L ời nói đầu
3.4.6 Phối hợp trở kháng đầu ra (S22 < 10 dB)
Tương tự như phối hợp trở kháng đầu vào, ở đây ta sẽ phối hợp trở kháng đầu ra với khối ED đằng sau cũng có trở kháng vào 50 Ω. Hệ số S22 thể hiện trạng thái phản xạ năng lượng tại đầu ra của LNA. Đưa trở kháng ra của mạch về 1+j*0 để đạt S22 = 0.
Sau khi phối hợp trở kháng đầu vào ta có đồ thị S22 theo Cout là cung tròn S22 trên đồ thị Smith hình 3.15.
Hình 3.14: Giá trị Gmax, NFmin sau khi phối hợp trở kháng đầu vào
38
Đồ thị hình 3.15 cho thấy giá trị trở kháng chuẩn hóa đầu ra còn nhỏ (gần vòng tròn 0,5). Để tăng trở kháng ta mắc thêm điện trở R [3]. Ta có mạch nguyên lý mới như hình 3.16:
Giá trị S11, S22 biến thiên theo giá trị điện trở R.
Hình 3.15: Đồ thị quan hệ giữa S22 và Cout
Hình 3.16: Sơ đồ nguyên lý mắc thêm điện trở để phối hợp trở kháng đầu ra
39
Đồ thị hình 3.17 cho thấy S11 gần như không thay đổi theo giá trị điện trở R (~ –20 dB). S22 phụ thuộc tỉ lệ thuận vào R. Lựa chọn giá trị điện trở nhỏ nhất (R = 1,3 KΩ) cho S22 tốt nhất (S22 = -30,6 dB). S11 = 19,83 dB tuy lớn nhất nhưng không chênh lệch không đáng kể.
Do Gmax còn nhỏ (10 dB), NFmin còn lớn (5.1 dB) nên ta giảm phẩm chất của Gmin, S11, S22 xuống giá trị chấp nhận được (< -10 dB) để tăng Gmax, giảm NFmin. Xây dựng đồ thị khảo sát lại Gmax, NFmin, S11, S22 theo Vbias, n1, n2 như sau:
40
Từ hình 3.18 và 3.19 ta thấy S11 thay đổi trong khoảng < -10 dB theo n2 và Vbias_M1. Chọn n2 = 8 finger và xác định lại Vbias_M1 theo đồ thị hình 3.20 sau:
Hình 3.18: Đồ thị S11 theo số finger của M2 (8 ÷ 64)
Hình 3.19: Đồ thị S11 theo Vbias_M1 (300 mV÷800 mV)
Cung tròn -10 dB
41
Theo hình 3.5 để dòng Id < 1mA ta phải sử dụng Vbias_M1 ≤ 500 mV. Kết quả ứng với Vbias_M1 = 500 mV ta được Gmax = 16 dB, NFmin = 1,9 dB, Id = 955 uA (từ kết quả mô phỏng dc trên mạch).
Lựa chọn lại giá trị finger của M2 (vẫn giữ giá trị M1 = 8 finger để giữ dòng Id nhỏ). Theo đồ thị hình 3.21 ta được với n2 = 12 finger sẽ cho S22 tối ưu (-31 dB).
Lựa chọn giá trị Cout tối ưu theo S22 thông qua đồ thị hình 3.22. S22 nhỏ nhất là -32 dB
tại giá trị n2 =12
Hình 3.20: Đồ thị Gmax, NFmin theo Vbias với số Finger của M1, M2 là 8
Hình 3.21: Đồ thị quan hệ giữa S11, S22 với số finger của M2 (n2)
NFmin dB10 (n1=n2=8) Gmax dB10 với (n1=n2=8)
42
Giá trị S22 nhỏ nhất tại R nhỏ nhất (1,3 KΩ) và Cout có kích thước hai chiều là 17.6 um*17.6 um (330 fF). Phối hợp trở kháng đầu ra đạt được S22 = -31 dB.
Do các tham số của Cin, Cex được tối ưu với Vbias_M1 = 360 mV và n2 = 88 finger nên cần kiểm tra lại các tham số này.
Đồ thị quan hệ giữa S11 theo Cex và tần số: mỗi đường ứng với một giá trị Cex. Các đường biến thiên theo tần số.
S22 nhỏ nhất tại Cout bằng 17.6*17.6 um
Hình 3.22: Đồ thị S22 theo Cout với n1 =8, n2 =12, Vbias = 500 mV, R = 1,3 KΩ
43
Từ đồ thị 3.24 ta chọn được Cex có kích thước hai chiều là 7um*7 um (55 fF). Giá trị Cex này không ảnh hưởng tới S22. Tiếp tục mô phỏng S11 theo Cin.
Hình 3.23: Đồ thị S11 theo Cex và tần số.
44
Đồ thị hình 3.25 cho thấy Cin có cùng kích thước 15um*15um (241 fF) bởi vì Cin chỉ có tác dụng điều chỉnh phần ảo gần như không bị ảnh hưởng bởi n2 và Vbias_M1.
Ma trận S sau khi phối hợp trở kháng: đồ thị hình 3.26 cho thấy tại tần số 2.4 GHz, các tham số S11, S22, đã tối ưu. S11 = -19.8 dB, S22 = -30.6 dB, S21 = 16 dB, S22 = -45,48 dB. Khối LNA đã thực hiện được khả năng khuếch đại chọn lọc tín hiệu có tần số 2.4 GHz thể hiện bởi tham truyền đạt từ đầu vào đến đầu ra S21 có giá trị lớn nhất (16 dB), tham số phối hợp trở kháng S11 (-19.8 dB), S22 (-30,6 dB) nhỏ nhất với tín hiệu ở tần số 2.4 GHz.
45 Hệ số NF thực tế của mạch:
Mặc dù quá trình phối hợp trở kháng đã trong khoảng cho phép nhưng do còn lớn nên giá trị hệ số tạp âm thực tế của mạch NF không tiệm cận với hệ số tạp âm nhỏ nhất NFmin tại tần số 2.4 GHz. Hệ số tạp âm thực tế sau khi phối hợp trở kháng là 3.1 dB. Hai tham số này sẽ bằng nhau khi có Gmin = S11 = S22 = 0 tại 2.4 GHz.