Điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha dùng phương pháp tuyến tính hóa vào ra

Bài viết này ứng dụng kỹ thuật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Linearization Control – FLC) và phương pháp điều khiển gán cực để thiết kế hệ thống điều khiển từ thông và tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha, trong đó từ thông và mô men được ước lượng từ các giá trị dòng điện và điện áp của động cơ.

Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh 43 ĐIỀU KHIỂN ĐỢNG CƠ KHƠNG ĐỜNG BỢ BA PHA DÙNG PHƯƠNG PHÁP TUYẾN TÍNH HÓA VÀO RA CONTROL OF THREE-PHASE INDUCTION MOTOR USING INPUT-OUTPUT LINEARIZATION METHOD Huỳnh Thanh Tường 1, Bùi Thanh Hiếu , Dương Hoài Nghĩa 1,2 Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long Trường Đại học Bách Khoa TP.HCM Ngày tòa soạn nhận 20/9/2016, ngày phản biện đánh giá 30/9/2016, ngày chấp nhận đăng 20/10/2016 TÓM TẮT Động không đồng ba pha sử dụng rộng rãi cơng nghiệp ưu điểm cấu tạo đơn giản, chắn, vận hành tin cậy, bảo trì sửa chữa, giá thành thấp, hiệu suất cao… Tuy nhiên, việc điều khiển động không đồng vấn đề khó khăn, phức tạp tính phi tuyến mơ hình động Bài báo ứng dụng kỹ thuật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Linearization Control – FLC) phương pháp điều khiển gán cực để thiết kế hệ thống điều khiển từ thông tốc độ động không đồng ba pha, từ thơng mơ men ước lượng từ giá trị dòng điện điện áp động Việc nghiên cứu so sánh thành phần động (từ thơng, tốc độ, moment, dịng điện ba pha) phương pháp đề xuất (FLC) với phương pháp FOC tiến hành Việc so sánh thực thay đổi tải trục động cơ, khả bám tốc độ độ nhạy thay đổi điều kiện vận hành Từ thông moment ước lượng từ giá trị dòng áp động Các kết mô cho thấy hiệu phương pháp đề xuất Từ khóa: điều khiển phi tuyến; điều khiển vector; động không đồng bộ; định hướng trường; tuyến tính hóa vào ABSTRACT Three-phase induction motor is the main equipment in AC drives because of the advantages such as simple structure, solid, reliable operation, low maintenance repairs, lowcost, high performance However, the control of induction motor is a difficult and complicated problem because of its strong nonlinearity This paper applies the feedback linearization control technique (FLC) and the pole assigment method to design a speed and flux controller for induction motors The torque and the flux are estimated from measurement of voltages and currents of the motor The comparative study of the motors components (flux, speed, torque, three-phase current) of the proposed method (FLC) with FOC method is conducted The comparison is done when changing the load on the motor shaft, tracking capability of speed and a sensitivity to changes in operating conditions Flux and the torque is estimated from the value of the motor current and voltage The simulation results showed the effectiveness of the proposed method Keywords: Nonlinear control; Vector control; Asynchronous motor; Field orientation; Input output linearization Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 44 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh I ĐẶT VẤN ĐỀ Cùng với phát triển ngày lớn mạnh ngành công nghiệp, đặc biệt ngành điều khiển tự động, yêu cầu chất lượng loại máy móc ngày cao: cấu máy móc địi hỏi phải đạt độ nhanh, nhạy, xác cao, lượng phải sử dụng có hiệu Động khơng đồng thức công nhận từ năm 1970 nhiên chúng khơng sử dụng rộng rãi có khó khăn mà chúng mang lại: khó điều khiển chất lượng thấp Tuy nhiên, với phát triển mạnh mẽ công nghệ chế tạo thiết bị bán dẫn công suất vi xử lý có khả xử lý mạnh mẽ, khó khăn khắc phục Động khơng đồng xem công nghệ Với ưu điểm động khơng đồng xem giải pháp cho vấn đề nêu Một số ưu điểm bật động tuyến tính: tốc độ cao, độ xác cao, đáp ứng nhanh, độ bền học cao Ngày nay, với phát triển mạnh mẽ lý thuyết điều khiển tự động, kỹ thuật điều khiển động không đồng thay đổi nhanh chóng Trong lý thuyết điều khiển đại, động không đồng ba pha xem đối tượng phi tuyến (vì mơ hình tốn học động không đồng mô tả phương trình vi phân bậc cao) Để điều khiển động cách xác, ta phải áp dụng phương pháp điều khiển phi tuyến như: điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback linearization control - FLC), điều khiển trượt (sliding mode control - SMC), điều khiển thụ động (passive control), điều khiển thích nghi (adaptive control)… để tác động lên mơ hình tốn học động Trong luận văn này, phương pháp hồi tiếp tuyến tính hóa sử dụng để tiếp cận mơ hình tốn học động Mục đích phương pháp tiến hành đổi biến điều khiển cho ngõ tuyến tính với biến điều khiển II MƠ HÌNH ĐỢNG CƠ KHƠNG ĐỜNG BỢ BA PHA Động không đồng mô tả hệ phương trình vi phân bậc cao Với cấu trúc phân bố cuộn dây phức tạp mặt không gian mạch từ móc vịng ta phải chấp nhận số điều kiện sau mơ hình hóa động Bỏ qua tổn hao lõi sắt từ, không xét tới ảnh hưởng tần số thay đổi nhiệt độ điện trở, điện cảm tới cuộn dây Bỏ qua bão hòa mạch từ, tự cảm hỗ cảm cuộn dây coi tuyến tính Dịng từ hóa từ trường phân bố hình sin bề mặt khe từ 2.1 Xây dựng mơ hình động khơng đồng ba pha Ta thống số qui ước cho ký hiệu cho đại lượng thơng số động Hình Mơ hình đơn giản động không đồng ba pha Các thông số động không đồng ba pha: Rs: điện trở cuộn dây stator Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh Rr: điện trở rotor qui đổi stator   d  rs 0R i   j rs dt  s r r Lm: hỗ cảm stator rotor L s : điện kháng tản cuộn dây stator L r : điện kháng tản cuộn dây rotor qui đổi stator  s s  s s s  s m r (4c)  s r  s m s  s r r (4d)   L i L i p: số đôi cực động Te      p( s  is )   p( r  ir ) 2 Các thông số định nghĩa thêm: Te  TL  Ls = Lm + L s điện cảm stator Lr = Lm + L r điện cảm rotor Lr Rr Tr   irs  số thời gian rotor L2  1 m Ls Lr  Chữ hoa: đại lượng vector, module vector, độ lớn (2.4.27) Từ hệ qui chiếu rotor quy hệ qui chiếu stator theo phương trình: i  i e j  r r   s   r  Lm iss     (5)   Lm  s  r  Lm iss  Lr   (6) (1) Phương trình (4a, b) trở thành: s s d i s Lm d  s u s  Rs i s  Ls  dt Lr dt s s (7)    d  rs L  1   m iss    j  rs  Tr dt  Tr  (8) Suy  s r   e  j (2) 0R i   s r  d  j rs dt   d  rs Lm s   is    j  rs dt Tr  Tr  Từ hai phương trình ta có:  s r r (4f) Thay (5), (6) vào (4a, b), Chữ thường: đại lượng tức thời, biến thiên theo thời gian  s r Lr  ss  Ls iss  hệ số từ tản tổng Tsamp chu kỳ lấy mẫu  r r J d p dt (4e) Để xác định dịng điện stator từ thơng rotor, từ pt (4c) pt (4d) có: Ls số thời gian stator Rs Ts  (4b)  L i L i J: moment quán tính (kg.m2) 45 (3) (9) Thay (7) vào (9)  Vậy từ phương trình ta có hệ phương trình: s (10)  s d s u s  Rs i s  dt s   s d iss  1    s     is    j  rs     us dt Ls   Ts Tr  Lm  Tr (4a)  d  rs Lm s   is    j  rs dt Tr  Tr  (11) Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 46 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh Chuyển sang dạng thành phần vector hai trục tọa độ: 3.2.2 Tốc độ của động 160 Wref W(rad/s) 140 d is  1    1 1 is      r   r  u s dt  Ts Tr  Tr Lm Lm Ls 60 40 20 0.5 1.5 2.5 3.5 Time (s) Hình Tốc độ động 3.2.3 Moment của động cơ: 4.5 MLref ML (Nm) dt 80 (12) d  r Lm  is   r   r dt Tr Tr  100  1  1 1 is      r   r  u s dt  Ts Tr  Tr Lm Lm Ls d is d  r 120 Lm is   r   r Tr Tr 3.5 2.5 1.5 0.5 Thay thành phần vector từ thơng rotor dịng stator ta được: Te  Lm p ( r is  r is ) Lr (13) 0.5 1.5 2.5 3.5 3.5 Time (s) Hình Moment động 3.2.4 Dòng điện ba pha của động cơ: 10 Iabc (A) III ĐIỀU KHIỂN ĐỊNH HƯỚNG TỪ THÔNG ROTOR -2 -4 3.1 Điều khiển định hướng từ thông rotor động không đồng [2], [4], [6] Phương pháp điều khiển gián tiếp: phương pháp điều khiển gián tiếp góc θ tính tốn dựa tốc độ trượt thông tin tốc độ động Ta thấy đặc tính hệ thống phụ thuộc nhiều vào việc xác định xác thơng số động Phương pháp nhìn chung đơn giản phương pháp trực tiếp 3.2 Kết quả mô FOC 0.5 1.5 2.5 Time (s) Hình Dòng điện ba pha động VI ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH HÓA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [5], [7], [8], [9] 4.1 Áp dụng điều khiển tuyến tính hóa Từ u  ( m 1) f Lg L   L h( x), ta có h( x ) m f   L f h1 ( x )    u s  1  u   D ( x ).   L f h2 ( x )      s   1.5 Firef Fi (Webe) -8 -10 luật điều khiển tuyến tính hóa sau: 3.2.1.Từ thơng của đợng cơ:   B1     D 1 ( x ).   B2    0.5 -6 Với: B1  L f h1 ( x) , B2  L2f h2 ( x) 0.5 1.5 2.5 Time (s) Hình Từ thơng động 3.5 Ta có: D 1 ( x)   A22  det(D)  A21  A12  A11  Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh h1(1)  T (1)   Cuối ta có:  ( 2) h2   ( 2)   1  det(D) A11 A22  A12 A21 Với: 47 Vậy ta được:  A12   B1    u s   A22  u   A11   B2     s  A11 A22  A12 A21  A21  A22 ( B1   )  A12 ( B2   )   A11.( B2   )  A11 A22  A12 A21  A21.( B1   ) Nhận xét: A11 A22  A12 A21   tín hiệu điều khiển u s , u s tín hiệu thực Đạo hàm ngõ thứ nhất: Bộ điều khiển moment (T) từ thơng ψ bám theo tín hiệu đặt Tref ψref, ta có luật điều khiển tuyến tính hóa sau:   k a (T  Tref )  Tref(1)  (1) (1) ( 2)   k b1 (  ref )  k b (  ref )   ref (15) Các hệ số k chọn cho phương trình đặt trưng có tất nghiệm với phần thực âm để sai số: eT  (T  Tref )     e  (   ref )  Từ biểu thức: (14) t   dh1 ( x)  L f h1 ( x)  Lg1h1 ( x).u s  Lg h1 ( x).u s Moment đặt (Tref) tính từ tốc độ dt đặt tốc độ hồi tiếp thơng qua khâu PI Với: (khâu tích phân – tỉ lệ) sau: u s   A22 ( B1   )  A12 ( B2   ) t A11 A22  A12 A21 (16) Tref  k p   k i  ( ref   ( ))d u s    A21.( B1   ) A11.( B2   ) A11 A22  A12 A21 Thay u s , u s , L f h1 ( x), Lg1h1 ( x), Lg h1 ( x) vào biểu thức trên, ta được: 4.2 Kết quả mô FLC 4.2.1 Từ thông của động cơ: 1.4 dh ( x) Vậy: 1 dt Fref (Webe) 1.2 Đạo hàm ngõ thứ hai: Từ biểu thức, ta có: 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0,5 1,5 2,5 3,5 3,5 Time (s) dh2 ( x)  L f h2 ( x)  Lg1 L f h2 ( x).us  Lg L f h2 ( x).us dt Hình Từ thông động Với:  A22 ( B1   ) A11 A22  A12 A21  A12 ( B2   ) u s    A21.( B1   ) A11 A22  A12 A21 A11.( B2   ) Thay u s , u s , L2f h2 ( x), Lg1 L f h2 ( x), Lg L f h2 ( x) vào biểu thức trên, ta được: 4.2.2 Tốc độ của động cơ: 150 Wref (rad/s) u s  100 50 0 0,5 1,5 2,5 Time (s) Vậy: dh2 ( x)  dt Hình Tốc độ động Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 48 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh 4.2.3 Moment của đợng 5.3 So sánh moment động Nhận xét: Moment động phương pháp FLC có đáp ứng tốt (bám nhanh theo giá trị đặt, biên độ dao động nhỏ bị ảnh hưởng tốc độ động cơ) hai chế độ quay động 3.5 Mref (Nm) 2.5 1.5 0.5 -0.5 0,5 1,5 2,5 3,5 Time (s) Hình Moment động 5.4 So sánh dòng điện các pha động Nhận xét: Dòng điện khởi động động phương pháp FLC lần dịng xác lập, khơng bị ảnh hưởng tốc độ động thay đổi tải (định mức) 4.2.4 Dòng điện ba pha của động 15 10 Iuvw (A) VI KẾT LUẬN -5 -10 0,5 1,5 2,5 3,5 Time (s) Hình Dòng điện ba pha động V SO SÁNH KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 5.1 So sánh từ thông động Nhận xét: Từ thông hai phương pháp đáp ứng nhanh, không vọt lố, khơng có sai số tĩnh hai chế độ quay động 5.2 So sánh tốc độ động Nhận xét: Tốc độ hai phương pháp đáp ứng nhanh, khơng vọt lố, khơng có sai số tĩnh hai chế độ quay động [1] [2] [3] [4] [5] Qua kết mô Simulink/Matlab cho thấy phương pháp đạt yêu cầu Tốc độ từ thông động đáp ứng nhanh, không vọt lố, không dao động Moment động bám sát giá trị đặt Dòng điện khởi động hai lần dòng xác lập Đề tài nghiên cứu thành cơng góp phần kiểm chứng phát triển phương pháp điều khiển tuyến tính hóa vào ra, phương pháp điều khiển linh hoạt, tồn diện khơng gian trạng thái vào đối tượng điều khiển sử dụng rộng rãi ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc Đây sở để xây dựng hệ thống điều khiển có chất lượng cao độ xác, ổn định thỏa mãn hệ thống truyền động có yêu cầu nghiêm ngặt mặt động học TÀI LIỆU THAM KHẢO Nguyễn Phùng Quang, “Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha”, NXB Giáo dục, 1996 Nguyễn Phùng Quang, “Matlab & Simulink”, NXB Khoa học Kỹ thuật Hà Nội, 2008 Trần Công Binh, “Hệ thống điều khiển số”, NXB Đại học Bách Khoa TP.HCM, 2007 Rachid Beguenane, Mohand A Ouhrouche, Andrzej M Trzynadlowski, “Stator Resistance Tuning in an Adaptive Direct Field-Orientation Induction Motor Drive at Low Speeds”, The 30th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, November - 6, 2004 LiuKou Road, Yangliuqing Town, Xiqing District, Tianjin “Design and Simulation of PMSM Feedback Linearzation Contronl System”, e-ISSN: 2087-278X, Vol.11, No.3, March 2013 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh [6] [7] [8] [9] 49 T.S Kwon, M.H Shin, D.S.Hyun, “Speed Sensorless Flux_Oriented Control of Induction Motor in the Field weaking Region Using Luenberger Observer”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol 20, no 4, July 2005 Meziane.Salima, Toufouti.Riad, Benalla.Hocine “ Applied Input-Output Linearizing Control For Hight-Performance Induction Motor”, 2008 Jatit Alan Mullane, G Lightbody and R Yacamini “Comparison Of Cascade and Feedback Linearisation Scheme For DC Link Voltage Control in a Grid Connected Wind Turbine”, Rev Energ Ren : Power Engineering (2011) Kanungo Barada Mohanty, Madhu Singh, “Feedback Linearizing Control of Induction Motor Drive by P-I Controlers in RTDS Environment”, Vol 1, no 4, December 2013 Tác giả chịu trách nhiệm viết: Huỳnh Thanh Tường Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long Email: tuonght@vlute.edu.vn ... số động Phương pháp nhìn chung đơn giản phương pháp trực tiếp 3.2 Kết quả mô FOC 0.5 1.5 2.5 Time (s) Hình Dòng điện ba pha động VI ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH HÓA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [5],... điện ba pha của động cơ: 10 Iabc (A) III ĐIỀU KHIỂN ĐỊNH HƯỚNG TỪ THÔNG ROTOR -2 -4 3.1 Điều khiển định hướng từ thông rotor động không đồng [2], [4], [6] Phương pháp điều khiển gián tiếp: phương. .. dựng mơ hình động không đồng ba pha Ta thống số qui ước cho ký hiệu cho đại lượng thơng số động Hình Mơ hình đơn giản động khơng đồng ba pha Các thông số động không đồng ba pha: Rs: điện trở