cả ba hệ thống thông tin để so sánh khá rõ mật độ phổ công suất của chúng, tỷ lệ công suất đỉnh/trung bình PAPR và tỷ lệ lỗi bit BER. Chương này chỉ ra rằng trong một mô hình kênh thông tin A/G, FBMC có hiệu suất và cách nén phổ tốt hơn so với các hệ thống L-DACS, và điều này đặc biệt đúng với sự hiện diện của tín hiệu nhiễu từ thiết bị đo khoảng cách DME. Kết quả mô phỏng cho thấy FBMC có thể làm giảm đáng kể công suất ngoài băng tần và có thể ngăn chặn sự can thiệp của DME ít nhất 19,5 dB, do các bộ lọc nguyên mẫu sóng mang con. FBMC cũng có thể tăng thông lượng và hiệu suất phổ bằng cách giảm số lượng sóng mang con bảo vệ và loại bỏ tiền tố, hậu tố tuần hoàn, cũng như các kỹ thuật đang chạy được sử dụng trong L-DACS1. Những kết quả này cho thấy rằng một hệ thống thông tin dựa trên FBMC có thể là một đề cử hấp dẫn cho các hệ thống thông tin A/G trong tương lai.
L-DACS2 là một hệ thống thông tin đơn sóng mang sử dụng kỹ thuật điều chế khóa dịch tối thiểu Gauss GMSK với băng thông 200 kHz (BW), và L-DACS1 là một hệ thống thông tin hiện đại hơn dựa trên ghép kênh phân chia tần số trực giao OFDM với băng thông 0,5 MHz. Mục đích chính thiết kế L-DACS1 và L-DACS2 là lấp đầy khoảng tần số trống giữa hai kênh thiết bị đo khoảng cách DME lân cận liền kề cách nhau 1 MHz trong phổ băng tần L. Trong trường hợp này, các kênh băng tần L bao gồm tín hiệu L-DACS và tín
hiệu DME có thể chiếm toàn bộ băng tần; L-DACS sử dụng các phần của băng tần L với công suất DME thấp. L-DACS2 có băng thông gần một nửa của L-DACS1 và không thể hỗ trợ điều chế bậc cao hơn; do đó, hiệu suất phổ của L-DACS1 cao hơn L-DACS2. Hệ thống thông tin đa sóng mang L- DACS1 sử dụng các kỹ thuật lớp vật lý tiên tiến hơn, như tán xạ dẫn hướng cho cân bằng kênh, quản lý tỷ lệ công suất đỉnh/trung bình PAPR và đồng bộ hóa dựa trên dẫn hướng, tất cả đều bao gồm trong kết cấu khung L-DACS1. Trong các giới hạn của PAPR, L-DACS2 là tốt hơn so với các hệ thống khác bởi vì nó là một điều chế đường bao không đổi đơn sóng mang.
Trong tìm kiếm cho các hệ thống truyền dẫn tốt hơn, các nhà nghiên cứu đang xem xét các định dạng điều chế khác nhau. Một trong số đó là dải bộ lọc đa sóng mang FBMC [8], [24]. Hệ thống thông tin không đối đất A/G mới dựa trên FBMC được đề xuất ở đây dựa trên hệ thống L-DACS1 và có các tham số lớp vật lý tương tự như L-DACS1 (ví dụ, bằng tổng số sóng mang con, khoảng cách sóng mang con và tổng băng thông). FBMC có nhiều ưu điểm hơn L-DACS1, chẳng hạn như hiệu suất và hình phổ tốt hơn. FBMC cũng linh hoạt hơn đối với tín hiệu DME ngoài kênh OOB (Out of Band) tại các kênh lân cận. Sự khác biệt chính giữa FBMC và L-DACS1 là sử dụng bộ lọc nguyên mẫu FBMC tốt hơn; sử dụng kỹ thuật lọc này tạo ra tất cả những ưu điểm. Hạn chế chính của FBMC là sự phức tạp của nó vì việc xử lý lọc phức tạp hơn ở tất cả các sóng mang con.
Chương này so sánh hiệu suất của L-DACS1, L-DACS2 và hệ thống mới dựa trên điều chế FBMC. Việc so sánh hệ thống thông tin dựa trên FBMC này với các hệ thống L-DACS trong chính kênh A/G với các tín hiệu nhiễu băng tần L. Các mô hình kênh A/G được sử dụng dựa trên các phép đo do Trung tâm nghiên cứu Glenn của NASA thực hiện cho ba môi trường khác nhau: địa hình trên mặt nước [16], miền núi và địa hình đồi núi [25]. Theo các đặc tính vật lý của các hệ thống và các kênh thông tin này, các tín hiệu phát của các hệ