TỔNG QUAN
Tổng quan
Hiện nay, không khí ngày càng bị ô nhiễm do các hoạt động sản xuất của các ngành công nghiệp nặng, các công trình lớn, các phương tiện di chuyển [1] Điều này đã làm ảnh hưởng trực tiếp đến sức khỏe, cuộc sống của con người
Các đô thị lớn nói riêng chịu tác động mạnh do ô nhiễm không khí từ các hoạt động phát triển kinh tế - xã hội, giao thông vận tải Trong đó, khí thải từ các phương tiện giao thông cơ giới đường bộ, đặc biệt là xe ô tô, xe gắn máy chiếm tỉ lệ lớn nhất đồng thời cũng chiếm tỷ trọng lớn trong tổng lượng phát thải gây ô nhiễm môi trường không khí đô thị ở Việt Nam
Xét riêng lĩnh vực giao thông vận tải, các loại ô tô hạng nhẹ, ô tô tải và ô tô bus lần lượt chiếm 44%, 27% và 6% lượng khí thải carbon mỗi năm Các phương tiện giao thông cơ giới sử dụng nhiên liệu hóa thạch như xăng và dầu diesel, quá trình đốt cháy nhiên liệu dẫn tới phát sinh nhiều loại khí thải như SO2, NO2, CO, bụi (TSP, PM10, PM2.5); thậm chí rò rỉ, bốc hơi nhiên liệu khi vận hành phát sinh Benzen, Toluen Những khí thải gây ô nhiễm không khí này còn được WHO gọi là “kẻ giết người thầm lặng” bởi chúng tích lũy và gây ra các bệnh nguy hiểm Để giải quyết vấn đề ô nhiễm không khí từ việc, ngoài những chính sách dùng những phương tiện công cộng, hạn chế những chiếc xe lỗi thời phát ra nhiều khí thải, thì việc đưa xe điện vào thay thế các phương tiện dùng nhiên liệu hóa thạch là tất yếu.
Các xu hướng
Trong những năm gần đây, ngành công nghiệp xe điện đã trở thành một xu hướng quan trọng, đánh dấu sự chuyển đổi toàn cầu từ các phương tiện sử dụng nhiên liệu hoá thạch sang công nghệ sạch và bền vững Nhiều hãng xe ô tô hàng đầu trên thế giới đã tích cực tham gia đua tranh trong lĩnh vực này, mang đến nhiều sự đổi mới và tiến bộ đáng kể
2 Các hãng xe như Tesla, Nissan, và Chevrolet đã định hình định hình ngành công nghiệp xe điện với việc phát triển và giới thiệu các mô hình như Tesla Model 3, Nissan Leaf, và Chevrolet Bolt EV Tesla, đặc biệt, đã nổi tiếng với công nghệ tiên tiến và khả năng di chuyển xa trên mỗi lần sạc Các mô hình này không chỉ đáp ứng nhu cầu về hiệu suất và tiện ích mà còn chú trọng đến thiết kế và trải nghiệm người lái Cụ thể có thể thấy trong Hình 1.1, các nhà sản xuất ô tô lớn đang đầu tư mạnh vào phát triển xe điện Trong đó, các hãng xe ô tô truyền thống như BMW, Nissan, Hyundai, Toyota, Ford,… cũng đã thay đổi dây chuyển sản xuất để bắt kịp xu thế
Các nhà sản xuất ô tô đang nỗ lực đáp ứng nhu cầu của người tiêu dùng bằng cách giới thiệu các mẫu xe lai xăng - điện và xe điện với các tính năng và thiết kế hiện đại Những mẫu xe này đang trở nên phổ biến hơn do khả năng tiết kiệm nhiên liệu và giảm lượng khí thải.
Ngoài các hãng xe lớn, các công ty công nghệ như Apple và Google cũng đang tham gia vào cuộc đua xe điện, dự kiến sẽ đưa ra các giải pháp độc đáo và tích hợp công nghệ thông tin vào các mô hình xe của họ Các công ty khởi nghiệp cũng đang phát triển các giải pháp mới cho xe điện như hệ thống pin mới, hệ thống sạc nhanh,
Joy EV Roadster Leaf Model 3 IONIQ 5 VF-9
Hình 1.1 Những cột mốc công bố của một số hãng xe điện từ đầu những năm 90 đến nay
3 các hệ thống quản lý năng lượng,… Những giải pháp này giúp tăng thời gian sử dụng và độ bền của pin, giảm thời gian sạc và đảm bảo an toàn cho xe điện
Tổng cộng, sự đa dạng và cạnh tranh ngày càng tăng trong ngành công nghiệp xe điện đã mang lại nhiều lựa chọn cho người tiêu dùng, đồng thời thúc đẩy sự phát triển của công nghệ xe điện với hy vọng giảm thiểu ảnh hưởng của các phương tiện giao thông đối với môi trường
Với mục đích giảm thiểu khí thải và bảo vệ môi trường, ô tô điện nổi lên như một giải pháp thiết yếu Trên toàn cầu, nhiều quốc gia đã áp dụng chính sách khuyến khích sử dụng xe điện bằng cách miễn thuế nhập khẩu, cung cấp hỗ trợ mua xe, xây dựng cơ sở hạ tầng sạc điện và giảm thuế tiêu thụ đặc biệt đối với xe sử dụng năng lượng mới.
Với sự phát triển của các công nghệ mới và nhu cầu của thị trường, xe điện dần trở nên phổ biến hơn Nhiều dự báo cho thấy số lượng xe điện sẽ tăng đáng kể trong tương lai và có thể sẽ trở thành một phương tiện giao thông chính thống trong tương lai Có nhiều loại đầu cắm sạc khác nhau cho xe điện, phản ánh sự đa dạng trong tiêu chuẩn và công nghệ sạc trên thế giới: Đầu cắm sạc loại 1 (SAE J1772): Sử dụng rộng rãi ở Nhật Bản và Bắc Mỹ, đây là đầu cắm một pha có khả năng cung cấp công suất lên đến 7.4 kW Đầu cắm sạc loại 2 (Mennekes): Là tiêu chuẩn chính thức trong Liên minh châu Âu, đầu cắm ba pha này cung cấp công suất cao hơn so với loại 1, lên đến 22 kW cho sạc riêng và 43 kW cho sạc công cộng
Bảng 1.1 Thông số các cổng sạc phổ biến trên thế giới
Type Design Output Power Locations
CSS1 Up to 350 kW North
CHAdeMO Up to 200 kW Japan
GB/T Up to 237.5 kW China
Up to 22 kW for private charging Europe and the rest of the world
Up to 43 kW for public charging
Đầu cắm sạc GB/T được phát triển tại Trung Quốc theo tiêu chuẩn quốc gia Guobiao (GB/T), bao gồm hai loại: một dùng cho sạc AC và một dùng cho sạc nhanh.
Hệ thống Sạc kết hợp (CCS) là chuẩn đầu cắm sạc nhanh DC phổ biến ở Bắc Mỹ (CCS1) và châu Âu (CCS2) Hệ thống này hỗ trợ các phương thức sạc AC và DC, tích hợp đầu cắm sạc AC Loại 1 và Loại 2.
5 Đầu cắm sạc CHAdeMO: Phát triển tại Nhật Bản, hỗ trợ sạc nhanh lên đến
500 kW và sạc hai chiều Đầu cắm sạc DC GB/T: Cung cấp công suất lên đến 500 kW, với phiên bản mới có thể đạt đến 900 kW Đầu cắm sạc ChaoJi: Tương thích ngược với đầu cắm GB/T và CHAdeMO, hỗ trợ tích hợp công nghệ xe-đến-lưới (V2G) và xe-đến-nhà (V2H), đại diện cho sự hợp nhất giữa Trung Quốc và Nhật Bản trong lĩnh vực sạc điện
Những loại đầu cắm này phản ánh không chỉ sự phát triển công nghệ sạc điện mà còn sự đa dạng và tích hợp trong ngành công nghiệp xe điện toàn cầu
Một trong những thành phần góm phần vào sự phổ biến của xe điện đó chính là bộ sạc tích hợp On-board Charger Đến năm 2020, hầu hết các bộ sạc có thể đạt công suất từ 6 kW đến 10 kW, với một số có thể lên đến 22 kW, như trong mẫu xe Renault Zoe Mật độ công suất đạt khoảng 3.3 kW/L, với hiệu suất cao nhất được ước đạt trên 97% Mục tiêu cho năm
2025 tại Hoa Kỳ là đạt công suất và mật độ công suất cụ thể lần lượt là 4 kW/kg và 4.6 kW/L, cùng với hiệu suất cao nhất là 98%.[2]
Giới hạn đề tài
Nghiên cứu này tập trung vào việc giảm kích thước và khối lượng của các bộ sạc hai chiều, một trong những thách thức chính là giảm kích thước các lõi từ trong các bộ chuyển đổi như bộ lọc máy biến áp trong bộ DC-DC hoặc bộ lọc L giữa lưới và bộ sạc tích hợp Các lõi từ này chiếm một phần đáng kể khối lượng và kích thước của bộ sạc.
Bộ lọc LCL là một giải pháp tốt để vượt qua những nhược điểm của các cuộn cảm truyền thống trong các ứng dụng công suất cao Tuy nhiên, bộ lọc này cần được thiết kế cẩn thận để đạt được hệ số công suất đồng nhất và tránh vấn đề dao động cộng hưởng Trong các tài liệu trước đó [3] - [15], các tác giả đã đề xuất các thiết kế
Trong các nghiên cứu trước đây, mặc dù có đề cập đến bộ lọc LCL nhưng chưa có phương pháp thiết kế giá trị tối ưu của tham số LCL một cách hiệu quả Để giảm đỉnh cộng hưởng của bộ lọc LCL, phương pháp giảm chấn thụ động được đưa ra nhưng lại làm tăng chi phí và giảm hiệu suất Các phương pháp giảm chấn chủ động cũng được đề xuất nhưng đòi hỏi thêm cảm biến dòng/áp, làm tăng giá hệ thống Phương pháp giảm chấn bằng phần mềm không sử dụng cảm biến tuy khắc phục được nhược điểm này nhưng lại tăng thời gian xử lý và hiệu quả không cao.
40KW PFC with LCL filter
Power board Driver board LCL filter
Hình 1.2 Cấu hình bộ chỉnh lưu tích cực ba pha hai bậc với bộ lọc LCL và ứng dụng trong bộ sạc xe điện
7 LCL vẫn hoàn toàn có thể hoạt động tốt kể cả khi không dùng các phương pháp giảm chấn
Hình 1.2 thể hiện bộ lọc LCL trong ứng dụng sạc xe điện Ở đây để kiểm chứng phương pháp thiết kế, bộ lọc LCL sẽ được thay thế cuộn L thông thường trong bộ chỉnh lưu ba pha hai bậc
Trong Luận văn, mô hình hóa bộ chuyển đổi ba pha, các phép chuyển trục tọa độ và thuật toán vòng khóa pha sẽ được trình bày trong Chương 3 Chương 4 trình bày phương pháp thiế kế bộ lọc LCL đề xuất Thiết kế bộ điều khiển sẽ được trình bày trong Chương 5 Tất cả các nội dung lý thuyết cũng sẽ được kiểm chứng thông qua các kết quả mô phỏng trong Chương 6 Trong chương 7,8, và 9 sẽ trình bày về thiết kế hệ thực nghiệm và kết quả thực nghiệm với bộ lọc LCL
MÔ HÌNH HÓA BỘ CHUYỂN ĐỔI
Mô hình hóa bộ chuyển đổi
Tương tự với mô hình động của bộ chuyển đổi DC / DC, phương pháp tiếp cận trạng thái có thể được sử dụng để cho phép mô hình mạch liên tục Tuy nhiên, khác với bộ chuyển đổi DC / DC, điện áp AC ở phía đầu vào luôn thay đổi theo thời gian, khó có thể tìm thấy điểm hoạt động tĩnh nếu không có sự trợ giúp của phép biến đổi hệ quy chiếu (phép biến đổi Clarke và phép biến đổi Park), điều này làm thay đổi hệ thống ba pha tĩnh sang hệ thống hai pha quay Các mạch dq vẫn là phi tuyến tính do có nhiều nhiễu, trong khi thiết kế bộ điều khiển cổ điển (như đồ thị Bode và đồ thị Nyquist,…) thường dựa vào hệ thống tuyến tính Do thực tế là các biến mạch là tuyến tính với nhiễu nhỏ xung quanh điểm hoạt động tĩnh, một mô hình tín hiệu nhỏ có thể được thiết lập để thực hiện quy trình cổ điển của thiết kế bộ điều khiển Để đơn giản hóa các phép phân tích, tính toán, luận văn giả sử rằng bộ lọc LCL ở tần số thấp có đáp ứng như là một cuộn L thông thường Điều này cũng sẽ được phân tích trong các kết quả thực hiện Áp dụng định luật kirchoff dòng ở phía ngõ ra
DC và áp phía đầu vào AC, hai phương trình được thành lập
Hình 2.1 Cấu hình bộ chỉnh lưu tích cực ba pha hai bậc với bộ lọc LCL
C d v S i S i S i i dt = + + − (2.1) g a eq g a a dc g b eq g b b dc g c eq g c c dc d d d v L i S v v L i S v v L i S v dt dt dt
Trong đó, Sx là viết tắt của phương trình trạng thái đóng cắt, có giá trị thay đổi 1và 0 tùy thuộc vào việc bật hoặc tắt; v gx là viết tắt của điện áp lưới, i gx cho dòng điện phía xoay chiều và ký hiệu con abc cho hệ thống ba pha v dc là điện áp một chiều được ký hiệu là, i load là dòng điện DC ngõ ra; LT là tổng độ tự cảm và C là tụ điện ở DC ngõ ra a Thành lập mô hình trung bình trong hệ trục abc
Trong phần này, một cách tiếp cận về giá trị trung bình của một biến trạng thái được trình bày theo mô hình trung bình bằng cách lấy tích phân trong một chu kỳ đóng cắt của một tín hiệu theo mẫu như sau:
T s x là giá trị trung bình của x(t) trong một chu kỳ đóng cắt Khi đó, chu kỳ nhiệm vụ được tính 1 ( )
= t T s x x t d S t d Dựa trên (2.5), (2.3) và (2.4)được viết lại như sau:
3 3 3 s s s s s s s s s s s s a b c a g a T g a T a b c g b T T g b T b dc T a b c gc T g c T c g a T dc T a b c g b T load T g c T d d d v i d d d d v L d i d v dt d d d v i d i
(2.6) b Chuyển đổi hệ trục và vector không gian β axis α axis
Hình 2.2 Hệ trục tọa độ abc, αβ và dq
11 Dựa vào Hình 2.2a, phép chuyển đổi Clarke, hệ quy chiếu abc tĩnh ba pha có thể được chuyển thành hệ trục tọa độ hai pha αβ:
Như vậy, phép biến đổi Clark sẽ được thực hiện như (2.7) và phép biến đổi Clake ngược được thực hiện như (2.9):
Trong đó, k là một hằng số có giá trị bằng2
3cho trường hợp phép biến đổi bảo toàn biên độ và bằng 2
3 cho trường hợp bảo toàn công suất Để hiểu rõ phép biến đổi Park, giả sử trong hệ tọa độ Oxy như Hình 2.3 ta có điểm A(x,y) với x= cos , y=sin; Vị trí điểm A’(x’,y’) là ảnh của A(x,y) trong không gian sau khi biến đổix'=cos( − ), 'y =sin( − )với là độ lớn của vector Khi đó,
Sử dụng công thức cộng lượng giác, phương trình tọa độ của điểm A’:
Từ 2.11, phép biển đổi ngược từ điểm A’ thành điểm A được tính như sau:
Với những phân tích trên, phép biến đổi Park và phép biến đổi Park ngược Áp dụng vào Hình 2.2b: d cosθ sinθ α -sinθ cosθ β q
(2.10) cos cos sin sin cos sin sin cos cos sin cos sin x x y y y x
Hình 2.3 Nguyên lý chuyển trục tọa độ
Có thể thấy ưu điểm của phép biến đổi tọa độ là đơn giản hóa hệ ba pha thành hệ hai pha Bên cạnh đó, các giá trị AC trở thành giá trị DC trong hệ quy chiếu quay dq c Thành lập mô hình tín hiệu nhỏ trên hệ trục dq
Kết hợp phương trình trạng thái (2.6) và phép biến đổi Clark, mô hình trung bình trong hệ tọa độ dq của bộ chỉnh lưu được trình bày như sau:
Cần lưu ý rằng, các thành phần ghép nối trong phương trình đầu tiên của phương trình xuất phát từ phép biến đổi Park, So với phương trình mô tả trong hệ abc, mô hình trạng thái liên tục của bộ chuyển đổi dưới khung quay đồng bộ hai pha trở nên đơn giản và liên tục Mô hình động tín hiệu nhỏ có thể đạt được bằng cách thêm nhiễu xung quanh điểm hoạt động tĩnh
Trong đó, X là thành phần tĩnh và x ˆ là thành phần nhiễu loạn, dao động quanh điểm tĩnh Với cách tiếp cận này sau khi bỏ qua các thành phần nhiễu loạn, chỉ còn lại những thành phần tĩnh, không đổi, (2.16) được viết lại như sau:
14 Trong khi đó, các thành phần nhiễu loạn – mô hình tín hiệu nhỏ thu được:
Mô hình tín hiệu nhỏ được trình bày trong Hình 2.4 Có thể thấy rằng, mô hình tín hiệu nhỏ của bộ chỉnh lưu tích cực tương đương với mô hình hai bộ boost converter ghép song song lại với nhau Khi đó, các hàm trruyền được xác định và một điều quan trọng hơn nữa là nó tuyến tính Vậy nên các bộ điều khiển cổ điển như bộ điều khiển
PI hoàn toàn có thể áp dụng vào để điều khiển bộ chỉnh lưu tích cực này
3 2 gd d dc T gq gq q dc T gd load d gd q gq
3 ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ 2 gd T gd T gq d dc dc d gq T gq T gd q dc dc q dc d gd gd d q gq gq q load v L d i L i D v V d dt v L d i L i D v V d dt
Hình 2.4 Mô hình tín hiệu tương đương nhỏ của bộ chuyển đổi trong hệ tọa độ dq
Thuật toán vòng khóa pha
Pha, biên độ và tần số của điện áp lưới là những thông tin vô cùng quan trọng đối trong việc điều khiển và giám sát trong các bộ chuyển đổi nối lưới Trong rất nhiều ứng dụng, việc nhận biết nhanh và chính xác góc pha, biên độ và tần số của điện áp là một điều cần thiết để đảm bảo độ chính xác giữa tín hiệu tham chiếu và tín hiệu đầu ra Trong chương này, luận văn trình bày về giải thuật vòng khoá pha (PLL) cho bộ chỉnh lưu tích cực ba pha
Nhiệm vụ chính của cấu trúc PLL là xác định tần số và pha tham chiếu, liên quan đến việc điều chỉnh hệ số công suất Cũng sử dụng cấu trúc PLL, các thông số điện áp lưới, chẳng hạn như biên độ và tần số điện áp lưới, có thể được theo dõi Giám sát điện áp lưới được sử dụng để đảm bảo rằng các hoạt động của bộ chỉnh lưu tuân thủ các yêu cầu, tiêu chuẩn về hoạt động trong điều kiện biến dạng lưới phổ biến như méo dạng sóng hài, sụt áp, mất điện áp, biến đổi tần số và nhảy pha
Thông thường, tần số lưới điện ở Việt Nam nằm trong khoảng từ 49Hz đến 51Hz Tuy nhiên trong điều kiện thay đổi đột ngột, các sự cố thoáng qua làm cho tần số dao động đáng kể Các sự cố thoáng qua này có thể làm ảnh hưởng đến quá trình sạc của xe điện Trong hệ thống ba pha, PLL thường dựa trên hệ quy chiếu đồng bộ (SRF-PLL) [17] Trong điều kiện lý tưởng, điện áp lưới không bị méo hay mất cân
Hình 2.5 Sơ đồ thuật toán vòng khóa pha dựa trên DSOGI
16 bằng thì việc sử dụng SRF – PLL cho kết quả tốt Tuy nhiên với điều kiện điện áp lưới bị méo, mất cân bằng thì sử dụng SRF – PLL làm giảm hiệu suất động tổng thể của PLL[18] Để khắc phục tình trạng đó, bài báo [19] đã đề xuất một kỹ thuật PLL như Hình 2.5 Luận văn sẽ áp dụng giải thuật này vào việc cho việc xác định thông tin lưới
Có thể hiểu PLL đơn giản là một hệ thống vòng kín điều khiển pha của tín hiệu đầu ra sao cho pha sai số giữa tín hiệu đầu ra này so với giá trị tham chiếu là nhỏ nhất Cấu trúc phổ biến của một bộ PLL một pha đơn giản như Hình 2.6 Thông thường, sự khác biệt chính giữa các phương pháp PLL là cấu trúc tạo ra hệ thống điện áp trực giao
Vòng điều khiển bám pha sẽ bám theo tần số và pha của điện áp lưới rồi đưa ra tại đầu ra của vòng điều khiển hai tham số là tần số và pha Điện áp lưới đo được có thể được viết dưới dạng tần số lưới grid như sau:
= grid sin in = grid grid + grid v v θ v sin ω t θ (2.19)
Giả sử VCO đang tạo ra các sóng sin gần với hình sin lưới, đầu ra VCO có thể được viết là:
Hình 2.6 Sơ đồ thuật toán vòng khóa pha cơ bản
Mục đích của khối phát hiện pha là so sánh tín hiệu điện áp hình sin đầu vào với tín hiệu khóa từ VCO, tạo tín hiệu lỗi tỷ lệ với sai số góc Để thực hiện điều này, khối phát hiện pha nhân đầu ra của VCO với giá trị đầu vào đo được để thu được tích số.
+ + + d grid d grid PLL grid PLL grid PLL grid PLL v K v t t
Bỏ qua thành phần 2 lần tần số lưới, tín hiệu sai số khoá nhận được là:
= d grid − + − d grid PLL grid PLL v K v t (2.22) Đối với hoạt động ở trạng thái ổn định, ( ω grid − ω PLL ) có thể bỏ qua và đối với giá trị θ rất nhỏsinθ θ Sai số có thể được tính xấp xỉ:
Sai số là tín hiệu đầu vào cho bộ lọc LF, bao gồm bộ điều khiển PI, có tác dụng giảm sai số về 0 ở trạng thái ổn định.
Phân tích mô hình tuyến tính tín hiệu nhỏ của PLL theo Từ các phương trình đã dẫn ra ở trên, có thể viết lại trong miền s với giả sử vgrid = KPD = 1 như sau:
Từ đây, các hàm truyền về pha và sai số được viết như sau:
Hàm truyền vòng kín pha của hệ thống là:
Hàm truyền vòng kín sai số:
Các hàm truyền ở trên cho phép đưa ra một số kết luận sơ bộ về hiệu suất của PLL trong Hình 4.2 Hàm truyền vòng hở của (2.27) cho thấy rằng PLL này là hệ thống bậc 2, với hai cực ở gốc tọa độ, có nghĩa là nó có thể bám theo một đoạn thay đổi theo hàm dốc của góc pha đầu vào Hàm truyền vòng kín pha cho thấy rằng PLL thể hiện đặc tính lọc thông thấp khi xác định góc pha đầu vào, dẫn đến làm giảm sai số do nhiễu có thể có và hài bậc cao trong tín hiệu đầu vào
Các hàm truyền bậc hai này có thể được viết theo cách chuẩn hóa như sau:
K v T K v ζ = 2ω = 4 Đáp ứng động của hệ thống bậc hai được nghiên cứu trong nhiều sách về hệ thống điều khiển Theo tài liệu [20] Hệ số giảm xốc ζ = 2 Tần số cắt ωn =2π*12.5 rad / s Khi đó, v grid = 100 Kp = 2.22, Ki = 61.685
Vì bộ lọc vòng lặp có đặc tính bộ lọc thông thấp, nó có thể được sử dụng để lọc ra thành phần tần số cao đã bị bỏ qua trước đó Nếu tần số của tín hiệu bị khóa cao, các đặc tính thông thấp của PI đủ tốt để loại bỏ hai lần thành phần tần số sóng mang Tuy nhiên, đối với hệ thống hoà lưới, vì tần số lưới rất thấp (50 Hz – 60 Hz), nó không thể lọc chính xác được các tần số lớn hơn tần số lưới, điều này ảnh hưởng đến hiệu suất của PLL
Bên cạnh đó, như đã trình bày ở trên, rõ ràng là đặc tính LPF của bộ điều khiển
PI không thể sử dụng để loại bỏ thành phần tần số hai lần lưới khỏi đầu ra trong trường hợp các ứng dụng kết nối với lưới Do đó, các phương pháp thay thế phải được sử dụng để tuyến tính hóa khối PD Vì vậy dưới đây luận văn sẽ trình bày một phương pháp PLL để tuyến tính hoá đầu ra của khối PD, đó chính là sử dụng tín hiệu trực giao (SOGI)
2.2.2 Xác định góc pha cho bộ chuyển đổi ba pha dùng DSOGI –
Dựa trên việc phân tích cấu trúc của bộ lọc tích cực trong ứng dụng PLL trong tài liệu [22], bộ SOGI được đề xuất để cải thiện việc tính toán cũng như khả năng đáp ứng Hiệu quả của SOGI so với các phương pháp khác như trễ T/4, EPLL,… đã được đánh giá trong [23],[23] Về bản chất, SOGI thực chất là một bộ tích phân tổng quát
20 bậc hai để tạo ra hai tín hiệu trực giao, là tích phân hai lần của tín hiệu tần số ωo để tạo hai tín hiệu Vα và Vβ vuông pha nhau:
Hàm truyền vòng kín tích phân tổng quát bậc hai có thể được viết là
Trong đó k là hằng số ảnh hưởng đến băng thông của H d (s) (Hình 4.5), ω là giá trị tần số cộng hưởng ở đơn vị rad/s
THIẾT KẾ BỘ LỌC LCL
Bộ chỉnh lưu tích cực sử dụng bộ biến đổi cầu ba pha có nguồn điện áp có thể cung cấp dòng năng lượng hai chiều và dòng điện hình sin với không chỉ hệ số công suất thống nhất mà còn các hệ số công suất khác theo yêu cầu Vì các dạng sóng hình sin chuẩn rất khó đạt được với các bộ biến đổi điện tử công suất, nên các tiêu chuẩn giới hạn tổng THD (độ méo hài tổng) thường là 5% và biên độ của từng sóng hài của dòng điện đưa vào lưới Xem xét giới hạn sóng hài này, bộ lọc L (cuộn cảm) làm phần kết nối giữa converter và lưới có thể yêu cầu giá trị điện cảm quá lớn Từ đó làm bộ lọc L nặng, cồng kềnh và đắt tiền Nó cũng có thể làm tăng tổn thất trong bộ chuyển đổi nguồn điện áp do sụt áp lớn và thậm chí dẫn đến đáp ứng động kém khi xét đến trần liên kết DC Ngược lại, bộ lọc LCL cho phép chọn giá trị thấp hơn cho điện cảm và do đó thiết kế nhỏ gọn hơn và tổn thất thấp hơn Nhược điểm chính là cộng hưởng dòng điện trong bộ lọc LCL có thể làm cho vòng điều khiển dòng điện không ổn định
Một thiết kế bộ lọc LCL tốt phải đảm bảo các tiêu chí chính sau đây:
Về độ méo dòng điện, các bậc hài khác ngoài hài cơ bản cần được khống chế để đạt biên độ nhỏ Nhờ đó, dòng điện phía lưới có tỷ lệ méo hài tổng hợp (THD) thấp Tiêu chuẩn IEC61000-3-2 quy định ngưỡng giới hạn của THD như trong Bảng 3.1 Việc đáp ứng tiêu chuẩn này đảm bảo chất lượng nguồn điện và tuân thủ quy định trong các hệ thống điện.
(2) Để hoạt động ở hệ số công suất đơn vị, cần tính toán công suất phản kháng tối đa trên tụ lọc LCL
Bảng 3.1 Bảng giới hạn dòng điện dựa trên tiêu chuẩn IEEE 519-1992
Maximum odd harmonic current distortion in percent of grid current for general distribution systems(120V-69kV) h < 11 11 ≤ h < 17 17 ≤ h < 23 23 ≤ h < 35 35 ≤ h TDD
28 (3) Tổng trở kháng của các cuộn cảm lọc phải nhỏ hơn 10% trở kháng đầu ra để tránh vấn đề việc rơi điện áp trên bộ lọc
(4) Để loại bỏ vấn đề cộng hưởng và duy trì sự ổn định của hệ thống điều khiển, tần số cộng hưởng phải nằm giữa mười lần tần số cơ bản và nửa tần số chuyển mạch
Hình 3.1 là sơ đồ mạch tương đương một pha được dùng để phân tích và thiết kế bộ lọc LCL Trong đó, bộ lọc LCL sẽ lọc tất cả các nguồn hài từ inverter vi Để đạt được bốn tiêu chí đặt ra ở trên, quy trình thiết kế bộ lọc LCL mà luận văn đề xuất gồm các bước như sau:
Bước 1: Tính toán giá trị điện dung tối đa của tụ lọc LCL dựa trên công suất phản kháng mà bộ lọc cần hấp thụ:
QCf là giá trị công suất phản kháng yêu cầu mà tụ một Cf hấp thụ
PF là hệ số công suất mong muốn P là công suất tiêu thụ đầu vào
Khi đó, giá trị tụ điện cần thiết với lượng Cf nếu trên được tính theo:
Hình 3.1 Mạch tương đương một pha của bộ lọc LCL giữa lưới và bộ chuyển đổi
1 là tần số cơ bản của lưới [rad/s]
V là giá trị hiệu dụng điện áp lưới [V]
Bước 2: Giả sử điện áp lưới chuẩn, không có các hài khác ngoài hài cơ bản Khi đó ở tần số cao, cụ thể là bậc hài hsw, lưới điện xem như ngắn mạch Áp dụng luật Kirchoff:
Trong đó, i i là dòng điện chạy qua inverter; v C f là giá trị điện áp trên tụ LCL; L i là cuộn cảm phía inverter; sw là tần số đóng cắt [rad/s]; v i là điện áp đóng cắt của bộ inverter Tại tần số đóng cắt v h i ( sw ) được tính:
V là tỉ số biên độ điện áp giữa hài cơ bản và hài đóng cắt Dòng điện phía bộ chuyển đổi có thể được viết lại thành:
là tỉ số giá trị dòng điện phía bộ chuyển đổi giữa hài đóng cắt và hài cơ bản Giá trị điện cảm của cuộn cảm phía bộ chuyển đổi được tính như sau:
= 2 2 a sw dc g rms i sw Li m V V
L P (3.6) Ở miền Laplace, dòng điện lưới có thể được viết thành:
Vì tại tần số cơ bản (50 Hz), dòng qua tụ lọc rất bé nên bỏ qua I g (ω g ) ≈ I c (ω g ) Đặt
là tỉ số biên độ dòng điện lưới hài đóng cắt và hài cơ bản Khi đó, cuộn cảm phía lưới được tính theo:
Bước 3: Sử dụng các ràng buộc trong thiết kế LCL:
Để tránh các vấn đề cộng hưởng ở tần số cao và thấp, tần số cộng hưởng phải nằm trong khoảng từ một nửa tần số chuyển mạch đến mười lần tần số lưới.
Trong đó f res là tần số cộng hưởng Tổng trở kháng của bộ lọc LCL:
Tổng giá trị cuộn cảm nên bé hơn 0.1 (p.u) để tránh sụt áp khi hoạt động
31 Hình 3.2 mô tả sự ảnh hưởng của γg và γi đến giá trị cuộn cảm của cuộn phía bộ chuyển đổi và cuộn cảm phía lưới Một cách tổng quát, γi không chỉ ảnh hưởng đến Li mà còn thay đổi Lg Trong khi đó, γg chỉ ảnh hưởng đến Lg Xét thấy rằng, nếu γg càng nhỏ dần về 0 (nghĩa là biên độ hài đóng cắt rất nhỏ so với biên độ hài cơ bản) thì giá trị Lg cần thiết sẽ rất lớn Ngược lại, với giá trị sẽ làm cho giá trị Lg nhỏ hơn Nhận xét tương tự với γi Như vậy, thiết kế một bộ lọc LCL cần có tổng trở kháng nhỏ, tránh tổn hao và giảm chi phí thì giá trị của Lg nên bằng Li
Phần lớn các tiêu chuẩn về số công suất trên 0.85 Ở luận văn này, hệ số công suất yêu cầu được chọn gần đơn vị 0.999 Từ đó, giá trị điện dung tối đa của tụ lọc (Cf) được tớnh là 125àF Giỏ trị Cf được chọn sẽ ảnh hưởng đến Lg, Li Thụng thường, giá trị này được chọn từ một phần ba đến một phần mười lần giá trị lớn nhất Giá trị cuối cựng của Cf được chọn là 10àF
Qua phân tích phổ hài, chỉ số méo phi tuyến điện áp, ma,sw được xác định là 0,82 Do đó, hệ số méo phi tuyến dòng điện, γi nên được chọn trong khoảng từ 0,25 đến 0,6, trong khi hệ số méo phi tuyến dòng điện lưới, γg được chọn trong khoảng từ 0,01 đến 0,03 để đạt được loại bỏ hoàn toàn các hài bậc cao ra khỏi dòng điện lưới.
Induc ta nc e [à H ] γ Li γ Lg
Hình 3.2 Sự ảnh hưởng của việc chọn hệ số lên độ tự cảm
32 Hình 3.3a là quy trình thiết kế bộ lọc LCL một cách đơn giản Hình 3.3b là một ví dụ thiết kế cho bộ 40kW Dựa trên Hình 3.3b, có thể chọn γi là 0.354 để tổng trở kháng trên bộ lọc LCL là nhỏ nhất, từ đó đạt được giá trị thấp nhất của điện áp
AC rơi trờn bộ lọc Ngoài ra, cú thể chọn γi = 0.361, vỡ giỏ trị ZLT (LT,minZ = 122àH và LT,design = 126àH) và tần số cộng hưởng gần thỏa điều kiện trong cả hai trường hợp Trong luận văn này, thông số LCL được chọn ở Design point
Required PF Voltage ratio ma,sw
Plot relationship Select design point
Hình 3.3 Sơ đồ thiết kế bộ lọc LCL (a) và đồ thị thiết bộ lọc LCL trong luận văn (b)
THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN
Bộ điều khiển dòng điện dùng bộ điều khiển PI
Như chúng ta đã biết, các bộ converter PWM ba pha thường sử dụng điều khiển tầng-vòng dòng bên trong và vòng điện áp bên ngoài Trong trường hợp đề cương luận văn này, hai vòng điều khiển dòng – áp cũng được áp dụng để thực hiện điều khiển điện áp DC-link cố định
Trong điều kiện lưới điện và điều kiện tải ổn định, có thể bỏ qua nhiễu từ điện áp lưới và dòng tải Hơn nữa, vì thời gian đáp ứng của vòng dòng điện bên trong nhanh hơn nhiều so với vòng điện áp bên ngoài, điện áp liên kết DC có thể được coi là không đổi Do đó, hai phương trình đầu tiên trong phương trình 2.19 có thể được đơn giản hóa thành: ˆ 0 ˆ 1 ˆ ˆ 0 ˆ ˆ
gd gd d dc gq gq T q i i d d V dt i i L d
Với phương trình 4.1, đây là một hệ thống hai đầu vào và hai đầu ra Trong đó, đầu vào là ˆ d d , ˆ d q và đầu ra là ˆ i gd , ˆ i gq Khi điều khiển ˆ d d sẽ ảnh hưởng lên cả ˆ i gd , ˆ i gq
Tương tự, khi điều khiển ˆ d q cũng sẽ tác động lên cả ˆ i gd và ˆ i gq Vì thế, để đơn giản
Current controller Plant of grid current
ˆ* i gd ˆ gd i ˆ gd i ˆ gq i ˆ* i gq ˆ gq i ˆ d d ˆ q d
Hình 4.1 Sơ đồ khối điều khiển tách dòng trục d và trục q
34 hóa thiết kế bộ điều khiển thành hệ thống một dầu vào và một đầu ra, thành phần decoupling sẽ được thêm vào Giả sử ngõ ra của bộ điều khiển dòng điện trên trục d và trục q được biến đổi từ d ˆ d = G PI ( i ˆ gd * − i ˆ gd ) và d ˆ q = G PI ( i ˆ gq * − i ˆ gq ) thành:
Từ đó, phương trình 4.2 được đơn giản thành:
T gq d PI gd gd dc
T gq q PI gq gq dc d G i i L i
Như vậy thì bộ điều khiển dòng điện trục d và trục q, có thể đã có thể điều khiển một cách rời rạc trục d và trục q, sơ đồ khối điều khiển được thể hiện trong Hình 4.1 Từ đây, hàm truyền chu kỳ nhiệm vụ - dòng điện được rút gọn thành:
gd dc d T gq dc q T i s V d s sL i s V d s sL
Nhận thấy rằng sự thay đổi, nhiễu loạn của điện áp DC output có liên quan đến sự thay đổi chu kỳ nhiệm vụ và dòng điện lưới:
= + gd gd dc d q d q gq gq
T gq d PI gd gd dc
T gq q PI gq gq dc d G i i L i
Sử dụng điều khiển định hướng điện áp lưới, với trục d được điều khiển trùng với vector điện áp lưới, khi đó:
Với Vg là ký hiệu của điện áp pha đỉnh của lưới
Vì công suất tác dụng được xác định bởi trục d dòng điện nên điện áp dc chỉ liên quan đến trục d của dòng điện để cân bằng công suất AC và công suát phía DC của bộ chuyển đổi khi bỏ qua các tổn hao Do đó, phương trình được đơn giản thành:
Vì tụ điện ngõ ra có điện dung lớn nên quán tính cao, vậy nên số hạng đầu tiên của (4.8) được coi là nhiễu của điện áp một chiều Khi mà hệ số công suất đạt đơn vị, dòng điện trục q tĩnh luôn giữ bằng 0, hàm truyền từ dòng trục d sang điện áp một chiều có thể thu được và đơn giản hóa: ˆ 3 3 ˆ dc = 2 d = 2 g dc gd v V sCD sV C i (4.9)
Như phương trình 4.7, hàm truyền từ chu kỳ làm việc sang đầu ra của bộ biến đổi được coi là một đơn vị tỷ lệ Trong thực tế, bộ điều khiển cần phỉa xem xét độ trễ truyền tải gây ra bởi kỹ thuật PWM và độ trễ lấy mẫu do điều khiển số gây ra Khác với bộ chuyển đổi DC/DC dùng sóng mang dạng bất đối xứng, các bộ AC/DC và DC/AC thường dùng sóng mang đối xứng như Hình 4.2 Hai cách lấy mẫu phổ biến được thể hiện trong Hình 4.2, trong đó hình a là lấy mẫu đơn-nghĩa là mỗi chu kỳ lấy một mẫu và hình b là lấy mẫu kép, mỗi chu kỳ lấy hai mẫu Đối với độ trễ truyền dữ liệu Td_tr, nó là khoảng thời gian giữa mẫu dữ liệu và chuyển đổi PWM Với sóng mang hình tam giác, tín hiệu PWM có thể đáp ứng tối thiểu mà không có khoảng thời gian và có thể phản ứng tối đa với một nửa chu kỳ chuyển mạch, dẫn đến độ trễ trung bình của chu kỳ chuyển mạch một phần tư Đối với độ trễ lấy mẫu Td_sa, nó liên quan đến chu kỳ lấy mẫu Tsa, trong đó độ trễ thời gian của một chu kỳ chuyển mạch có thể
PWM đối xứng có 36 xung trong một chu kỳ chuyển mạch, trong khi PWM không đối xứng có tần số xung giảm một nửa Tổng thời gian trễ của PWM đối xứng là 5/4 chu kỳ chuyển mạch, còn đối với PWM không đối xứng là 3/4 chu kỳ chuyển mạch Thời gian trễ này nằm trong khoảng hàng trăm micro giây, có thể coi là một mắt xích của bộ điều khiển bậc 1.
Trong đó, Td là thời gian quán tính của PWM converter và có giá trị bằng 1.25Tsw khi lấy mẫu đơn và 0.75Tsw khi lấy mẫu kép
Một trong những điểm khá quan trọng khi lấy mẫu ở những điểm lấy mẫu như Hình 4.2 sẽ giúp tránh được nhiều dV/dt khi các khóa đóng cắt
Với mô hình trung bình trạng thái của bộ chuyển đổi nối lưới như mô tả trong Hình 4.3, sơ đồ khối của nhà máy lọc đã sẵn sàng Cùng với mô hình PWM nói trên cũng như bộ điều khiển PI, sơ đồ khối tổng thể của điều khiển vòng dòng điện lưới được trình bày trong Hơn nữa, các thành phần phân tách và phân cực DC cũng được
Hình 4.2 Trễ thời gian truyền và trễ thời gian lấy mẫu trong điều khiển số: (a) lấy mẫu đơn và (b) lấy mẫu kép
37 chuyển tiếp để loại bỏ các thành phần hiện có trong đối tượng điều khiển để có phản ứng động nhanh chóng Bộ điều khiển PI dùng cho điều khiển dòng điện trong hệ trục d-q được tính toán như sau:
Trong đó, Kpi và Kii lần lượt là hệ số độ lợi và hệ số tích phân cả bộ điều khiển dòng điện Và hàm truyền đối tượng điều khiển:
Phương trình vòng hở của vòng điều khiển dòng điện được thực hiện như sau:
Current controller Plant of grid filter i gd ˆ* i gq
Hình 4.3 Sơ đồ khối tổng thể của vòng điều khiển dòng điện lưới
38 Dựa trên biểu đồ Bode Hình 4.4 thấy rằng, ở tần số thấp, đáp ứng về biên độ và pha của hai bộ lọc LCL và bộ lọc L đều như nhau, Tuy nhiên bộ lọc LCL lại có đỉnh khuếch đại cộng hưởng Đỉnh cộng hưởng này dễ làm cho hệ thống mất ổn định nếu không thiết kế bộ lọc hoặc bộ điều khiển tốt Mục tiêu thiết kế của bộ điều khiển PI là điều chỉnh băng thông của vòng dòng điện trong khoảng từ 1/20 đến 1/10 của tần số chuyển mạch Trong khi đó, nhìn từ việc giảm thiểu sóng hài xung quanh tần số chuyển mạch, đường cong biên độ của hàm truyền vòng hở bắt buộc phải vượt qua 0dB với tốc độ dốc -20dB/dec để đảm bảo đủ biên độ pha (thường cao hơn 45°) Chất lượng của bộ điều khiển sẽ được kiểm chứng thông qua kết quả mô phỏng và thực nghiệm
L filter LCL filter Damped LCL filter
Hình 4.4 Biểu đồ bode hàm truyền vòng hở với mô hình cuộn L thông thường, mô hình bộ lọc LCL và bộ lọc LCL có điện trở giảm chấn
Thiết kế vòng điều khiển điện áp
Với các phương trình được thành lập ở trên, sơ đồ khối vòng điều khiển điện áp được hình thành như sau: Để điều khiển điện áp phía DC, luận văn dùng bộ điều khiển PI để điều khiển cho sai số điện áp DC bằng không Trong sơ đồ điều khiển sẽ cần đến một bộ lọc thông thấp để tách thành phần hài bậc cao ra khỏi tín hiệu đo Tuy nhiên để đơn giản hóa có thể bỏ qua Khi thiết kế bộ điều khiển vòng điện áp, vòng điều khiển dòng điện coi như là một hàm truyền Gccl(s):
G s (4.15) Để tách biệt giữa vòng điều khiển trong và vòng điều khiển ngoài để thiết kế các bộ điều khiển cho chúng một cách độc lập thì băng thông của vòng điều khiển điện áp được giới hạn trong khoảng 1/50 đến 1/10 so với vòng điều khiển dòng điện Qua cách tiếp cận này, trong quá trình thiết kế vòng điều khiển dòng điện, tín hiệu tham chiếu dòng điện có thể coi như là ổn định vì đáp ứng chậm của vòng điều khiển điện áp Ngược lại, trong quá trình thiết kế vòng lặp điều khiển điện áp., vòng điều khiển dòng điện có thể coi là một hệ kín Với khả năng, vòng điều khiển dòng điện có thể điều khiển tín hiệu tham chiếu hoàn toàn trong khoảng băng thông của nó, điều này giúp giảm tác động của vòng điều khiển này đến thiết kế của vòng lặp ngoại
Hình 4.5 Sơ đồ vòng điều khiển điện áp DC
40 Hình 4.6 cho thấy rằng hệ thống điều khiển duy trì -20 dB/dec do có điểm zero pole Hơn nữa, biên độ của dòng lưới đóng giữ ở mức 0 dB nếu tần số thấp hơn tần số chéo, và giảm xuống -40 dB/dec nếu tần số cao hơn tần số chéo Nếu tần số vượt quá tần số chéo của bộ lọc thấp, một độ dốc -20 dB/dec được thêm vào Cuối cùng, đường biên độ cuối cùng có dạng độ dốc -80 dB/dec khi tần số vượt quá băng thông của vòng điều khiển dòng điện
Hình 4.6 Hàm truyền vòng hở vòng điều khiển điện áp
MÔ PHỎNG
Mô phỏng kiểm chứng vòng khóa pha
Để xác minh hiệu suất của bộ lọc DSOGI-PLL trong điều kiện điện áp lưới không cân bằng, một mô phỏng đã được thực hiện và kết quả được hiển thị trong Hình 5.1 Từ đó, có thể thấy điện áp lưới ba pha abc có chứa các thành phần biến dạng và không cân bằng, dẫn đến các thành phần αβ của điện áp lưới trong hệ tọa độ tĩnh, nhận được thông qua phép biến đổi Clarke, cũng không cân bằng và bị biến dạng.
Bằng cách triển khai DSOGI cho α và β, các thành phần cơ bản, bao gồm cả thành phần cơ bản dương +50 Hz và sóng cơ bản âm -50 Hz, có thể được trích xuất đồng thời, trong khi các thành phần biến dạng có thể được loại bỏ, và cuối cùng có
Bảng 5.1 Thông số mô phỏng
AC Input voltage (line to line) 380 V
42 thể được thu được như được hiển thị trong Hình 5.13C Lưu ý rằng cả v ' và v ' đều là sóng sin, nhưng chúng có độ lớn khác nhau, cho thấy rằng các thành phần sóng cơ bản âm vẫn tồn tại và dẫn đến độ lớn khác nhau Hơn nữa, các điện áp trục vuông tương ứng qv ' và qv ' cũng có thể được thu được trong trường hợp này trong Hình 5.13E và F Có thể quan sát thấy cả hai thành phần trục vuông qv ' và qv ' đều độ trễ 90° so với các thành phần trục thẳng v ' và v ' Tiếp theo, các thành phần trục vuông qv ' và qv ' sau đó có thể được sử dụng để loại bỏ thành phần sóng cơ bản âm Khi đó v + và v + là ngõ ra của bộ PSD và biên độ của hai tín hiệu này bằng 2 lần biên độ của các tín hiệu trước đó Như thế việc xử lý các thành phần không mong muốn từ lưới đã được thực hiện Kết quả là góc pha lưới được xác định.
Mô phỏng kiểm chứng bộ điều khiển dòng điện
Thực hiện mô phỏng cho giá trị tham chiếu i d * thay đổi theo bảng: Kết quả mô phỏng được thể hiện trong Hình 5.1 Khi thay đổi giá trị đặt từ 20A đến 80A, dòng điện thực tế bám theo dòng điện đặt sau khoảng 638s, vọt lốt < 1% Khi thay đổi v a v b v c v d v q v + v + qv ' qv ' v ' v ' v v
Hình 5.1 Kết quả mô phỏng thuật toán vòng khóa pha trong điều kiện lưới bị mất cân bằng
Đặt giá trị từ 80A xuống 40A, dòng điện thực tế sẽ theo sát giá trị đặt sau thời gian khoảng 625s với độ vọt lố 0,99, đáp ứng yêu cầu thiết kế.
Hình 5.3 Kết quả mô phỏng ở trạng thái xác lập
Kết quả mô phỏng điều khiện điện áp DC – Link
Để mô phỏng kiểm chứng hoạt động của bộ chuyển đổi, đặt điện áp mong muốn từ 650V lên 900V Như vậy, bộ chuyển đổi hoạt động tốt kể cả khi có sự thay đổi đột ngột của điện áp điều khiển Cụ thể, khi cho điện áp thay đổi từ 650V đến 900V, sau 6.98ms điện áp ngõ ra xác lập, không vọt lố Sau đó, điện áp ngõ ra được điều khiển từ 900V về 820V, sau 6.2ms điện áp ngõ ra xác lập – 820V với dao động 7.3V, không có vọt lố Trong cả hai trường hợp tăng và giảm điện áp DC, bộ điều khiển dòng điện hoạt động tốt, dòng điện đầu ra ở lưới vẫn đạt THD thấp < 5%
* i d i d i Lgb [100Adiv] i Lga [100Adiv] i Lgc [100Adiv]
Hình 5.4 Kết quả mô phỏng điều khiển thay đổi điện áp DC
THIẾT KẾ PHẦN CỨNG
BỘ LỌC LCL
Các loại lõi phổ biến cho thiết kế cuộn cảm công suất cao trên thị trường hiện này bao gồm các lõi như MPP, High Flux, Sendust và Mega Flux
Lõi MPP được tạo thành từ bột hợp kim niken, sắt và molypden (Ni-Fe-Mo) Điểm mạnh của lõi MPP là khả năng ổn định cao về nhiệt độ và cảm ứng, ngay cả trong điều kiện dòng điện một chiều (DC) cao và DC Bias So với các vật liệu lõi khác, lõi MPP có thể thấm cao nhất và tổn thất lõi thấp nhất Lõi MPP được xem là vật liệu cao cấp cho ứng dụng cuộn cảm đầu ra dòng điện trực tiếp trong SMPS, gồm lọc Q cao, cuộn dây tải và lọc EMI/RFI Lõi hình xuyến được hoàn thiện và phủ lớp epoxy màu xám để cách điện và tăng độ cứng vật lý.
Lõi High Flux là loại lõi bột hợp kim Ni-Fe (High Flux) được làm từ một hỗn hợp bột hợp kim niken và sắt Với mức bão hòa 15.000 Gauss, lõi High Flux có khả năng lưu trữ năng lượng cao hơn và r tốt hơn so với lõi ferrite có khe hở hoặc lõi sắt bột cùng kích thước Với tính chất DC bias tốt và tổn hao thấp của lõi High Flux không chỉ giúp giảm kích thước và số vòng cuộn mà còn cung cấp các tính chất từ tính tốt Lõi High Flux là lựa chọn tốt cho các ứng dụng như cuộn tụ PFC, cuộn tụ điều chỉnh công suất, bộ lọc nhiễu trực tiếp, biến dòng xung, biến dòng flyback Có sẵn nhiều hình dạng khác nhau Lõi toroid hoàn thiện được phủ một lớp màu
Lõi Sendust là lõi bột hợp kim Fe-Si-Al (Sendust) được làm từ một hỗn hợp bột hợp kim sắt, silic và nhôm Đặc tính gần như không hạn chế từ tính (Near Zero magneto restriction) làm cho lõi Sendust trở nên lý tưởng để loại bỏ tiếng ồn nghe thấy trong cuộn tụ bộ lọc Tổn hao lõi Sendust thấp hơn đáng kể so với lõi sắt bột Đặc biệt, các hình dạng Sendust E cung cấp khả năng lưu trữ năng lượng cao hơn so với lõi Ferrite E có khe hở Tổn hao do khe hở và tổn hao dòng xoáy được giảm thiểu với lõi Sendust E so với hình dạng Ferrite E có khe hở Lõi Sendust sẽ là lựa chọn tốt
47 trong mạch PFC, và các ứng dụng chính khác bao gồm cuộn tụ điều chỉnh công suất, bộ lọc nhiễu trực tiếp, biến dòng xung và fly-back
Mega Flux là loại lõi bột hợp kim Fe-Si (Mega Flux) được sản xuất từ hợp kim sắt và silic Lõi Mega Flux có tính chất giống như High Flux nhưng tốt hơn Lõi này phù hợp với các ứng dụng yêu cầu kích thước nhỏ hơn, dòng điện cao hơn và khả năng lưu trữ năng lượng cao hơn Lõi Mega Flux có mật độ từ trường cao hơn, đạt 16.000 Gauss, so với 15.000 Gauss của lõi High Flux và 10.000 Gauss của lõi Sendust Tính chất điều tiết DC cực kỳ tốt mang đến giải pháp tốt nhất cho các ứng dụng như cuộn tụ buck/boost cho hệ thống cung cấp điện công suất cao, ứng dụng trong biến tần và xe điện Lõi Mega Flux được ép mà không sử dụng chất kết dính hữu cơ, do đó có tổn thất lõi thấp hơn so với lõi sắt bột và lõi sắt Fe-Si Chúng cũng có các tính chất nhiệt tốt mà không bị ảnh hưởng bởi quá trình lão hóa nhiệt.
Thiết kế phần cứng
Dựa trên kết quả thiết và kết quả mô phỏng, năng lượng cần thiết của cuộn cảm được tính như sau:
Bảng 6.1 Bảng khảo sát vật liệu lõi dựa trên bảng dữ liệu của nhà sản xuất
Ur Bs Core Loss DC Bias Relative cost
MPP 14-200 7 Lower Better High Best 500
High Flux 26-160 15 Low Best Medium Better 500
Sendust 26-125 10 Low Good Low Good 500
Mega Flux 26-90 16 Medium Best Low Better 700
Iron 10-100 10 High Poor Lowest Poor 770
Fe-Si (Gap) 20 High Better Lowest Good 740
(Gap) 15 Low Better Medium Good 399
(Gap) 3-5 Lowest Poor Lowest Poor 100~300
Hình 6.1 thể hiện mối quan hệ giữa đặc tính lõi dựa trên năng lượng cần thiết Các loại lõi có năng lượng gần mức thiết kế như lõi đường kính ngoài 610-640-680 chất liệu High Flux 60µ/Mega Flux 50µ hoặc lõi đường kính lớn hơn như 740-777-778 với chất liệu High Flux/Mega Flux/MPP/SENDUST loại 26µ Tuy nhiên, mục tiêu thiết kế là tối ưu không gian, nên lõi kích thước lớn sẽ bị loại Lõi kích thước 640 và 680 High Flux/Mega Flux tuy lớn hơn nhưng về mặt năng lượng lại không gần mức thiết kế bằng lõi có kích thước 610 Theo bảng dữ liệu nhà sản xuất (Bảng 6.1), Mega Flux mặc dù có thông số năng lượng gần giống, nhưng lại có tổn hao lõi thấp hơn.
Hình 6.1 Biểu đồ chọn kích thước lõi theo năng lượng
Bảng 6.2 Bảng thông số kích thước lõi CH610060
Height of core HT [mm]
49 nhiều hơn so với High Flux Như vậy, lõi được chọn là lõi High Flux có đường kính ngoài 610mm – mã lõi: CH610060
Với vật liệu High Flux (Fe-Ni), mât độ bão hòa từ thông là 15000 Gauss, tương đương 1.5Tesla Luận văn giới hạn mật độ từ thông tối đa cho lõi:
Khi đó, năng lượng mà lõi có thể dự trữ là:
Số vòng dây được tính toán như sau:
Hình 6.2 biểu diễn đặc tính của lõi ở có đường kính ngoài 610mm với hệ số r khác nhau Có thể thấy rằng, khi dòng điện ở giá trị định mức, độ tự cảm của lõi 26r,
Hình 6.2 Đặc tính DC bias của lõi ở các điểm hoạt động khác nhau
50 60r và 125r lần lượt tương ứng giảm còn 88.8%, 58.4% và 21% so với giá trị ban đầu Sau khi tính toán ngược lại các điều kiện thiết kế bộ lọc LCL khi dùng lõi 60r thì vẫn thỏa các ràng buộc thiết kế
Bộ lọc L cần giá trị tự cảm lớn hơn đáng kể so với bộ lọc LCL để đạt được cùng giá trị THD, dẫn đến yêu cầu thể tích lõi lớn hơn Theo Bảng 6.3, bộ lọc L truyền thống sử dụng chín lõi với thể tích tổng là 3.290,67 cm³, trong khi bộ lọc LCL chỉ cần sáu lõi với thể tích tổng là 316,86 cm³ Sự chênh lệch này thể hiện rằng bộ lọc LCL không chỉ tiết kiệm chi phí mà còn tăng mật độ công suất.
Sự so sánh này được thể hiện rõ trong Hình 6.3
Toroidal Core for L Filter CH1625125
Toroidal Core for LCL Filter
14cm Hình 6.3 So sánh thể tích của bộ lọc khi dùng bộ lọc LCL và bộ lọc L thông thường
Bảng 6.3 Bảng so sánh thể tích và số lượng lõi khi dùng bộ lọc L thông thường và bộ lọc LCL
Type of filter L Filter LCL filter
Core Volume 365.63cm3 /core 52.81cm3 /core
Dây dẫn được lựa chọn là dây Lizt 5 bó với 1150 sợi, có mật độ dòng điện 5A/mm2 và đường kính ngoài (bao gồm cả phần vỏ) là DLizt = 4,9mm Từ đó, có thể tính diện tích của dây dẫn thông qua công thức nhất định.
Chiều dài cần thiết cho một vòng dây:
L Lizt OD−ID+HT = mm (6.6)
Tính toán lại hệ số winding:
Với lõi dạng tròn thì hệ số Kw trong khoảng 20-60% nhưng thông thường sẽ rơi vào khoảng 35-45%
Hình 6.4 Dây Lizt được dùng trong luận văn: (a) cấu tạo 3D và (b) ảnh chụp thực tế
Thiết kế mạch in
Luận văn sử dụng phần mềm Altium để thiết kế board mạch vì đây là công cụ phổ biến, có đầy đủ chức năng để thiết kế mạch điện tử công suất hoàn chỉnh Nội dung luận văn trình bày thiết kế mạch nguyên lý từ file mô phỏng PSIM, sau đó thiết kế mạch PCB cho mạch ba pha - hai bậc theo các quy tắc thiết kế cơ bản Kích thước của board mạch không cần quá lớn hoặc quá nhỏ, đảm bảo dễ sửa chữa và phù hợp với nhu cầu hiện tại.
1100 VDC, 30uF (20.4 A @10KHz) 30mm x 45mm x 57.5 mm
Hình 6.6 Lựa chọn tụ điện cho bộ lọc LCL, tụ ngõ ra và tụ kẹp cho các nhánh pha
Hình 6.5 Lựa chọn khóa bán dẫn chính
53 lâu dài thì việc tối ưu kích thước cho đề tài thiết kế cũng là cần thiết PCB sẽ được thiết kế với 4 lớp đi dây và mạch có độ dày 1.6mm Độ dày lớp đồng Độ dày lớp đồng 2oz
Với bộ chỉnh lưu ba pha hai bậc, các linh kiện chính cho mạch công suất bao gồm khóa bán dẫn và tụ ngõ ra Ngoài ra các tụ kẹp giữa các nhánh cũng được thêm vào để giảm nhiễu trên các nhánh Dựa trên kết quả mô phỏng, các thành phần chính được chọn như Hình 6 và Hình 6
Các khóa S1-6 sẽ sử dụng MOSFET NVHL020N120SC1 của hãng ONSEMI với các thông số cơ bản: 1200V, 20mΩ, 73A; Rds,on = 20m; Coss = 260pF
Tụ điện cho bộ lọc LCL được chọn là tụ: C4AF7BW5125A3OK 350VAC, 12.5uF, (26.1Arms @ 50Hz) với kích thước Dài x Rộng x Cao = 42x35x50mm
Hình 6.7 Mạch in được thiết kế
THỰC NGHIỆM
Giới thiệu mô hình thực nghiệm
Hình 7.1 Mô hình thực nghiệmthể hiện mô hình thực nghiệm được xây dựng Về mach in, mô hình chia các khối thành từng mạch rời rạc để dễ dàng thực nghiệm và đo đạc bao gồm: Mạch công suất, mạch lái, mạch cảm biến điện áp ba pha, mạch cảm biến điện áp DC, mạch cảm biến dòng điện ba pha, và mạch điều khiển
Hình 7.2 là lưu đồ điều khiển mô hình thực nghiệm bộ chuyển đổi Luận văn đã xây dựng mô hình thực nghiệm từ phần cứng đến phần mềm Tất cả các hàm, thuật toán đều được xây dựng và kiểm chứng sau đó kết hợp lại với nhau Chi tiết các khối được mô tả ngắn gọn như sau:
Hình 7.1 Mô hình thực nghiệm
HV Check FAULT Force off ePWMs
Hình 7.2 Lưu đồ thực hiện điều khiển bộ chuyển đổi trong thực nghiệm
- Initialize variables: Khai báo và khởi tạo các biến sử dụng trong mã nguồn
- Configure peripherals & interrupt routine: Thiết lập các bộ phận ngoại vi như GPIOs, ePWMs, ADCs, DACs và chương trình ngắt ADC
- Check ITP Flag: Kiểm tra cờ ITP, nếu ở mức cao, chương trình chuyển vào chương trình ngắt và ngược lại
- HV Check: Kiểm tra tín hiệu dòng điện AC, điện áp AC và điện áp DC để phát hiện sự cố Nếu có bất kỳ tín hiệu nào vượt quá ngưỡng, chương trình chuyển sang chế độ LỖI
- Calibration Flag: Kiểm tra cờ hiệu chuẩn, nếu ở mức cao, chương trình thực hiện hàm hiệu chuẩn cảm biến
- RESET Flag: Kiểm tra cờ RESET, nếu ở mức cao, chương trình chuyển sang chế độ ĐẶT LẠI
- Check PLL Flag: Kiểm tra cờ PLL, nếu ở mức cao, chương trình thực hiện hàm DSOGI-PLL
- Offset Check: Kiểm tra tín hiệu Offset, nếu ở mức cao, chương trình chuyển sang chế độ KHỞI ĐỘNG và kích hoạt cờ PLL_FLAG
- ADC Sampling: Đo đạc tín hiệu ADC và chuyển đổi thành giá trị thực
- Park Clark Transformation: Sử dụng hàm chuyển đổi từ hệ tham chiếu tĩnh ba pha abc sang hệ tham chiếu động hai pha dq
The DSOGI-PLL, also known as Double Second-Order Generalized Integrator Phase-Locked Loop, is a technique utilized to determine the phase angle of a grid This technique is implemented as a function that can be invoked for use when required.
- Sensor Calibration: Sử dụng hàm hiệu chuẩn cảm biến để điều chỉnh phần bù
- Update Duty Cycle: Sử dụng hàm cập nhật chu kỳ nhiệm vụ và ghi vào thanh ghi so sánh
- SYSTEM STANDBY: Chế độ đứng đợi, sử dụng để hiệu chỉnh phần bù của các cảm biến Ở chế độ này, tín hiệu PWM luôn ở mức thấp
- STARTUP: Chế độ khởi động, sẵn sàng để hoạt động, khi đó công suất bắt đầu nhập vào
- Inner Loop: Chế độ điều khiển dòng, chương trình tính toán PI để đưa ra chu kỳ nhiệm vụ và xuất tín hiệu PWM điều khiển khóa
- Outer Loop: Chế độ điều khiển điện áp và dòng, chương trình tính toán PI
2 vòng để đưa ra chu kỳ nhiệm vụ và xuất tín hiệu PWM điều khiển khóa
- FAULT: Chế độ lỗi, khi đó chương trình sẽ ngắt tín hiệu PWM
- RESET: Chế độ đặt lại, khi đó chương trình sẽ cài đặt lại các thông số về mức định
Kết quả thực nghiệm
7.2.1 Đo đạc các tìn hiệu dòng điện điện áp bằng mạch thiết kế
Trong thực nghiệm, luận văn đã tiến hành đo đạc các tín hiệu hồi tiếp phục vụ cho điều khiển như: dòng điện xoay chiều phía bộ chuyển chuyển đổi, điện áp lưới và điện áp ngõ ra DC ở nhiều điều kiện hoạt động khác nhau để đảm bảo các mạch i Li,a v adc,a v adc,a i Li,a
Sampling point dv/dt noise
Hình 7.3 Kết quả thực nghiệm đo dòng điện v g v adc,a
Hình 7.4 Kết quả thực nghiệm đo điện áp lưới
59 đo đạc hoạt động tốt thông qua các bài kiểm tra Hình 7.3 thể hiện dòng điện AC phía bộ chuyển đổi và điện áp trên chân ADC của DSP Sau khi đọc giá trị này, trong phần mềm điều khiển, luận văn đã sử dụng thêm các hàm lọc thông thấp để lọc các tín hiệu không cần thiết Bên cạnh đó, để đảm bảo không bị sai lệch giữa các pha, Luận vặn cũng đã sử dụng các hàm để hiệu chỉnh độ lớn, hệ số của cảm biến dòng điện Kết quả là cảm biến dòng hoạt động tốt, không có sự sai lệch giữa các pha nhiều Hình 7.3 cũng cho thấy nhiễu do giá trị lớn dv/dt làm xuất hiện các gai áp trên tín hiệu trả về Tuy nhiên điều này cũng làm ít ảnh hưởng tới giá trị đo đạc bởi điểm lấy mẫu nằm ở điểm bắt đầu của sóng mang nên không nằm ở điểm bị nhiễu
Cũng giống như trường hợp cảm biến dòng điện, cảm biến điện áp cũng được hiệu chỉnh thông qua phần mềm để đạt được độ chính xác cao Nhờ đó mà các giá trị thực tế bám theo được giá trị yêu cầu
7.2.2 Kết quả thực nghiệm thuật toán vòng khóa pha
Tiến hành thực hiện giải thuật PLL như đã nêu trong lý thuyết, kết quả là bộ PLL cho kết quả góc pha trùng với góc pha của điện áp lưới pha A như trong Hình 7.6 v adc,dc v dc
Hình 7.5 Kết quả thực nghiệm đo điện áp ngõ ra DC
Vì giới hạn về thiết bị, Luận văn sẽ chỉ thực hiện thực nghiệm kiểm chứng ở lưới điện thực tế: có mất cân bằng pha, tần số 50Hz
7.2.3 Thực nghiệm với tải thuần trở ở chế độ inverting
Một trong những cách để kiểm chứng hiệu quả lọc của bộ lọc LCL là khi đặt bộ chuyển đổi ở chế độ nghịch lưu Trong thí nghiệm này, luận văn đặt tham chiếu dòng điện điều khiển ở 1A và tiến hành lưu kết quả thực nghiệm
FFT of Lg-side current Capacitor voltage of phase A
L i -side current of phase A Lg-side current of phase A
Hình 7.7 Kết quả thực nghiệm với tải R, dòng điện đặt thấp
Grid voltage of phase A PLL output
Hình 7.6 Kết quả thực nghiệm thuật toán vòng khóa pha
61 Kết quả điều khiển chạy tải thuần trở ở đầu AC cho thấy rằng dòng diện đạt hình sin ở cuộn cảm Lg Từ đó, phân tích FFT cho dòng điện phía cuộn Li và Lg cho thấy rằng, bộ lọc LCL có hiệu quả cao, toàn bộ các bậc hài từ hài đóng cắt và cao hơn đều bị suy hao về biên độ Kết quả là dòng điện phía qua cuộn Lg gần như sin chuẩn( với THD = 0.3%) Với tải thuần trở nên hệ số công suất cũng gần như bằng 1, do đó điện áp và dòng điện trên tụ gần như cùng pha Ở chế độ chỉnh lưu, dòng điện AC phía bộ chuyển đổi mang nhiều hài đóng cắt phát lên lưới Nhờ bộ lọc LCL mà toàn bộ những hài này đã bị lọc hoàn toàn và kết quả là dòng điện lưới không còn các hài bậc cao này nữa i Lg i Li i Lg i Li
Hình 7.8 Kết quả đo đạc dòng điện AC phía bộ chỉnh lưu và dòng điện hòa lưới
7.2.4 Điều khiển ở chế độ chỉnh lưu với tải thuần trở a Thực nghiệm đo đạc dòng điện bộ chuyển đổi ở trạng thái xác lập Đặt dòng điện điều khiển ở 25A, tiến hành điều khiển bộ chuyển đổi và ghi nhận kết quả Vì giới hạn thiết bị tải cho bộ chuyển đổi nên Luận văn chỉ thực hiện đến dòng khoảng 25A Để đánh giá hiệu quả của bộ lọc thì việc dùng công cụ phân tích THD dòng điện phía lưới là cần thiết Hình 7.9 là kết quả đo đạc và phân tích THD cho dòng pha A phía lưới Kết quả cho thấy rằng, tại 25A, dòng điện lưới có THD đạt 2.81%
Phân tích FFT cho dòng điện lưới tại tần số đóng cắt và tần số thấp được thể hiện trong Hình 7.10 Dễ thấy rằng, các bậc hài từ hài đóng cắt đã bị suy hao đáng kể, biên
Hình 7.9 Kết quả đo đạc và đánh giá dòng điện phía lưới trên một pha và đánh giá theo tiêu chuẩn IEC61000-3-2
Do mất cân bằng điện áp AC đầu vào dẫn đến độ suy giảm 63 lần, chỉ còn Ihsw = 0,78Arms, I2hsw = 0,28Arms và I3hsw = 0,05Arms Ngoài ra, một số bậc hài bậc thấp trong hình a cũng ảnh hưởng đến giá trị THD dòng điện Các nghiên cứu tiếp theo sẽ sử dụng các bộ bù song hài bậc 3 để cải thiện tình trạng mất cân bằng này.
Hình 7.11 là kết quả điều khiển bộ chuyển đổi để đạt được hệ số công suất 0.999 theo yêu cầu thiết kế Có thể thấy rằng, dòng điện và điện áp đầu vào có độ lệch pha
1 st harmonic hsw 2hsw 3hsw
Hình 7.10 Kết quả đo đạc và phân tích FFT tại tần số thấp (a) và tần số đóng cắt (b)
64 khoảng 5 o , khi đó hệ số công suất có thể tính gần bằng cosine độ lệch pha giữa điện áp pha và dòng điện pha – trong trường hợp này đạt 0.996 > 0.99 b Điều khiển thay đổi tham chiếu dòng điện
25A 17.5A 22A i Lg,c i Lg,a i Lg,b i Lg,c i Lg,a i Lg,b
Hình 7.12 Kết quả thực nghiệm thay đổi dòng điện điều khiển v ga i ga i ga v ga
Hình 7.11 Kết quả đo đạc và phân tích hệ số công suất.
65 Để kiểm chứng đáp ứng của bộ điều khiển cũng như bộ lọc LCL ở dòng điện cao, Luận văn sẽ thực hiện đặt dòng điện tham chiếu i * d thay đổi và đo dạng song dòng điện đầu vào của bộ chuyển đổi
Kết quả thực nghiệm thể hiện tại Hình 7.12 cho thấy cường độ dòng điện đầu ra i d * thay đổi từ 13A-25A-17,5A-22A trong thời gian 40ms và giữ nguyên giá trị đặt Dựa trên Bảng 7.1 tổng hợp kết quả khi thay đổi cường độ dòng điện, bộ lọc LCL và bộ điều chỉnh chuyển đổi đáp ứng tốt với những thay đổi này.
Khi thay đổi điện áp đặt từ 700V lên 920V và về 810V, cả hệ thực nghiệm hoạt động tốt Điện áp DC được điều khiển với không có overshoot và undershoot Độ gợn điện áp tại 920V là 3.5% - Thỏa yêu cầu thiết kế
Bảng 7.1 Bảng tổng hợp kết quả điều khiển
Transient Settling Time Overshoot/Undershoot
Hình 7.13 Kết quả thực nghiệm thay đổi điện áp điều khiển ở 5KW