So sánh kỹ thuật điều khiển tuyến tính hóa vào ra và phương pháp cuốn chiếu cho động cơ không đồng bộ

Bài viết này ứng dụng kỹ thuật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Linearization Control – FLC) và phương pháp điều khiển cuốn chiếu (Backstepping) để thiết kế hệ thống điều khiển từ thông và tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha, trong đó từ thông và mô-men được ước lượng từ các giá trị dòng điện và điện áp của động cơ.

48 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh SO SÁNH KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH HÓA VÀO RA VÀ PHƯƠNG PHÁP CUỐN CHIẾU CHO ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ A COMPARATIVE STUDY BETWEEN INPUT-OUTPUT LINEARIZATION CONTROL TECHNIQUE AND BACKSTEPPING CONTROL METHOD FOR INDUCTION MOTOR Bùi Thị Kim Huệ, Mai Nhật Thiên, Lương Hoài Thương, Huỳnh Thị Dư, Ngô Bích Nên, Huỳnh Thanh Tường Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long, Việt Nam Ngày soạn nhận 17/12/2020, ngày phản biện đánh giá 18/02/2021, ngày chấp nhận đăng 04/03/2021 TÓM TẮT Động không đồng ba pha sử dụng rộng rãi cơng nghiệp ưu điểm cấu tạo đơn giản, chắn, vận hành tin cậy, bảo trì sửa chữa, giá thành thấp, hiệu suất cao… Tuy nhiên, việc điều khiển động không đồng vấn đề khó khăn, phức tạp tính phi tuyến mơ hình động Bài báo ứng dụng kỹ thuật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Linearization Control – FLC) phương pháp điều khiển cuốn chiếu (Backstepping) để thiết kế hệ thống điều khiển từ thông tốc độ động không đồng ba pha, từ thơng mơ-men ước lượng từ giá trị dòng điện điện áp động Việc so sánh thành phần động (từ thơng, tớc độ, mơ-men, dịng điện ba pha) kỹ thuật đề xuất FLC với phương pháp cuốn chiếu tiến hành Việc so sánh thực thay đổi tải trục động cơ, khả bám tốc độ độ nhạy thay đổi điều kiện vận hành Các kết mô cho thấy hiệu phương pháp đề xuất FLC Từ khóa: điều khiển ćn chiếu; điều khiển phi tuyến; điều khiển trực tiếp mô-men; điều khiển vector; định hướng trường; động khơng đồng bộ; tún tính hóa vào ABSTRACT Three-phase induction motors are widely used in industry because of their advantages such as simple structure, solid, reliable operation, low maintenance and repairs, low-cost and high efficiency However, the control of an induction motor is a difficult and complicated problem because of its strong nonlinearity This paper applies the feedback linearization control technique (FLC) and the backstepping control method to design a control system for flux and speed for three-phase induction motor in which the torque and the flux are estimated from measurement of voltages and currents of the motor The comparative of the motors components e.g (flux, speed, torque and three-phase current) of the proposed FLC technique and Backstepping method is conducted The comparison is carried out when changing the load on the motor shaft, the tracking capability of speed and the sensitivity when operating conditions are changed The simulation results show the effectiveness of the proposed technique and method FLC Keywords: Backstepping control; Nonlinear control; Direct torque control; Vector control; Field orientation; Asynchronous motor; Input output linearization ĐẶT VẤN ĐỀ [1] Cùng với phát triển ngày lớn mạnh ngành công nghiệp, đặc biệt ngành điều khiển tự động, yêu cầu chất lượng loại máy móc ngày cao: cấu máy móc địi hỏi phải đạt độ nhanh, nhạy, xác cao, lượng phải sử dụng có hiệu (Nguyễn Phùng Quang, 1996) Động khơng đồng thức Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh công nhận từ năm 1970 nhiên chúng không sử dụng rộng rãi có khó khăn mà chúng mang lại: khó điều khiển chất lượng thấp Tuy nhiên, với phát triển mạnh mẽ công nghệ chế tạo linh kiện bán dẫn cơng suất vi xử lý có khả xử lý mạnh mẽ, khó khăn khắc phục Với ưu điểm mình, động không đồng xem giải pháp cho vấn đề nêu Một số ưu điểm bật động tuyến tính: tốc độ cao, độ xác cao, đáp ứng nhanh, độ bền học cao Ngày nay, với phát triển lý thuyết điều khiển tự động, kỹ thuật điều khiển động không đồng thay đổi nhanh chóng Trong lý thuyết điều khiển đại, động không đồng ba pha xem đối tượng phi tuyến (vì mơ hình tốn học động khơng đồng mơ tả phương trình vi phân bậc cao) Để điều khiển động cách xác, ta phải áp dụng phương pháp điều khiển phi tuyến như: điều khiển trực tiếp mômen (direct torque control - DTC), điều khiển trượt (sliding mode control - SMC), điều khiển thụ động (passive control), điều khiển thích nghi (adaptive control)… để tác động lên mơ hình tốn học động Trong báo này, phương pháp điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa sử dụng mơ hình tốn học động Mục đích phương pháp tiến hành đổi biến điều khiển cho ngõ tuyến tính với biến điều khiển ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA [2] Động không đồng mô tả hệ phương trình vi phân bậc cao Với cấu trúc phân bố cuộn dây phức tạp mặt không gian mạch từ móc vịng ta phải chấp nhận số điều kiện sau mơ hình hóa động Bỏ qua tổn hao lõi sắt từ, không xét tới ảnh hưởng tần số thay đổi nhiệt độ điện trở, điện cảm tới cuộn dây Bỏ qua bão hòa mạch từ, tự cảm hỗ cảm cuộn 49 dây coi tuyến tính Dịng từ hóa từ trường phân bố hình sin bề mặt khe từ Xây dựng mơ hình động khơng đồng ba pha Một số quy ước ký hiệu cho đại lượng thông số động Hình Mơ hình đơn giản động không đồng ba pha Các thông số động không đồng ba pha: Rs : điện trở cuộn dây stator Rr : điện trở rotor quy đổi stator Lm : hỗ cảm stator rotor L s : điện kháng tản cuộn dây stator L r : điện kháng tản cuộn dây rotor quy đổi stator p : số đôi cực động J : moment qn tính (kg.m2) Các thơng số định nghĩa thêm: Ls = Lm + L s điện cảm stator Lr = Lm + L r điện cảm rotor Ts  Ls Rs số thời gian stator Tr  Lr Rr số thời gian rotor Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh 50 hệ số từ tản tổng L2m Ls Lr  1    d  rs L  1   m iss    j  rs  Tr dt  Tr  chu kỳ lấy mẫu Tsamp Từ hệ qui chiếu rotor quy hệ qui chiếu stator theo phương trình:   (1) irr  irs e  j    (3)  d  rs 0R i   j rs dt s d s u s  Rs i s  dt s   d  rs 0R i   j rs dt  s r r (4b)  1  d is 1 1 is      r   r  u s dt Tr Lm Lm Ls  Ts Tr   (4c)  s r  s m s  s r r (4d)  L i L i     p ( s  is )   p ( r  ir ) 2 J d p dt   Lr   s   r  Lm iss      ss  Ls iss  (4f) Thay thành phần vector từ thông rotor dòng stator ta được: (6) s (13) Te  Lm p ( r is  r is ) Lr PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN CUỐN CHIẾU ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [3], [4], [5], [6] 3.1 Điều khiển ćn chiếu Phương trình (4a, b) trở thành: s d i s Lm d  s u s  Rs i s  Ls  dt Lr dt s d  r Lm  is   r   r dt Tr Tr (5)   Lm  s  r  Lm iss  Lr   (12) d  r Lm  is   r   r dt Tr Tr Thay (5), (6) vào (4a, b), s  1  1 1 is      r   r  u s dt Lm Ls  Ts Tr  Tr Lm (4e) Để xác định dòng điện stator từ thông rotor, từ (4c) (4d) có: irs  (11) (4a)  Te  TL   d  rs Lm s   is    j  rs dt Tr  Tr  (10) Chuyển sang dạng thành phần vector hai trục tọa độ:  Te   1    s      s d iss  is    j  rs     u dt Lm  Tr Ls s   Ts Tr  d is  ss  Ls iss  Lm irs (9) Thay từ thông từ (9) vào (7) ta được:  Vậy từ phương trình ta có hệ phương trình: s   d  rs Lm s   is    j  rs dt Tr  Tr   Từ hai phương trình ta có:  s r r Suy (2)  rr   rs e  j (8) (7) Tính chất phi tuyến thể rõ, với số lượng biến đầu vào nhiều Nên việc tìm quy luật điều khiển khó phương pháp thông thường Phương pháp thiết kế chiếu tỏ hữu ích mơ hình Bộ điều khiển thiết kế giải vấn đề phi tuyến mơ hình Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh Từng bước thiết kế điều khiển thỏa đại lượng tốc độ dịng từ hóa đạt đến giá trị đặt mục tiêu đưa Như trình bày phần mơ hình động cơ, ta xét hệ tọa độ dq, trục ' q vuông góc với vector  rq  làm cho phương trình trở nên đơn giản 3PL d P (  rd' isq  TL ) dt Lr J m (14) Để đơn giản việc tính toán, ta định nghĩa giá trị: (15) 3( PLm )  Lr J Lấy đạo hàm giá trị e2 , e4 từ hệ phương trình (20) ta được:  '   k1  ' e  ( e2  k1e1 )   ref   rd isq   rd i sq       '  e  k (e  k e )      i sd 3 ref rd  Tr Tr   ' e  2  L u sd rd  s  e    1 u  Ls Tr sd  Đến ta xác định hàm Lyapunov để ổn định hóa hệ thống, bao gồm hai biến e2 , e4 Ta chọn hàm Lyapunov sau: (16) Gọi ref , ref giá trị tốc độ từ thông mong muốn Ta định nghĩa hai giá trị e1 , e3 sai số giá trị tốc độ, từ (17) (18) 2 e1  e3  2   V   k1e12  k3e32  e1 (k1e1   ref   rd' isq  TL (22) Lấy đạo hàm phương trình (22) ta được:   V   k1e12  k3e32  k e22  k e42  e4 (4  k e4  e3  u ' ) Ls sd rd 1 u ) Ls Tr sd  Lấy đạo hàm phương trình (18) ta được:  2 2 (e1  e2  e3  e4 )  Để hệ ổn định theo Lyapunov Xét hàm Lyapunov sau: V  V2   e2 ( e1  2  k e2  thông đặt giá trị ước lượng  e1   ref    '  e3   ref  rd (21) Lúc hệ phương trình (21) trở thành: Thay (15) vào (14) ta được: d P '   rd isq  TL dt J 51 (19)  P 1 )  e3 (k3e3   ref  isd   rd' ) J Tr Tr Ta thấy để phương trình thỏa mãn định lý ổn định Lyapunov V phải xác định     e2  k1e1  e1  e1  e2  k1e1     e4  k3e3  e3  e3  e4  k3e3 (20) V  Để có điều thì:  ' e1  2  k e2  L u sd rd   s    k e  e  1 u  4  Ls Tr sd   ( e1  2  k e2 )   k e4  e3  u sd &  u sd  1  '   Ls rd Ls Tr    Đến ta xây dựng luật điều khiển để tốc độ từ thông động bám theo giá trị tốc độ từ thông đặt với đại lượng sau: 52 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh e1   ref    ' e3   ref   rd   P  k1e1   ref  TL J  ' i e  rd sq    e  k e     '  i 3 ref rd sd  Tr Tr  k1     (  e  k e )   i sd i sq 2 1  ref    Tr  1  / / ' (23)  T  rd i sq   r  rq i sq  ( T  T )i sd rd r s r   1 / ' 1 ' / '   s i sq rd  T rq rd    rq rd r    2 /   k (e4  k e3 )   ref  ( ) i sd  ( )  rd Tr Tr   1 1 1 /  ) i sd   s i sq   r  rq  ( Ts Tr Tr Tr  Tr  1 / 1 rq   rq/   Tr  Tr Tr 3.2 Kết mơ phỏng ćn chiếu Hình so sánh tốc độ đặt trước tốc độ đo trực tiếp từ động Kết mô cho thấy, đáp ứng tốc độ thực tế khơng có độ vọt lố 3.2.3 Mô-men của động cơ: Hình Mơ-men động Hình so sánh mơ-men đặt trước mômen đo trực tiếp từ động Kết mô cho thấy, đáp ứng mô-men thực tế có độ vọt lố 0.3 % (tại 2s lúc đảo chiều quay động cơ) 3.2.4 Dòng điện ba pha của động cơ: 3.2.1 Từ thông của động cơ: Hình Từ thông động Hình Dòng điện ba pha động Hình so sánh từ thông đặt trước từ thông đo trực tiếp từ động Kết mô cho thấy, đáp ứng từ thơng thực tế khơng có độ vọt lố Hình so sánh dịng điện đặt trước dòng điện đo trực tiếp từ động Dòng điện khởi động lần dòng xác lập (0-1giây: trình khởi động 24A; 1-1,5 giây: trình định mức 6A) 3.2.2 Tốc đợ của đợng cơ: ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH HÓA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [7], [8], [9], [10] 4.1 Áp dụng điều khiển tuyến tính hóa Từ u  Hình Tốc độ động ( m 1) f   L h( x) , h( x ) m f Lg L luật điều khiển tuyến tính hóa sau: ta có Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh  L f h1 ( x)    u s  1  u   D ( x).  s   L f h2 ( x)     B1     D 1 ( x).    B2    Với: B1  L f h1 ( x) , B2  L2f h2 ( x) Với: u s   A22 ( B1   )  A12 ( B2   ) A11 A22  A12 A21 u s    A21 ( B1   ) A11 A22  A12 A21 A11 ( B2   ) Thay u s , u s , L2f h2 ( x), Lg1 L f h2 ( x), Lg L f h2 ( x) Ta có: D 1 ( x)  53 vào biểu thức trên, ta được:  A22 det( D)  A21  A12  A11  Vậy: dh2 ( x)  dt Với: Cuối ta có: h (1)  T (1)    1 (24)  ( 2) h2   ( 2)   1  det( D) A11 A22  A12 A21 Vậy ta được:  A12   B1    A11   B2     A ( B1   )  A12 ( B2   )   22 A11 ( B2   )  A11 A22  A12 A21  A21 ( B1   ) u s   A  22 u    s  A11 A22  A12 A21  A21 Bộ điều khiển moment (T) từ thông ψ bám theo tín hiệu đặt Tref ψref, ta có luật điều khiển tuyến tính hóa sau:   k a (T  Tref )  Tref(1)  (1) (1) ( 2)   k b1 (   ref )  k b (   ref )   ref (25) Nhận xét: A11 A22  A12 A21   tín hiệu điều khiển u s , u s tín hiệu thực Các hệ số k chọn cho phương trình đặt trưng có tất nghiệm với phần thực âm để sai số: Đạo hàm ngõ thứ nhất: t   eT  (T  Tref )    e  (   ref )  Từ biểu thức: dh1 ( x)  L f h1 ( x)  L g1 h1 ( x).u s  L g h1 ( x).u s dt Với: Moment đặt (Tref) tính từ tốc độ đặt tốc độ hồi tiếp thơng qua khâu PI (khâu tích phân – tỉ lệ) sau: u s   A22 ( B1   )  A12 ( B2   ) A11 A22  A12 A21 Tref  k p   k i  ( ref   ( ))d u s    A21 ( B1   ) A11 A22  A12 A21 4.2 Kết mô phỏng FLC A11 ( B2   ) Thay u s , u s , L f h1 ( x), L g1 h1 ( x), L g h1 ( x) vào biểu thức trên, ta được: t 4.2.1 Thông số của động không đồng bộ Thông số động không đồng Thông số Giá trị P = 10HP Đạo hàm ngõ thứ hai: Công suất động Từ biểu thức, ta có: Số đơi cực P=2 Điện trở stator Rs = 1.177 Ω Điện trở rotor Rr = 1.382 Ω Vậy: dh1 ( x) 1 dt dh2 ( x)  L f h2 ( x)  Lg1 L f h2 ( x).u s  Lg L f h2 ( x).u s dt (26) 54 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh Điện cảm stator Ls = 0.118 Ω Điện cảm rotor Lr = 0.113 Ω Moment quán tính J = 0.00126 (kg.m2) Hỗ cảm Lm = 0.113 (H) 4.2.4 Mô-men của động Các giá trị đặt Tốc độ đặt Wref = 1420 (vòng/phút) = 148,7 (rad/s) Từ thông đặt Firef = (Weber) Moment tải đặt TL = 3.5 (N.m) 4.2.2 Từ thông của đợng Hình Mơ-men động Hình so sánh mô-men đặt trước mômen đo trực tiếp từ động Kết mô cho thấy, đáp ứng mơ-men thực tế có độ vọt lố 0.2 % (tại 1.5s lúc có tải nên mô-men thay đổi đột ngột) 4.2.5 Dòng điện ba pha của động Hình Từ thông động Hình so sánh từ thơng đặt trước từ thông đo trực tiếp từ động Kết mô cho thấy, đáp ứng từ thông thực tế khơng có độ vọt lố 4.2.3 Tốc đợ của động Hình Dòng điện ba pha động Hình so sánh dịng điện khởi động dòng điện đo trực tiếp từ động Dòng điện khởi động lần dòng xác lập (0-0.2giây: trình khởi động 12A; 0.2-3 giây: trình định mức 6A) SO SÁNH KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 5.1 So sánh: Bảng So sánh đáp ứng cuốn chiếu FLC Cuốn chiếu FLC Đáp ứng Hình Tốc độ động Hình so sánh tốc độ đặt trước tốc độ đo trực tiếp từ động Kết mô cho thấy, đáp ứng tốc độ thực tế khơng có độ vọt lố (tại 1.5s lúc có tải nên tốc độ thay đổi đột ngột) Độ Thời vọt lố gian (s) (%) Thời gian (s) Độ vọt lố (%) Từ thông 0,3 0,1 Tốc độ 1,2 0,1 Mô-men 0,01 0,3 0,1 0,2 Dòng điện 200 0,2 100 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh 55 5.2 Nhận xét: Bảng Nhận xét hai phương pháp ćn chiếu FLC ĆN CHIẾU FLC Qua kết mô Simulink/Matlab cho thấy phương pháp FLC đạt yêu cầu Dòng điện từ thông động đáp ứng nhanh, không vọt lố, không dao động Mô-men, tốc độ động bám sát giá trị đặt Dòng điện khởi động hai lần dịng xác lập Bài báo thành cơng góp phần kiểm chứng phát triển phương pháp FLC Backstepping, phương pháp điều khiển linh hoạt, toàn diện không gian trạng thái vào đối tượng điều khiển sử dụng rộng rãi động khơng đồng ba pha rotor lồng sóc Đây sở để xây dựng hệ thống điều khiển có chất lượng cao độ xác, ổn định thỏa mãn hệ thống truyền động có yêu cầu nghiêm ngặt mặt động học + Từ thơng khơng có độ vọt lố Như đáp ứng từ thông đạt yêu cầu + Tốc độ không vọt lố Như đáp ứng tốc độ đạt u cầu, khơng có sai số tĩnh + Mơ-men vọt lố 0,3% khoảng thời gian 0,01 giây Mômen động tăng theo mô-men tải đến giá trị đặt (3,5 N.m) với độ vọt lố cho phép + Dòng điện ba pha động tăng đến 24 (A) trình khởi động khoảng thời gian 0,1 giây Sau đó, dịng điện xác lập giá trị (A) Như vậy, dòng khởi động lần dịng xác lập + Từ thơng khơng có độ vọt lố Như đáp ứng từ thông đạt yêu cầu + Tốc độ không vọt lố Như đáp ứng tốc độ đạt u cầu, khơng có sai số tĩnh + Mô-men vọt lố 0,2% khoảng thời gian 0,1 giây Mô-men động tăng theo mômen tải đến giá trị đặt (3,5 N.m) với độ vọt lố cho phép + Dòng điện ba pha động tăng đến 12 (A) trình khởi động khoảng thời gian 0,1 giây Sau đó, dịng điện xác lập giá trị (A) Như vậy, dòng khởi động lần dòng xác lập KẾT LUẬN TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] [2] [3] [4] [5] [6] Nguyễn Phùng Quang (1996), Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, NXB Giáo dục Nguyễn Phùng Quang (2008), Matlab & Simulink, NXB Khoa học kỹ thuật Hà Nội Trần Công Binh (2007), Hệ Thống Điều Khiển Số, NXB Đại Học Bách Khoa TP.HCM LiuKou Road, Yangliuqing Town, Xiqing District, Tianjin “Design and Simulation of PMSM Feedback Linearization Control System '', e-ISSN: 2087-278X, Vol.11, No.3, March 2015 Mehazzem, A Reama, H Benalla “Sensorless nonlinear adaptive backstepping control of induction motor” ICGST-ACSE Journal, ISSN 1687-4811, Volume 8, Issue III, January 2019 Meziane.Salima, Toufouti.Riad, Benalla.Hocine “Applied Input-Output Linearizing Control for High-Performance Induction Motor”, 2018 Jatit 56 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh [7] Ismail Khalil Bousserhane, AbdeldjabbarHazzab, MostefaRahli, MokhtarKamli, BenyounesMazari “Direct field-oriented control using backsteppingstratery with fuzzy rotor resistance estimator for induction motor speed control” ISSN 1392-124X information technology and control, vol.35, No.4, 2016 [8] H.T.Lee, L.C.Fu and F.L.Lian “Sensorless adaptive backstepping speed control of induction motor” Proceedings of the 45th IEEE Conference on Decision & Control, San Diego, CA, USA December 13-15, 2016 [9] A Belhani, K Belarbi and F Mehazzem “Design of multivariable backstepping speed controllers using genetic algorithms” ICGST Conference on Automatic Control and system engineering, (ACSE, 05), Cairo, Egypt 19-21 Dec 2015 [10] Alan Mullane, G Lightbody and R Yacamini “Comparison of Cascade and Feedback Linearisation Scheme for DC Link Voltage Control in a Grid Connected Wind Turbine”, Rev Energ Ren: Power Engineering (2017) Tác giả chịu trách nhiệm viết: Huỳnh Thanh Tường Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long Email: tuonght@vlute.edu.vn ... (13) Te  Lm p ( r is  r is ) Lr PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN CUỐN CHIẾU ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [3], [4], [5], [6] 3.1 Điều khiển ćn chiếu Phương trình (4a, b) trở thành: s d i s... định mức 6A) 3.2.2 Tốc đợ của đợng cơ: ĐIỀU KHIỂN TÚN TÍNH HÓA ĐỢNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [7], [8], [9], [10] 4.1 Áp dụng điều khiển tuyến tính hóa Từ u  Hình Tốc độ động ( m 1)... Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP Hồ Chí Minh 55 5.2 Nhận xét: Bảng Nhận xét hai phương pháp cuốn chiếu FLC ĆN CHIẾU FLC Qua kết mơ Simulink/Matlab cho thấy phương