Các hệthống DSSS-QPSK

1. 5 Kết luận

2.3.3 Các hệthống DSSS-QPSK

Để nâng cao hiệu quả băng tần, người ta sử dụng điều chế nhiều mức, điều chế càng nhiều mức thì hiệu qủa băng tần càng cao nhưng điều đó lại làm giảm khoảng cách giữa các symbol, kết quả là lỗi symbol (SER) lại tăng. Trong khi việc làm tăng hiệu quả băng tần chúng ta có thể làm được theo cách khác dễ dàng hơn ví dụ như giảm tốc độ mã sửa lỗi (FEC). Đối với trải phổ chuỗi trực tiếp người ta thường sử dụng điều chế pha 4 mức QPSK. Sơ đồ trải phổ DS sử dụng điều chế QPSK cân bằng được thể hiện ở hình 2.9.Công suất mạch ra sau mạch Hybrid sẽ bằng nửa công suất S_m(t) và tín hiệu phát S(t) sẽ là:

y_p = √2P∫^T c t - τ₁ c(t +2 i-1 ∆T_c)

1

0 cos(2πfct + θ)cos(2π(fc + f_e)t)dt ^(2.21) yq = √2P∫^T c t - τ₁ c(t +2 i-1 ∆T_c)

1

0 cos(2πfct + θ)sin(2π(fc + fe)t)dt ^(2.22)

Các tích cos(.)cos(.) và cos(.)sin(.) có thể viết như tổng các hàm cos và sin với các thành phần tần số cao và thấp. Việc tích phân sẽ loại bỏ các thành phần cao tần, như vậy:

y_p = √2P∫^T c t - τ₁ c(t +2 i-1 ∆T_c) 1 0 cos(2πf_et - θ)dt (2.23) y_q = √2P∫^T c t - τ₁ c(t +2 i-1 ∆T_c) 1 0 sin(2π(fet - θ)dt ^(2.24)

sai lệch tần số f_e là nhỏ, nên các số hạng sin và cos xấp xỉ hằng số trong quá trình tích phân. Do đó chúng ta có: Hình 2.10: Sơ đồ khối trải phổ - giải trải phổ DS sử dụng QPSK m(t) c1t) c2t) Điều chế pha Hybrid cầu phương Sm(t) S(t) √2Pcosω₀ √Psin[ω₀+ θ_m(t)] √Pcos[ω₀+ θ_m(t)] r(t)=s(t – Td) Chia công suất r’(t) √Psin[ω₀+ θ_m(t)] √Pcos[ω₀+ θ_m(t)] c2(t – T’d) ^{2sin[(ω0 + ωIF)t +} y(t c1(t – T’d) x(t 2cos[(ω0 + ωIF)t + r(t Lọc thông Giải điều chế pha m(t)

S(t) = √Pc1(t)cos[ω0t + θm(t)] +√Pc2(t)cos[ω0t + θm(t)] (2.25)

trong đó c1(t), c₂(t) là các mã trải phổ có các giá trị là 1.

Với thời gian trễ truyền dẫn là T_d thì các tín hiệu thu được r(t) sẽ là:

r(t) = √Pc1(t - T_d)cos[ω0t + θm(t)] +√Pc2(t - T_d)cos[ω0t + θm(t)] (2.26)

Tín hiệu r(t) sẽ được sau giải trải phổ nhờ bộ giải QPSK với các thành phần x(t) và y(t) như sau:

x(t) = √P/2c₁(t - T_d) c₁(t – T’_d) cos[ω_IF - θ_m(t)] + √P/2c2(t - T_d) c₂(t – T’_d) cos[ωIF - θm(t)] y(t) = - √P/2c1(t - T_d) c₁(t – T’_d) sin[ωIF - θm(t)] +

√P/2c2(t - T_d) c₂(t – T’_d) cos[ωIF - θm(t)]

(2.27)

Khi trễ truyền dẫn do máy thu đánh giá là chính xác tức là T’_d=T_d, nói cách khác là máy thu đồng bộ với máy phát thì:

c₁(t - T_d).c₁(t – T’_d) = c₂(t - T_d).c₂(t – T’_d) = 1 (2.28) Khi đó, tín hiệu ra sẽ là:

r(t) = √Pcos[ωIF - θm(t)] (2.29) Như vậy sau bộ giải trải phổ QPSK thì tín hiệu S_m(t) được phục hồi. Sau khi

S_m(t) được giải điều chế PSK kết hợp sẽ cho ra dữ liệu m(t).

Trong hình 2.5 ta đã dùng BPSK cho quá trình điều chế. Các loại điều chế khác như là QPSK và MSK cũng thường được sử dụng trong các hệ thống SS. Sơ đồ khối chức năng của máy phát DSSS-QPSK như trên hình 2.10 cùng với các biểu đồ dạng sóng tại các điểm khác nhau. Nó gồm 2 nhánh: nhánh cùng pha và nhánh vuông pha. Trong ví dụ này cùng một dữ liệu vào b(t) điều chế các tín hiệu PN c1(t) và c₂(t) trong cả 2 nhánh. Tín hiệu DSSS-QPSK là:

s(t) = s₁(t) + s₂(t)

= √2Asin(2πfct + θ + γ(t)) Trong đó: γ(t) = tan^{-1 c2(t)b(t)} c₁(t)b(t) π/4 c1(t)b(t) = 1 & c₂(t)b(t) = 1 3π/4 c1(t)b(t) = -1 & c₂(t)b(t) = 1 5π/4 c1(t)b(t) = -1 & c₂(t)b(t) = -1 7π/4 c1(t)b(t) = 1 & c₂(t)b(t) = -1 (2.31)

Như vậy tín hiệu s(t) có thể nhận 4 pha khác nhau:θ+π/4, θ+3π/4, θ+5π/4, θ+7π/4.Hình 2.10 cũng biểu diễn dạng sóng và pha của s(t) khi θ=0.

Hình 2.11: Sơ đồ khối của máy phát DSSS-QPSK. = s2(t) c1(t)b(t) c2(t) c1(t) Acos(2πfct + θ) Asin(2πfct + θ) Điều chếBPSK Điều chế Tạochuỗi PN1 Tạochuỗi PN2 π/2 c2(t)b(t) s1(t) Tín hiệu DSSS-QPSK s(t) = s₁(t) + s₂(t) = √2Asin(2πfct + θ + γ(t)) b(t)

Hình 2.12: Dạng sóng của hệ thống DSSS-QPSK

Hình 2.13 là sơ đồ khối của máy thu DSSS-QPSK. Các thành phần cùng pha và vuông pha được giải trải riêng biệt bởi c1(t) và c₂(t).

Hình 2.13: Sơ đồ khối máy thu hệ thống DSSS-QPSK

Zi u(t) w2(t) u2(t) w1(t) s(t – τ) c1 (t – τ) c2 (t – τ) u1(t) sin(2πfct+θ’) cos(2πfct+θ’) (.)dt t_i+T ti

Giả sử rằng độ trễ truyền lan là τ thì tín hiệu tới sẽ là (ở đây ta bỏ qua tạp âm):

u₁(t) = Ab(t - τ)sin²(2πfct + θ’) + Ab(t - τ)c1(t - τ) c2(t - τ)sin(2πfct + θ’)cos(2πfct + θ’)

= Ab(t - τ)¹

2^{[1 - cos}(4πfct +2θ’)] + Ab(t - τ)c1(t - τ) c2(t - τ)¹

2^sin(4πfct +2θ’) ^(2.32) u₂(t) = Ab(t - τ)cos²(2πf_ct + θ’) + Ab(t - τ)c₁(t - τ) c₂(t - τ)sin(2πf_ct + θ’)cos(2πf_ct +

θ’)

= Ab(t - τ)¹

2^{[1 + cos}(4πfct +2θ’)] + Ab(t - τ)c1(t - τ) c2(t - τ)¹

2^sin(4πfct +2θ’)

(2.33)

Tổng của các tín hiệu này được lấy tích phân trên một khoảng bít, tạo ra z_i=AT nếu bít tin tương ứng là +1 hay zi=AT nếu bít tin tương ứng là -1, vì tất cả các số hạng có tần số 2nf_c đều có trung bình bằng 0. Do đó, lối ra của bộ so sánh là +1 (hoặc “1” logic) khi bít tin là +1, và bằng -1 (hoặc “0” logic) khi bít tin là -1.

Hai tín hiệu c₁(t) và c₂(t) có thể là 2 tín hiệu PN độc lập, hoặc chúng có thể nhận được từ 1 tín hiệu PN đơn lẻ ví dụ c(t) bằng cách tách tín hiệu c(t) thành 2 tín hiệu c₁(t) sử dụng các chíp lẻ của c(t) và c₂(t) sử dụng các chíp chẵn của c(t), với độ dài chíp của c₁(t)và c₂(t) bằng 2 lần của c(t) (hình 2.13). Ví dụ khác ta có thể chọn c₁(t)= c(t) và c₁(t) là phiên bản bị trễ của c(t).

Giả sử Tc là độ dài chíp của c₁(t) và c₂(t). Dải thông của các tín hiệu điều chế s₁(t) và s₂(t) trong 2 nhánh là như nhau, đều bằng 2/T_c. Để ý rằng s₁(t) và s₂(t)

là trực giao với hau và chúng chiếm cùng băng tần. Do đó, dải thông của s(t) bằng dải thông của s₁(t) hoặc s₂(t), tức là bằng 2/T_c. Đối với tốc độ dữ liệu 1/T_cbps, độ lợi xử lý là PG = T/T_c.

Hệ thống trong hình 2.11 và 2.12 được dùng để phát một tín hiệu dữ liệu có tốc độ bít 1/T bps. PG và dải thông chiếm bởi tín hiệu DSSS-QPSK phụ thuộc vào các tốc độ chíp của c₁(t) và c₂(t). Ta cũng có thể sử dụng hệ thống DSSS-QPSK để phát 2 tín hiệu dữ liệu 1/T bps bằng cách cho mỗi tín hiệu dữ liệu điều chế 1 trong 2 nhánh. Cách khác, ta cũng có thể sử dụng hệ thống DSSS-QPSK để phát 1 tín hiệu dữ liệu với tốc độ bít gấp đôi 2/T bps, bằng cách chia tín hiệu dữ liệu thành 2

tín hiệu dữ liệu có tốc độ 1/T bps mỗi cái, và cho mỗi tín hiệu điều chế 1 trong 2 nhánh.

Hình 2.14: Các ví dụ về c1(t), c2(t) nhận được từ cùng c(t)

Có một số tham số đặc trưng cho hiệu suất của hệ thống DSSS-QPSK: dải thông được dùng, PG nhận được, và SNR (xác định xác suất lỗi). So sánh hệ thống DSSS-QPSK với hệ thống DSSS-BPSK, ta cần cố định 1 trong các tham số này như nhau trong cả 2 hệ thống và so sánh các tham số còn lại.Ví dụ, tín hiệu dữ liệu có thể phát bởi hệ thống DSSS-QPSK sử dụng 1 nửa dải thông yêu cầu bởi hệ thống DSSS-BPSK có cùng PG và SNR.Tuy nhiên nếu cùng tốc độ dữ liệu được phát bởi hệ thống DSSS-QPSK có cùng dải thông và PG như hệ thống DSSS- BPSK, thì DSSS-QPSK có ưu điểm về SNR, dẫn đến có xác suất lỗi nhỏ hơn.Mặt khác, hệ thống DSSS-QPSK có thể phát dữ liệu tốc độ cao hơn 2 lần hệ thống DSSS-BPSK có cùng dải thông, PG và SNR.

Ưu điểm của hệ thống DSSS-QPSK so với DSSS-BPSK như đã nói ở trên là có thể vì tính trực giao của các sóng mang sin(2лfct+θ) và cos(2лfct+θ) trong các nhánh cùng pha và vuông pha. Nhược điểm của DSSS-QPSK là phứctạp hơn. Ngoài ra nếu 2 sóng mang dùng để giải điều chế tại máy thu không thực sự trực giao, thì sẽ có xuyên âm giữa 2 nhánh làm giảm thêm chất lượng hệthống. DSSS- QPSK được dùng cho hệ thống định vị toàn cầu GPS.