GIỚI THIỆU TỔNG QUAN VỀ ĐỀ TÀI
Lý do chọn đề tài
Điện tử công suất là một ngành kỹ thuật vốn đã có rất nhiều tiến bộ trong thời gian gần đây và đã tác động đến cuộc sống con người trong hầu hết mọi lĩnh vực
- Trong cuộc sống hằng ngày: Nếu chúng ta quan sát xung quanh mình, chúng ta có thể tìm thấy rất nhiều ứng dụng điện tử công suất như điều khiển tốc độ quạt, điều chỉnh độ sáng đèn, điều hòa không khí, bếp từ, máy tính cá nhân, máy hút bụi, bộ lưu điện UPS (Uninterruptible Power Supply), bộ sạc pin,
- Ô tô và sức kéo: Tàu điện ngầm, xe điện, hệ thống sạc xe điện Bản thân một chiếc xe hiện đại có rất nhiều bộ phận sử dụng điện tử như công tắc đánh lửa, điều khiển gạt nước kính chắn gió, đèn chiếu sáng phía trước thích ứng, đèn chiếu sáng nội thất, tay lái trợ lực điện, Bên cạnh đó, điện tử công suất được sử dụng rộng rãi trong các hệ thống sức kéo và tàu thủy hiện đại
- Trong công nghiệp: Hầu hết các động cơ được sử dụng trong các ngành công nghiệp đều được điều khiển bởi các bộ truyền động công suất Các nhà máy cán, nhà máy dệt, nhà máy xi măng, máy nén, máy bơm, quạt, máy thổi, thang máy, lò quay, Các ứng dụng khác bao gồm hàn, lò hồ quang, cần cẩu, ứng dụng gia nhiệt, hệ thống điện khẩn cấp, máy xây dựng, máy xúc,
- Năng lượng tái tạo: Các hệ thống phát điện như năng lượng mặt trời, gió, hệ thống lưu trữ,
- Hệ thống điện: Hệ thống truyền tải điện một chiều điện áp cao HVDC, bù công suất phản kháng (SVC), bộ ngắt mạch tĩnh, hệ thống kích từ máy phát, lưới điện thông minh,
Trong các bộ biến đổi công suất thì bộ chỉnh lưu AC/DC giữ vai trò là bộ biến đổi điện áp xoay chiều sang một chiều để cung cấp cho tải một chiều hoạt động Ngoài các loại chỉnh lưu không điều khiển một pha, ba pha thì còn có các loại chỉnh lưu tích cực một pha, ba pha, Những bộ chỉnh lưu này cung cấp nguồn cho các loại tải một chiều, động cơ một chiều hoạt động Mỗi loại loại chỉnh lưu đều có những ưu điểm
Với các yêu cầu tạo ra nguồn một chiều thông thường, không cần điều khiển phức tạp thì các bộ chỉnh lưu thông thường dùng Diode hoặc Thyristor đã đủ để đáp ứng như cầu và mang lại hiệu quả kinh tế khi giảm được chi phí, bảo trì,… Tuy nhiên, các bộ chỉnh lưu này lại có những hạn chế:
- Phát ra sóng hài lớn lên lưới, tốn chi phí lọc, không thỏa được tiêu chuẩn khi kết nối lưới
- Hệ số công suất thấp: hệ số công suất (PF) của bộ chỉnh lưu thấp và khó điều chỉnh
- Khi điều khiển động cơ, dòng điện động cơ xuất hiện ripple làm ảnh hưởng đến hiệu suất khi tăng tổn thất đồng và suy hao lõi cũng như gây ảnh hưởng tốc độ, chất lượng động cơ
Hiện nay quy định về chất lượng điện năng càng nghiêm ngặt bởi sự gia tăng của các một lượng lớn sóng hài, trong các bộ biến đổi điện tử công suất thì các bộ chỉnh lưu dùng Diode và Thyristor không còn phù hợp trong các trường hợp này Bên cạnh đó, hệ số công suất cũng phải đảm bảo theo nhu cầu cũng nhu quy định của nơi cung cấp điện lưới Các bộ chỉnh lưu không điều khiển dần được bởi các khóa bán dẫn MOSFET và IGBT trong các trường hợp cụ thể bởi khả năng đóng cắt ở tần số cao Và trong công nghệ ngày nay cần sự trao đổi năng lượng nhiều thì bộ chỉnh lưu tích cực đáp ứng được việc có thể tải công suất lên – tức hoạt động như một bộ nghịch lưu và tiêu thụ công suất như một bộ chỉnh lưu với chất lượng điện năng tốt cho cả hai chế độ làm việc Hoặc trong việc điều khiển động cơ thì hãm tái sinh cũng có thể được thực hiện bởi bộ chỉnh lưu tích cực Trong một vài năm gần đây, công nghệ vật liệu ngày càng tiến bộ làm cho khóa công suất như MOSFET, IGBT ngày càng hiệu quả Như vậy, bộ chỉnh lưu tích cực là hiệu quả và phù hợp hơn bộ chỉnh lưu không điều khiển trong các ứng dụng Bài báo [1] so sánh hiệu suất khi lựa chọn các bộ cấu hình cho bộ chỉnh lưu ba pha, cho thấy rằng cấu hình bộ chỉnh lưu ba pha ba bậc T-NPC mang lại hiệu suất cao Trong [2] trình bày kết quả thực nghiệm điều khiển cho bộ chỉnh lưu ba pha ba bậc T-NPC, luận văn lấy kết quả này là cơ sở để đánh giá và so sánh cho phần thực nghiệm trong luận văn này.
Mục tiêu đề tài
- Tìm hiểu và phân tích hoạt động của bộ chỉnh lưu ba pha ba bậc dạng T (3LT 2 NPC - The three-level three phase T-type Neutral point clamped)
- Tìm hiểu phương pháp điều chế vectơ không gian dạng tổng quát (GNPWM- General nearest three space vector pulse width modulation) cho 3LT 2 NPC
- Sử dụng thuật toán PLL (Phase Locked Loop) để xác định góc pha điện áp lưới Tìm hiểu các giải thuật điều khiển điện áp, dòng điện Tìm hiểu phương pháp cân bằng điện áp điểm trung tính
- Tìm hiểu mô phỏng, thực nghiệm thành công bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC.
Phạm vi và phương pháp nghiên cứu
Nội dung thực hiện gồm có 3 phần bao gồm: Phân tích lý thuyết, xây dựng mô phỏng và thực nghiệm
- Phân tích lý thuyết: Dựa vào các tài liệu nghiên cứu trước đây về các bộ chỉnh lưu tích cực, sử dụng các nguồn tài liệu là các bài báo khoa học trong và ngoài nước như thư viện IEEE, Science Direct, Elsevier,
- Mô phỏng: Sử dụng phần mềm PLECS để thực hiện mô phỏng bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC Phương pháp điều chế vectơ không gian dạng tổng quát được sử dụng Có các giải thuật điều khiển điều khiển điện áp, dòng điện với bộ điều khiển PI và xác định cụ thể giá trị nhằm đạt được các mục tiêu chính đó chính là giảm thiểu sóng hài bậc cao, hệ số công suất đơn vị, giá trị điện áp đầu ra cần điều khiển, cân bằng điện áp điểm trung tính Sử dụng PLECS để tính toán đánh giá hiệu suất và chất lượng điện năng cho bộ chỉnh lưu này
- Thực nghiệm: Thực hiện kiểm chứng kết quả mô phỏng trên mạch công suất TIDA-01606-10kW với vi điều khiển (MCU) TMS320F28379D của hãng Texas Instruments.
Bố cục luận văn
Nội dung chính của luận văn dự kiến có 7 chương
Chương 1: Giới thiệu tổng quan đề tài
Chương 2: Phân tích hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Chương 3: Kỹ thuật điều chế vectơ không gian dạng tổng quát cho bộ chỉnh lưu
Chương 4: Giải pháp PLL (Phase Locked Loop), bộ điều khiển điện áp - dòng điện, cân bằng điện áp điểm trung tính
Chương 5: Mô phỏng bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC bằng phần mềm PLECS
Chương 6: Thực nghiệm và kết quả thực nghiệm
Chương 7: Kết luận và hướng phát triển đề tài.
PHÂN TÍCH HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ CHỈNH LƯU 3LT 2 NPC
Các phép biến đổi
Hình 2.1: Hệ tọa độ abc và αβ và vòng tròn đơn vị
Mối liên hệ giữa hệ tọa độ abc và αβ được viết như sau:
Trong trường hợp cân bằng về biên độ chọn 2
Suy ra được phép biến đổi ngược:
Trong trường hợp cân bằng công suất chọn 2
Là phép biến đổi hệ tọa độ abc sang dq hoặc từ αβ sang dq α β
Hình 2.2: Hệ tọa độ abc, αβ và dq và vòng tròn đơn vị α β d v q q v d v α v β v αβ θ Hình 2.3: Phân tích vectơ v
Gọi u d , u q , u , u là các vectơ đơn vị
Một vectơ ảo trong hệ được viết thành v =v +v =v u +v u Dựa theo hình 2.3 ta có: cos sin u d = u + u (2.5) sin cos u q = − u + u (2.6)
Từ đó suy ra hai thành phần d và q:
Ma trận biến đổi αβ sang dq có thể được viết như sau: cos sin sin cos d q
Phép biến đổi ngược dq sang αβ: cos sin
1 sin cos cos cos sin sin d q
Phân tích bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Có nhiều cấu hình cho bộ AC/DC như NPC, 3LT 2 NPC, Vienna, Bridgeless Boost Converter,…Và để phù hợp việc thực nghiệm với phần cứng có sẵn thì luận văn sử dụng bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC Bộ chỉnh lưu này gồm 12 khóa bán dẫn, hai tụ điện ở đầu ra của bộ chỉnh lưu và một bộ lọc LCL như hình 2.1
Hình 2.4: Bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC với bộ lọc LCL
Mô hình tương đương một pha của bộ chỉnh lưu tích cực ba pha được biểu diễn như hình 2.4 Trong đó, các ảnh hưởng của dòng điện tải, dòng điện qua tụ lọc LCL rất nhỏ nên đã bỏ qua v g v c
Hình 2.5: Sơ đồ tương đương một pha của bộ chỉnh lưu tích cực ba pha
Phân tích những nguyên lý cơ bản, nên phần này dựa vào sơ đồ tương đương rút gọn trên:
Dễ thấy rằng, giữa lưới và bộ chỉnh lưu sẽ có một điện áp rơi trên R, L Điện áp rơi được tính như (2.13)
Vì 𝑉⃗ 𝑔 là cố định nên 𝑖 𝑔 hoàn toàn có thể được điều khiển thông qua 𝑉⃗ 𝑐 Như vậy, thông qua điều khiển điện áp trên RL, dòng nạp vào tụ điện chỉnh lưu hoàn toàn có thể được điều khiển Hình 2.3 trình bày giản đồ vectơ của bộ chỉnh lưu trong thường hợp hệ số công suất thay đổi d q
Hình 2.6: Mối quan hệ giữa các vectơ a) Khi 0< PF 0): Hình 2.7 khi mạch đang ở trạng thái P, khóa T1 và T4 On, dòng chạy qua diode D1 và đi ra phía DC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T1 Off, dòng vẫn chạy qua diode D1 và đi ra phía DC Khi mạch chuyển sang trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi ra phía DC
Hình 2.7: Quá trình chuyển trạng thái từ P sang O (I > 0) a Trạng thái P b Chuyển mạch c Trạng thái O
Với chiều dòng điện dương (I < 0): Hình 2.8 khi mạch đang ở trạng thái P, khóa T1và T4 On, dòng chạy qua khóa T1 và đi về phía AC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T1 Off, dòng chạy qua khóa T4 và diode D3 và đi về phía AC Khi mạch chuyển sang trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng vẫn chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi về phía AC
Hình 2.8: Quá trình chuyển trạng thái từ P sang O (I < 0) a Trạng thái P b Chuyển mạch c Trạng thái O
▪ Chuyển trạng thái từ O sang P
Với chiều dòng điện dương (I > 0): Hình 2.9 khi mạch đang ở trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi ra phía DC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T3 Off, dòng chạy qua diode D1 và đi ra phía DC Khi mạch chuyển sang trạng thái P, khóa T1 và T4 On, dòng vẫn chạy qua diode D1 và đi ra phía DC
Hình 2.9: Quá trình chuyển trạng thái từ O sang P (I > 0) a Trạng thái O b Chuyển mạch c Trạng thái P
Với chiều dòng điện dương (I < 0): Hình 2.10 khi mạch đang ở trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng chạy qua khóa T4 và diode D3 và đi về phía AC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T3 Off, dòng vẫn chạy qua khóa T4 và diode D3 và đi về phía AC Khi mạch chuyển sang trạng thái P, khóa T1 và T4 On, dòng chạy qua khóa T1 và đi về phía AC
Hình 2.10: Quá trình chuyển trạng thái từ O sang P (I < 0) a Trạng thái O b Chuyển mạch c Trạng thái P
▪ Chuyển trạng thái từ N sang O
Với chiều dòng điện dương (I > 0): Hình 2.11 khi mạch đang ở trạng thái N, khóa T2 và T3 On, dòng chạy qua khóa T2 và đi ra phía DC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T2 Off, dòng chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi ra phía DC Khi mạch chuyển sang trạng thái O, khóa T1 và T4 On, dòng vẫn chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi ra phía DC
Hình 2.11: Quá trình chuyển trạng thái từ N sang O (I > 0) a Trạng thái N b Chuyển mạch c Trạng thái O
Với chiều dòng điện dương (I < 0): Hình 2.12 khi mạch đang ở trạng thái N, khóa T2 và T3 On, dòng chạy qua diode D2 và đi về phía AC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T2 Off, dòng vẫn chạy qua diode D2 và đi về phía AC Khi mạch chuyển sang trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng chạy qua khóa T4 và diode D3 và đi về phía AC
Hình 2.12: Quá trình chuyển trạng thái từ N sang O (I < 0) a Trạng thái N b Chuyển mạch c Trạng thái O
▪ Chuyển trạng thái từ O sang N
Với chiều dòng điện dương (I > 0): Hình 2.13 Khi mạch đang ở trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi ra phía DC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T4 Off, dòng vẫn chạy qua khóa T3 và diode D4 và đi ra phía DC Khi mạch chuyển sang trạng thái O, khóa T2 và T3 On, dòng chạy qua khóa T2 và đi ra phía DC
Hình 2.13: Quá trình chuyển trạng thái từ O sang N (I > 0) a Trạng thái O b Chuyển mạch c Trạng thái N
Với chiều dòng điện dương (I < 0): Hình 2.14 khi mạch đang ở trạng thái O, khóa T3 và T4 On, dòng chạy qua T4 và diode D3 và đi về phía AC Trong thời gian chuyển mạch, khóa T4 Off, dòng chạy qua diode D2 và đi về phía AC Khi mạch chuyển sang trạng thái O, khóa T2 và T3 On, dòng vẫn chạy qua diode D2 và đi về phía AC
Hình 2.14: Quá trình chuyển trạng thái từ O sang N (I < 0) a Trạng thái O b Chuyển mạch c Trạng thái N
Kết luận: Chương 2 đã trình bày về các phép biến đổi Clarke và Park, sử dụng các phép biến đổi này để chuyển hệ trục tọa độ trong các phương pháp điều khiển cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC ở chương 4 Dựa vào sự chuyển trạng thái của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC ở chương này để nghiên cứu phương pháp điều chế độ rộng xung cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC ở chương 3 Các phương pháp điều khiển sẽ được trình bày ở chương 4 dựa trên phân tích hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC bằng mô hình toán.
KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ VECTƠ KHÔNG GIAN DẠNG TỔNG QUÁT CHO BỘ CHỈNH LƯU 3LT 2 NPC
Mục tiêu điều chế độ rộng xung cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Trong bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC, hai tụ điện giống nhau phía DC được mắc nối tiếp, nó có nhiệm vụ cung cấp nguồn các tải DC Điện áp trung bình trên hai tụ điện này phải được duy trì bằng một nửa điện áp phía DC Độ ripple trên các điện áp này cũng phải được giữ càng nhỏ càng tốt Bất phương pháp điều chế độ rộng xung nào cho 3LT 2 NPC đều cần đạt được hai mục tiêu này, bằng cách điều khiển dòng điện điểm trung tính chạy qua hai tụ phía DC
Trong phương pháp điều chế động rộng xung, tín hiệu đóng cắt được tạo ra bằng cách so sánh tỉ số đóng cắt với sóng mang hình tam giác Mục tiêu của bất kỳ phương pháp điều chế động rộng xung nào là tạo ra các tỉ số đóng cắt (duty cycle) này từ các tỉ số điều chế (modulation index) thông qua một số bước tính toán Điều chế vectơ không gian truyền thống (SVPWM) là phổ biến nhất của bộ chỉnh lưu hai hoặc ba bậc [6]
Xác định vị trí Sector
Xác định vị trí Sub-Sector
So sánh với sóng mang tam giác để xuất xung đóng ngắt các khóa
Xác định thời gian điều chế cho mỗi vector
Hình 3.1: Các bước cho phương pháp SVPWM Để giảm bớt các bước tính toán như: Phép biến đổi Clarke để tính toán vectơ điện áp tham chiếu từ các tỉ số điều chế, xác định vị trí của vectơ điện áp tham chiếu trên các Sector, tính toán thời gian cho mỗi trạng thái thông qua tính toán lượng giác Bài báo [5] đề xuất phương pháp điều chế vectơ không gian dạng tổng quát (GNPWM – General nearest three space vectơ pulse width modulation) Thuật toán trong phương pháp được phát triển để tính toán các tỉ số đóng cắt cho sáu khóa (sáu khóa còn lại sẽ lấy mức logic bù từ các khóa này) trực tiếp từ các tỉ số điều chế (m A , m B , m C ) mà không cần xác định Sector, tính toán thời gian đóng cắt, Phương pháp này làm giảm bớt các bước tính toán khi so với các phương pháp SVPWM truyền thống Đây là cấu hình ba pha ba bậc nên bài toán cân bằng điện áp tụ phía DC cũng cần được quan tâm, trong [5] vấn đề này cũng đã được đề cập và giải quyết.
Kỹ thuật điều chế vectơ không gian dạng tổng quát (GNPWM)
Hình 3.2: Cấu trúc bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Các khóa S XP và S ’ XP (S XP + S ’ XP =1) đóng cắt với mức logic ngược nhau, tương tự cho các khóa S XN và S ’ XN (S XN + S ’ XN =1) với X là các pha A, B, C, V xo là điện áp pha X với trung tính phía DC, ta có bảng trạng thái đóng cắt như sau
Bảng 3.1: Trạng thái đóng cắt
Trạng thái S XP S XN S ’ XP S ’ XN V XO
(P) (1) (2) On Off Off On Vdc/2
(N) (-1) (0) Off On On Off -Vdc/2
Gọi SX (SX= {2, 1, 0}) là trạng thái đóng cắt của pha X (A, B, C) Điện áp pha phía xoay chiều của bộ converter với ba pha cân bằng:
(3.1) Điện áp dây phía xoay chiều của bộ converter:
Gọi v xo là điện áp pha X (A, B, C) với trung tính DC:
(Trạng thái P) (Trạng thái O) (Trạng thái N)
Vì mỗi pha trong ba pha có ba trạng thái (P, O, N), tổng số trạng thái đóng cắt có thể có là 3 3 = 27 Dựa vào bảng 3.1 trong chương 2, để điều khiển được bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC ta cần tạo hai xung đóng cắt các khóa cho mỗi pha (mỗi xung điều khiển hai khóa, ví dụ: S XP và S’ XP đóng cắt ngược mức logic nhau, tương tự cho S XN và S’ XN , như vậy cần sáu xung cho ba pha Từ phương trình (3.1) và (3.3) qua phép biến đổi Clarke ta được:
Tất cả 27 trạng thái đóng cắt có thể được chuyển sang mặt phẳng αβ α β
Hình 3.3: Vectơ điện áp trên mặt phẳng αβ
Việc đóng cắt các khóa công suất trong các nhánh pha của bộ chỉnh lưu tạo ra điện áp pha phía AC với vectơ không gian của nó thay đổi nhảy cấp trên hình lục giác đa bậc Có bốn loại vectơ: 6 vectơ lớn, 6 vectơ trung bình, 6 vectơ nhỏ, 3 vectơ không ứng với biên độ lần lượt 2V dc /3, V dc /sqrt(3), V dc /3, 0 Chia lục giác lớn chứa các vectơ không gian thành 6 tam giác đều lớn chung đỉnh tại tâm lục giác lớn, các tam giác đều lớn này gọi là các Sector từ I đến VI
Ta có ref ref dc m V
= V trong đóv XN (X = A, B, C) là giá trị trung bình của v XN trong một chu kỳ sóng mang T s , vectơ điện áp tham chiếu V ref được tính trong công thức (3.5a) m ref là vectơ tỉ số điều chế tham chiếu được tính trong ( 3.5b) m A , m B , m C là tỉ số điều chế của các pha A, B, C
Mỗi Sector có thể được tách biệt thành bốn Sub-Sector (1, 2, 3, 4) Sử dụng phương pháp 3 vectơ gần 𝑚⃗⃗ ref nhất trong một chu kỳ sóng mang Từ hình 3.4, có thể thấy rằng việc chọn 3 vectơ này có thể khác nhau tùy thuộc vào vị trí của 𝑚⃗⃗ ref trong Sector I Gọi d 1 , d 2 , d 3 là tỉ số đóng cắt tương ứng cho các vectơ như hình 3.4
3 3 3 3 3 j j j dc dc dc dc dc
Hình 3.4: Sector I và vị trí 𝑚⃗⃗ ref trong trong Sector I
Từ (3.6), (3.7) và (3.8) ta có hệ phương trình:
Tương tự cho các Sub-Sector còn lại, ta có bảng sau:
Bảng 3.2: Tỉ số đóng cắt của các vectơ trên các Sub-Sector d 1 d 2 d 3
Mỗi Sub-Sector có ít nhất một vectơ nhỏ Vì mỗi vectơ nhỏ có hai trạng thái có tỉ số đóng cắt phụ nhau Ví dụ: trong Sub-Sector 3, 𝑉⃗ POO có tỉ số đóng cắt là xd 1 thì
𝑉⃗ ONN có tỉ số đóng cắt là (1-x)d 1 , x =[0,1] và x là hệ số đóng cắt của hai vectơ phụ nhau Tỉ số đóng cắt này có thể được phân phối theo vô số cách Hệ số này có thể ảnh hưởng đến bài toán cân bằng điện áp tụ, để không mất cân bằng điện áp tụ thì hệ số này được chọn là 0.5
Vì Sub-Sector 1 và Sub-Sector 2 đều có hai vectơ phụ nhau nên Sub-Sector này có thể được chia thành hai Sub-Sub-Sector p và q Trình tự đóng cắt trong bảng 3.3 Hình 3.5 là trình tự đóng cắt và điện áp pha tương ứng trong một chu kỳ T s khi 𝑚⃗⃗ ref nằm trong Sub-Sector 3 của Sector I
Như đã đề cập ở trên, phương pháp GNPWM yêu cầu tạo ra 6 xung để điều khiển 12 khóa Theo hình 3.2 SXP và SXN là hai khóa cho pha X (A, B, C) Để tạo ra hai xung cho pha X, ta cần xác định hai tỉ số đóng cắt d XP và d XN , phải được so sánh với các sóng mang hình tam giác khác nhau là Crr P và Crr N tương ứng (Crr N lệch pha
Bảng 3.3: Trình tự đóng cắt trong Sector I
Sub-Sector Trình tự đóng cắt
1p ONN-OON-OOO-POO-OOO-OON-ONN
1q OON-OOO-POO-PPO-POO-OOO-OON
2p ONN-OON-PON-POO-PON-OON-ONN
2q OON-PON-POO-PPO-POO-PON-OON
3 ONN-PNN-PON-POO-PON-PNN-ONN
4 OON-PON-PPN-PPO-PPN-PON-OON
Theo bảng 3.1 khi ở trạng thái P (S XP = ON) hoặc O hoặc N (S XN = ON) điện áp
V XO tương ứng là V dc /2, 0, -V dc /2 Do đó, điện áp trung bình v XO có thể được như trong phương trình (3.10b) Điện áp pha X (A, B, C) với trung tính DC v XO =v XN +v NO với v NO là điện áp common mode, ta viết lại với giá trị trung bình của chu kỳ sóng mang ta được phương trình (3.10a) Từ (3.10a) và (3.10b) ta có phương trình (3.10c), m * X và m cm được gọi là tỉ số điều chế và tỉ số common mode tương ứng Với điều kiện d XN = 0 khi m X + m cm ≥ 0, d XP = 0 khi m X + m cm ≤ 0
XO XP XO XN XP XN
X XP XN X cm cm dc m d d m m m v
− ONN PNN PON POO PON PNN ONN
Hình 3.5: Điện áp v XO trong Sub-Sector 1p của Sector I
3.2.1 Xác định tỉ số common mode (m cm )
Từ công thức (3.10a) ta áp dụng chúng trên ba pha ta có công thức (3.11) Đối với ba pha cân bằng ta có 𝑣̅ AN + 𝑣̅ BN + 𝑣̅ CN = 0 hoặc m A + m B + m C = 0 ta có thể xác định được m cm như sau:
Ví dụ: Trong hình 3.5, trong chu kỳ T s khi 𝑚⃗⃗ ref nằm trong Sub-Sector 3 của
Sector I 𝑣̅ AO =V dc /2[xd 1 +d 3 +d 2 ], 𝑣̅ BO =-V dc /2[(1-x)d 1 +d 2 ], 𝑣̅ CO =V dc /2[(1-x)d 1 +d 3 +d 2 ]
Kết hợp với các công thức (3.9b) và (3.11) biểu thức của m cm cho Sub-Sector 3 của
Sector I có thể được viết dưới dạng một hàm của m A , m B , m C và x như trong (3.12)
Bảng 3.4: Tỉ số common mode (m cm )
Sub-Sector Sector I Tổng quát
Tương tự, biểu thức của m cm cho tất cả các Sub-Sector khác cũng có thể được xác định Bảng 3.4 liệt kê tất cả các trường hợp của m cm Tương tự cho các Sector còn lại, ta có thể viết m cm theo dạng tổng quát cho tất cả các Sector Trong đó m max , m mid , m min được xác định như sau: m max = max(m A , m B , m C ), m min = min(m A , m B , m C ), m mid = -(m max + m min )
3.2.2 Xác định vị trí của 𝒎⃗⃗⃗ ref trên các Sub-Sector và Sub-Sub-Sector
Từ bảng 3.4 có thể thấy m cm phụ thuộc vào vị trí của 𝑚⃗⃗ ref đang ở Sub-Sector và Sub-Sub-Sector nào Để xác định vị trí của 𝑚⃗⃗ ref ta dựa vào các đường thẳng L1, L2, L3, L4 trên hình 3.4 Phương trình đường thẳng của các đường này trong Sector I trên mặt phẳng αβ, có thể được viết dưới dạng αβ
Bảng 3.5: Xác định vị trí của của 𝑚⃗⃗ ref trên các Sub-Sector và Sub-Sub Sector if/else Sector I Tổng quát Sub/Sub-Sub Sector if 1
B C 2 m −m min 1 mid 2 m −m 4 else - - 2 if m B 0 m mid 0 p else - - q
Ví dụ: L1 (trong Sector I) đi qua (1/3, 0) và tạo với trục α góc 120 0 như trong hình 3.4 Do đó, phương trình của nó là √3α+β=1/√3 hoặc √3m α +m β =1/√3 thì 𝑚⃗⃗ ref sẽ nằm trên L1, 𝑚⃗⃗ ref nằm trong Sub-Sub-Sector 1p hoặc 1q khi (1/√3)m α -m β > 0 hoặc (1/√3)m α -m β < 0 tương ứng Tương tự như vậy, phương trình của ba đường thẳng còn lại có thể tìm được, từ đó ta xác định được vị trí của 𝑚⃗⃗ ref ở bất kỳ thời điểm nào Sử dụng (3.5b), các bất đẳng thức này có thể được viết dưới dạng m A , m B , m C
Từ đây, ta có thể suy ra các bất đẳng thức tổng quát cho các Sector khác, và các bất đẳng thức được viết theo m max , m mid , m min Bảng 3.5 thể hiện vị trí của của 𝑚⃗⃗ ref trên các Sub-Sector và Sub-Sub Sector x = 0.5
Sáu tỉ số đóng ngắt
Tính m cm từ bảng 3.4 d XP =m * X d XN =0 d XP =0 d XN =-m * X m * X =2(m X +m cm ) m max , m mid , m min
Xác định Sub-Sector, Sub-Sub-Sector từ bảng 3.5 m A , m B , m C
Hình 3.6: Các bước cho kỹ thuật điều chế GNPWM
GIẢI PHÁP PLL, BỘ ĐIỀU KHIỂN ĐIỆN ÁP - DÒNG ĐIỆN, CÂN BẰNG ĐIỆN ÁP ĐIỂM TRUNG TÍNH
Thuật toán vòng khóa pha PLL (Phase - Locked Loop)
Đồng bộ hóa với lưới điện là một trong những vấn đề quan trọng trong việc tích hợp các bộ biến đổi công suất vào lưới điện Góc pha của điện áp là một phần thông tin quan trọng đối với hoạt động của bộ chỉnh lưu, nghịch lưu nối lưới và một số bộ biến đổi công suất khác Thông tin này có thể được sử dụng để đồng bộ hóa các bộ biến đổi công suất với lưới điện, tính toán và điều khiển công suất tích cực hoặc dùng cho phép biến đổi Park với mục đích điều khiển
Mất cân bằng điện áp, sụt dòng, mất pha, méo dạng sóng hài và dao động tần số là những sự cố phổ biến Trong các trường hợp trên, nhiệm vụ của PLL phải cung cấp góc pha chính xác vì nó liên quan đến bài toán điều khiển hệ số công suất của bộ chỉnh lưu Thông thường, tần số lưới điện ở Việt Nam nằm trong khoảng từ 49.5Hz đến 50.5Hz Tuy nhiên trong điều kiện thay đổi đột ngột, các sự cố thoáng qua làm cho tần số dao động đáng kể Các sự cố thoáng qua này có thể làm ảnh hưởng đến hoạt động bộ chỉnh lưu Trong hệ thống ba pha, PLL thông thường dựa trên hệ quy chiếu đồng bộ (SRF-PLL) [7] Trong điều kiện lý tưởng, điện áp lưới không bị méo hay mất cân bằng thì việc sử dụng SRF-PLL cho kết quả tốt Tuy nhiên với điều kiện điện áp lưới bị méo, mất cân bằng thì sử dụng SRF-PLL làm giảm hiệu suất động tổng thể của PLL[8] Để khắc phục tình trạng đó, bài báo [9] đã đề xuất một kỹ thuật PLL có tên DSOGI-PLL Cấu trúc cơ bản của PLL trong hình 4.1
Voltage Controlled Oscillator ε pd v lf v' v
Nó bao gồm ba khối cơ bản:
- Bộ dò pha (PD - Phase Detector) Khối này tạo ra tín hiệu đầu ra tỷ lệ với độ lệch pha giữa tín hiệu đầu vào (v) và tín hiệu đầu ra của bộ dao động bên trong của PLL (v’) Tùy thuộc vào loại PD, các thành phần AC tần số cao xuất hiện cùng với tín hiệu lệch pha góc DC
- Bộ lọc vòng lặp (LF - Loop Filter) Khối này hoạt đông như một lọc thông thấp, nó làm suy giảm các thành phần AC tần số cao từ đầu ra PD Thông thường, khối này có thể được tạo bởi bộ lọc thông thấp bậc nhất hoặc bộ điều khiển PI
- Bộ dao động điều khiển bằng điện áp (VCO - Voltage Controlled Oscillator) Khối này tạo ra ở đầu ra của nó một tín hiệu xoay chiều có tần số được điều khiển theo tần số nhất định (ω ref ), đầu vào là một hàm của điện áp do LF cung cấp
4.1.1 PLL dựa trên hệ quy chiếu đồng bộ (SRF-PLL)
Kỹ thuật này được sử dụng để đồng bộ với lưới trong trường hợp lý tưởng khi điện áp và tần số lưới không bị dao động Một cấu trúc của SRF-PLL [7] trong hình 4.2, Sử dụng phép biến đổi Park để chuyển vectơ điện áp ba pha từ hệ quy chiếu abc sang hệ quy chiếu quay dq Do đó, ở trạng thái ổn định, thành phần d mô tả biên độ của điện áp đầu vào thứ tự thuận hình sin (V +1 ) và góc pha của nó được xác định bởi đầu ra của vòng hồi tiếp (θ’) Vị trí góc của hệ quy chiếu dq này được điều khiển bởi một vòng hồi tiếp điều chỉnh thành phần q về không θ' v an v bn v cn abc dq PI 1
Hình 4.2: Cấu trúc của SRF-PLL
Hàm truyền vòng kín của hệ thống:
Trong đó T s là thời gian lấy mẫu K p , T i là các hệ số của bộ điều chỉnh PI Có nhiều phương pháp được sử dụng để tính các hệ số trên Theo [8] các hệ số được chọn như sau K SRF_P =2,22 và K SRF _ I a,69, có tần số cắt và hệ số tắt dần tương ứng là ω c =2π*12.5 và ξ = √2
Vì bộ lọc vòng lặp có đặc tính bộ lọc thông thấp, nó có thể được sử dụng để lọc ra thành phần tần số cao đã bị bỏ qua trước đó Nếu tần số của tín hiệu bị khóa cao, các đặc tính thông thấp của PI đủ tốt để loại bỏ hai lần thành phần tần số sóng mang Tuy nhiên, đối với hệ thống hoà lưới, vì tần số lưới rất thấp (50Hz – 60Hz), nó không thể lọc chính xác được các tần số lớn hơn tần số lưới, điều này ảnh hưởng đến hiệu suất của PLL Một phương pháp được trình bày để khắc phục tình trạng trên là DSOGI-PLL (Dual Second Order Generalized Integrator PLL)
4.1.2 PLL dựa trên tích phân bậc hai kép tổng quát (DSOGI-PLL) v an v bn v cn abc αβ v α v β
Hình 4.3: Cấu trúc DSOGI-PLL
Hình 4.3 trình bày một cấu trúc của DSOGI-PLL Điện áp ba pha từ hệ quy chiếu abc sang hệ quy chiếu αβ Khối SOGI-QSG (Sencond Order Generalized
Intergrator-Quadrature Signals Generator) được sử dụng để lọc và tạo ra các tín hiệu vuông pha từ điện áp αβ Các tín hiệu này là đầu vào của khối PSC (Positive-Sequence
Calculator) để tạo ra hai điện áp thứ tự thuận vuông pha trên hệ quy chiếu αβ Điện áp αβ thứ tự thuận được chuyển sang hệ quy chiếu đồng bộ dq và SRF-PLL được sử dụng để hệ thống thích ứng với tần số đặt Thành phần thứ tự thuận tức thời v + abc của vectơ điện áp ba pha v abc =[v a v b v c ] T được cho bởi:
Sử dụng phép biến đổi Clarke, vectơ điện áp từ hệ quy chiếu abc được chuyển sang hệ quy chiếu αβ như sau:
(4.4) Điện áp thứ tự thuận tức thời trên hệ quy chiếu αβ có thể được tính bằng (4.5), trong đó q là toán tử dịch pha trong miền thời gian thu được dạng sóng trễ pha 90 0 so với dạng sóng ban đầu
Phương trình (4.5) được sử dụng trong khối trong PSC của DSOGI-PLL, hiệu suất hoạt động tốt nhất phụ thuộc vào độ chính xác của tín hiệu pha vuông góc đặt vào đầu vào của chúng Thành phần tích thứ tự thuận từ hài bậc n ở điện áp đầu vào được tính:
Một khía cạnh liên quan cần được phân tích trong PSC là sai số trong quá trình xác định thứ tự thuận khi tần số ω′ khác với tần số lưới thực tế ω Trong các điều kiện không đồng bộ như vậy, yếu tố phức tạp ảnh hưởng đến hài bậc n ở đầu vào của PSC được cho bởi:
Bộ tích phân tổng quát bậc hai (SOGI) được sử dụng để tạo ra hai tín hiệu vuông pha với nhau Hình 4.4 là một cấu trúc của SOGI-QSG Hàm truyền của hệ thống lần lượt là (4.8a) và (4.8b) Trong đó ω’ và k lần lượt đặt tần số và hệ số tắt dần của
Hình 4.4: Cấu trúc SOGI-QSG
Nếu v là tín hiệu hình sin với tần số ω, nó có thể được biểu diễn dưới dạng pha và biên độ Do đó, các đầu ra SOGI-QSG có thể được tính từ (4.8) như sau:
Hệ thống điều khiển cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
PI Điều khiển cân bằng điện áp điểm trung tính Điều khiển điện áp Điều khiển dòng điện x=0.5
Hình 4.7: Sơ đồ điều khiển cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Hình 4.7 là cấu trúc điều khiển cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC được trình bày trong Vòng điều khiển bên trong là vòng điều khiển dòng điện [10] trong hệ quy chiếu dq, được dùng với mục tiêu điều khiển hệ số công suất và dòng điện tích cực Vòng điện áp [10] bên ngoài được sử dụng để ổn định điện áp DC Một phương pháp điều khiển điện áp điểm trung tính được đề xuất trong [11], vòng này được sử dụng để điều khiển cân bằng điện áp hai tụ nối tiếp phía DC
Trong hình 2.4 trong chương 2 là cấu trúc của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC có bộ lọc LCL, với L g là điện cảm của cuộn dây phía lưới, L c là điện cảm của cuộn dây phía bộ chỉnh lưu, C là điện dung của tụ điện bộ lọc LCL, R là điện trở damping của bộ lọc LCL, C dc là tổng điện dung của các tụ điện phía DC Với L = L g + L c ta có mô hình toán như (4.12), có thể thấy có ảnh hưởng lẫn nhau của các thành phần dq của dòng điện trong hệ tọa độ quay; điện cảm và sức điện động lưới trong hệ tọa độ quay ảnh hưởng đến dòng điện i d và i q Vì vậy điều khiển hồi tiếp decoupling không thể điều khiển độc lập của i d và i q Do đó thể sử dụng điều khiển hồi tiếp decoupling điện áp như trong phương trình (4.13) và (4.14) d gd d d q q gq q q d dc dc dc L
Trong đó, K i_P và K i_I tương ứng là hệ số điều khiển của khâu tỷ lệ và tích phân của vòng điều khiển dòng điện; i q * và i d * là các giá trị tham chiếu của dòng điện i q và i d ; s là toán tử vi phân Thay (4.13) và (4.14) vào (4.12), ta được như sau:
Theo công thức (4.15) và (4.16), vòng điều khiển decoupling dòng điện và hai vòng này là đối xứng Đối với vòng điều khiển dòng điện trục d, cấu trúc có thể được đơn giản hóa thành hình 4.8
Hình 4.8: Sơ đồ điều khiển dòng điện của dòng điện i d
T s là tần số đóng cắt của bộ chỉnh lưu, K pwm là độ lợi tương đương của bộ chỉnh lưu K i_P +K i_I /s có thể được biểu thị bằng K i_P (τ i s +1)/τ i s Chuyển đổi hàm truyền của bộ điều khiển PI thành biểu thức không cực, chỉ cần lấy τ i = L/R Hàm truyền vòng hở của vòng điều khiển dòng điện có thể được trình bày như sau:
G s = R s T s+ (4.17) Áp dụng tiêu chuẩn điều khiển, chọn hệ số tắt dần ξ = 0,707 ta có
1,5T s K i_P K pwm /Rτ i = 1/2 Theo (4.18) các hệ số của bộ điều chỉnh PI có thể được chọn là K i_P = 3.24, K i_I = 6296
Cấu trúc vòng điều khiển điện áp của bộ chỉnh lưu được thể hiện trên hình 4.9
Hàm truyền của bộ điều chỉnh điện áp là K v_P (τ v s+1)/τ v s, hằng số quán tính của việc lấy mẫu điện áp có thể được kết hợp với hằng số của vòng điều khiển dòng điện bằng cách xác định T Σ = T v + 3T s
Hình 4.9: Sơ đồ điều khiển điện áp
Theo hình 4.9, hàm truyền vòng hở của vòng điều khiển điện áp có thể được biểu diễn như sau:
Do chức năng chính của vòng điện áp là ổn định điện áp phía DC là V dc của bộ chỉnh lưu, do đó khả năng chống nhiễu phải được tính đến Lựa chọn thích hợp cho vòng điều khiển điện áp được trình bày trong [12], do đó các thông số của bộ điều khiển điện áp có thể được tính τ v = hT và 0,75K v_P /Cτ v = (h +1)/2h 2 T Σ 2 Lấy băng thông h = 5, Theo (4.20) các hệ số điều khiển PI của vòng điện áp K v_P = 0.56,
4.2.3 Cân bằng điện áp điểm trung tính
Cân bằng điện áp điểm trung tính phía DC là một vấn đề quan trọng cần được quan tâm trong 3LT 2 NPC 3LT 2 NPC sẽ gặp vấn đề dao động của điện áp điểm trung tính do quá trình nạp và xả của các tụ điện DC trên và dưới Do đó, điện áp trên tụ điện có thể tăng hoặc giảm và nó sẽ làm tăng stress điện áp trên các khóa công suất
Nó có thể phá hủy các khóa công suất và các tụ điện DC mắc nối tiếp Cho đến nay, nhiều nhà nghiên cứu đã quan tâm đến sự phát triển về phần cứng và phần mềm cho 3LT 2 NPC để điều khiển điện áp điểm trung tính Trong [13], giải pháp cân bằng có thể được thực hiện bằng cách thêm một mạch thụ động Nói chung, việc nghiên cứu các chiến lược điều chế là tối ưu hơn vì chúng ta cần giảm kích thước và khối lượng của bộ chỉnh lưu Một phương pháp cân bằng điện áp điểm trung tính được đề xuất trong [11], luận văn sẽ trình bày và sử dụng phương pháp này để điều khiển cân bằng điện áp điểm trung tính
Vấn đề chính của chỉnh lưu 3LT 2 NPC là mất cân bằng điện áp điểm trung tính do dòng trung tính gây ra Dòng trung tính phụ thuộc vào dòng pha đầu ra và trạng thái đóng cắt như trong (4.21) [14]
Với S A , S B , S C là trạng thái đóng cắt được hiển thị trong bảng 3.1 chương 3 và i a , i b , i c là ba dòng điện pha đầu vào
Từ (4.21), thấy được rằng các vectơ lớn và vectơ không không ảnh hưởng đến dòng điểm trung tính vì điểm trung tính O không được kết nối với đầu vào ba pha Các vectơ điện áp trung bình và nhỏ ảnh hưởng đến dòng điểm trung tính Bảng 4.1 tổng hợp dòng điện qua điểm trung tính theo các vectơ vừa và nhỏ Do đó, thuật toán cân bằng điện áp DC có được bằng cách điều chỉnh các vectơ vừa và nhỏ
Ví dụ: Nếu vectơ điện áp tham chiếu nằm trong Sub-Sector 2, tỉ số đóng cắt cho các vectơ trong bảng 3.2 chương 3, trong đó M = V ref /V dc là tỉ số điều chế và φ góc của vectơ v ref
Vectơ nhỏ i NP Vectơ nhỏ i NP Vectơ trung i NP
Phương trình trong (4.22) biểu diễn các vectơ dự phòng (1,0,0) và (0,-1,-1) trong Subsector 2, chúng sẽ có vô số nghiệm của phương trình Để đạt được dòng đi vào điểm trung tính bằng không, thời gian đóng cắt tương đối trong (4.22) cũng phải tuân theo phương trình (4.23)
Từ (4.22) và (4.23), thời gian đóng cắt của các vectơ điện áp có thể được xác định Do các đặc điểm của đóng cắt cưỡng bức dòng điện, các tỉ số điều chế cho các pha được xác định trong (4.24) Tỉ số điều chế của thứ tự không cho phương pháp GNPWM có thể được xác định (4.25)
GNPWM m m m m = + + (4.25) Đối với trường hợp hệ số công suất bằng 1, phương trình dòng điện đầu vào trong (4.26), trong đó I M là biên độ của dòng điện pha
Từ phương trình (4.26), (4.22), (4.23), (4.24), (4.25) thành phần thứ tự 0 tối ưu cho phương pháp GNPWM trong Subsector 2 có thể được viết là:
Trong (4.27) thay thế φ bằng ω 0 t ta được:
Dựa vào phân tích ở trên, một phương pháp điều khiển để giải quyết bài toán cân bằng điện áp điểm trung tính được đưa vào luận văn, như thể hiện trong hình 4.10 Ý tưởng cơ bản của bộ điều khiển này là thực hiện phương pháp GNPWM với thành phần thứ tự không tối ưu được xem xét thêm vào, việc này có thể đảm bảo không có dòng điện đi vào điểm trung tính v d và v q được chuyển đổi trực tiếp thành các tọa độ abc m a , m b và m c thông qua phép biến đổi Park nghịch đảo Và m a , m b và m c là tỉ số điều chế của phương pháp GNPWM Cân bằng điện áp điểm trung tính DC được điều chỉnh bởi thành phần thứ tự không m 0 , bao gồm hai phần: thành phần chuyển tiếp m ’ 0 và thành phần hồi tiếp ∆m 0 , trong đó m ’ 0 là thành phần thứ tự không tối ưu được cho bởi (4.28) Thành phần hồi tiếp ∆m 0 được sử dụng để bù các sai số trong hệ thống thực
DSOGI -PLL θ v an v bn v cn
Hình 4.10: Mô hình điều khiển cân bằng điện áp điểm trung tính
MÔ PHỎNG BỘ CHỈNH LƯU 3LT 2 NPC BẰNG PHẦN MỀM
Mô phỏng kỹ thuật điều chế vectơ không gian dạng tổng quát
Với lý thuyết về GNPWM được trình bày ở Chương 3, ở phần này tiến hành mô phỏng kiểm chứng với cấu trúc nghịch lưu 3LT 2 NPC vòng hở với điện áp đầu vào
DC là 100 (V) Mô hình mô phỏng được trình bày ở hình 5.1 define max, min, mid mc mb ma max mid min
SubSector-SubSubSector min mid max Sub-Sector Sub-Sub-Sector m_cm min mid max m_cm
Sub-Sector Sub-Sub-Sector x
Duty_Ratios mC mB mA dAP m_cm dAN dBP dBN dCP dCN
Pulse dBP dAN dAP dBN dCP dCN sC3 sA1 sA2 sA3 sC4 sA4 sB1 sB2 sB3 sB4 sC1 sC2 sA1 sA2 sA3 sA4 sB1 sB2 sB3 sB4 sC1 sC2 sC3 sC4 x x = 0.5
Hình 5.1: Mô hình mô phỏng GNPWM
▪ Kết quả khi điều chế điện áp lớn hơn V _DC /sqrt(3)
V _AN_Load d _AP d _AN Vùng điều chế
Chọn điện áp điều chế V_ ref = 75 (V), hình 5.2 cho thấy rằng tỉ số đóng cắt vượt qua 1, khi so sánh với sóng mang có biên độ là 1, điều này sẽ làm cho thời gian đóng cắt một số khóa sẽ luôn ON hoặc OFF Do đó dẫn đến kết quả điều chế điện áp bị méo dạng, hay còn gọi là quá điều chế
▪ Kết quả khi điều chế điện áp bằng V _DC /sqrt(3)
Chọn điện áp điều chế V_ ref = 57.74 (V), hình 5.3 cho thấy rằng tỉ số đóng cắt bằng 1, với tỉ số đóng cắt d_AN dùng để điều chế cho bán kỳ dương pha A, tương tự với d_AP cho bán kỳ âm pha A Điện áp đầu ra pha A được lọc qua cuộn cảm là hình sin với biên độ đúng bằng 57.74 (V), dẫn đến dòng điện phía tải cũng có dạng hình sin Như vậy vùng điều chế của phương pháp GNPWM là tỉ số đóng cắt d = 0÷1 hay tương đương với V_ ref ≤ V _DC /sqrt(3) d _AP d _AN
Hình 5.3: Kết quả mô phỏng khi điều chế điện áp V_ ref = 57.74 (V)
▪ Thời gian đóng cắt của vectơ phụ (x) ảnh hưởng đến sự cân bằng điện áp tụ
Theo lý thuyết được phân tích ở chương 3, thời gian đóng cắt của vectơ có ảnh hưởng đến sự cân bằng điện áp tụ Do vectơ V_ ref được tạo ra từ các vectơ trong đó có hai vectơ phụ có thời gian đóng cắt chênh lệch nhau, điều này dẫn đến sự mất cân bằng điện áp trên 2 tụ DC Cụ thể hình 5.4 mô phỏng x = 0.5 (thời gian đóng cắt hai vectơ phụ là như nhau) có sự cân bằng về điện áp hai tụ, khi x ≠ 0.5 có sự mất cân bằng về điện áp hai tụ Có thể sử dụng tính chất này của phương pháp GNPWM để xem xét cho bài toán cân bằng điện áp hai tụ [14], nhưng để thuận tiện trong việc điều khiển cho bộ chỉnh lưu luận văn chỉ xét đến trường hợp x = 0.5 Bài toán cân bằng điện áp hai tụ luận văn sẽ sử dụng giải thuật được đề cập trong chương 4 x = 0.5
Hình 5.4: Sự ảnh hưởng đến cân bằng điện áp tụ.
Mô phỏng hoạt động của DSOGI-PLL
DSOGI-QSG PSC SRF-PLL abc αβ
Hình 5.5: Mô hình của DSOGI-PLL trên phần mềm PLECS
Mô phỏng hoạt động của DSOGI-PLL được thực hiện trên phần mềm PLECS với đầu vào là điện áp ba pha, đầu ra là góc pha như hình 5.5 Các trường hợp mô phỏng sẽ được thực hiện ở các phần tiếp theo trong mục này
5.2.1 Lưới điện mất cân bằng và sóng hài cao
Hình 5.6 cho thấy rằng góc pha được dễ dàng xác định theo điện áp lưới Ở tình trạng lưới điện bình thường, với phương pháp DSOGI-PLL thì góc pha của điện áp lưới được xác định chính xác sau gần 1 chu kỳ điện áp lưới, các đặc tính khác như điện áp thứ tự thuận trong hệ quy chiếu qd, tần số lưới đều đáp ứng nhanh
Hình 5.6: Điện áp và góc pha của lưới điện
Hình 5.6 mô phỏng ở thời điểm t = 0.1 giây lưới bị mất cân bằng, sụt áp và sóng hài cao đến thời điểm t = 0.2 giây điện áp lưới trở lại bình thường Kết quả mô phỏng cho thấy DSOGI-PLL hoàn toàn có thể xác định được góc pha của điện áp, ngay cả khi lưới điện trong tình trạng mất cân bằng và sóng hài cao
Hình 5.7 cho thấy mặc dù điện áp lưới ba pha bị mất cân bằng nhưng nhờ có sử dụng DSOGI-PLL thành phần điện áp thứ tự thuận cũng nhanh chóng được xác định chỉ sau gần một chu kỳ, sai số xác lập gần như bằng không Tần số lưới cũng được đáp ứng nhanh sau gần hai chu kỳ điện áp lưới t = 0.04 (s) t = 0.02 (s)
Hình 5.7: Biên độ và tần số góc của lưới điện
5.2.2 Lưới điện mất cân bằng và thay đổi tần số
Hình 5.8 mô phỏng khi lưới điện xảy ra sự cố trong thời gian ngắn, điện áp lưới điện bị mất cân bằng, sụt áp và có sự thay đổi về tần số từ 50Hz xuống còn 40Hz tại thời điểm t = 0.1 giây, ngay lập tức sau một chu kỳ điện áp, góc pha đã được xác định theo điện áp lưới ở tần số 40Hz Hình 5.9 cho thấy thành phần điện áp thứ tự thuận cũng dễ dàng được xác định (gần một chu kỳ điện áp lưới) Tần số lưới cũng đáp ứng nhanh sau gần hai chu kỳ điện áp lưới f = 40 Hz v _a v _b v _c f = 50 Hz
Hình 5.8: Điện áp và góc pha của lưới điện t = 0.04 (s) t = 0.02 (s)
DSOGI-PLL là phương pháp dựa trên việc sử dụng các kỹ thuật đã được nghiên cứu trước đây Khối SOGI được tạo từ khối QSG và có khả năng lọc sóng hài cho hệ thống Phương pháp PSC trên hệ quy chiếu αβ là phương pháp hiệu quả để dễ dàng tính toán thành phần điện áp thuận SRF-PLL trong DSOGI-PLL có nhiệm vụ phát hiện thích ứng với tần số lưới Sự kết hợp chung của các kỹ thuật trên làm cho DSOGI-PLL trở thành một hệ thống hoạt động với hiệu quả cao, cho phép xác định nhanh chóng và chính xác các thành phần như điện áp thứ tự thuận, tần số lưới điện trong tất cả các điều kiện vận hành của lưới điện Hiệu quả hoạt động của DSOGI-PLL trong các điều kiện vận hành của lưới điện đã được kiểm chứng bằng phần mềm PLECS, cho thấy rằng DSOGI-PLL hoạt động tốt trong tất cả tình trạng lưới điện.
Mô phỏng hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Để thuận tiện trong việc kiểm chứng hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC Mô hình mô phỏng sẽ cài đặt các thông số giống với mô hình thực nghiệm, các thông số này được thể hiện trong bảng 5.1 Với mô hình của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC trong hình 5.11, sử dụng các phương pháp điều khiển thể hiện trong hình 5.10 Tiến hành thực hiện mô phỏng và phân tích hoạt động của bộ chỉnh lưu Điều khiển điện áp Điều khiển dòng điện Điều khiển cân bằng điện áp điểm trung tính
Biến đổi dq-abc Tỉ số điều chế
Theta abc K ma mb mc V_dc mo
Hình 5.10: Mô hình điều khiển
Bộ chỉnh lưu ba pha ba bậc T-Type NPC Tải DC
Cảm biến điện áp lưới
Cảm biến Dòng điện Converter
Cảm biến điện áp DC sA1 sA3 sA4 sA2 sB1 sB3 sB4 sB2 sC1 sC3 sC4 sC2
Hình 5.11: Mô hình bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Bảng 5.1: Thông số mô phỏng bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Lưới Điện áp pha đầu vào 110 (V)
Tụ DC Điện dung liờn kết 240 (àF) Điện áp phía DC 300 (V)
Cuộn cảm phớa lưới 10 (àF)
Cuộn cảm phớa chỉnh lưu 340 (àH)
Tần số đóng cắt 50 (kHz)
Hình 5.12: Điện áp lưới và góc pha điện áp lưới
Trên hình 5.12, với điện áp pha đầu vào là V _Peak = 110 (V), tần số lưới 50Hz Với phương pháp DSOGI-PLL ngay lập tức góc pha được xác định, góc pha có giá trị từ 0 - 2π Sử dụng giá trị góc pha này để chuyển các giá trị điện áp và dòng điện từ hệ tọa độ abc sang dq và ngược lại
Giá trị điện áp DC được đo từ cảm biến điện áp, nó được so sánh với điện áp
DC tham chiếu, sai số của phép so sánh này là đầu vào của bộ điều khiển PI, đầu ra của bộ PI này là dòng điện tham chiếu cho dòng điện phía lưới với mục đích điều khiển dòng điện (PF ≈ 1)
Kết quả mô phỏng hình 5.13 cho thấy, điện áp DC được điều khiển bám theo giá trị điện áp DC tham chiếu là 300 (V) với khoảng dao động điện áp từ 298.7 (V) đến 300.4 (V), độ ripple điện áp khoảng 1.7 (V) Sai số điều khiển cao nhất là 1.03 (V) Sử dụng phương pháp điều khiển cân bằng điện áp điểm trung tính đã đề cập trong chương 4, kết quả mô phỏng cho thấy rằng giá trị điện áp của hai tụ được
Hình 5.13: Kết quả của điều khiển điện áp Đầu ra của bộ điều khiển điện áp là dòng điện tham chiếu trên trục d có giá trị 0.45 (A), để điều khiển với PF = 1 thì dòng điện tham chiếu trên trục d là 0 (A) Giá trị dòng điện được đo từ cảm biến dòng điện phía converter, giá trị này từ hệ tọa độ abc được chuyển sang hệ tọa độ dq với góc pha của lưới được xác định ở trên Hai giá trị dòng điện d và q này sẽ được so sánh với dòng điện d và q tham chiếu, sai số của phép so sánh này là đầu vào của bộ điều khiển PI
Kết quả mô phỏng ở hình 5.14 cho thấy dòng điện phía converter bám theo giá trị tham chiếu d và q, giá trị dòng điện d và q phía converter dao dộng trong khoảng 0.1 (A) và 0.07 (A), hai giá trị trung bình này lần lượt gần bằng 5.45 (A) và 0 (A) Dòng điện phía lưới sau khi điều khiển cũng cho ra dạng sóng hình sin, giá trị biên độ của nó bằng bằng 5.45 (A) Kết quả điều khiển dòng điện tốt
I _Peak = 5.45 (A) ΔI _q_Conv 0.07 (A) i _a_Lưới i _b_Lưới i _c_Lưới
Hình 5.14: Kết quả của điều khiển dòng điện Đầu ra bộ điều khiển dòng điện là hai tín hiệu d và q Sử dụng hai tín hiệu này để tạo ra thành phần decoupling, hai tín hiệu d và q này sẽ được cộng với thành phần decoupling và điện áp lưới d và q, tạo ra được điện áp tham chiếu cho phía đầu vào của bộ converter trong hệ tọa độ dq
Trong hình 5.15, giá trị hai điện áp tham chiếu này lần lượt là 110 (V) và 0 (V) Giá trị điện áp tham chiếu trên hệ tọa độ dq chuyển sang hệ tọa độ abc để tạo ra tỉ số điều chế có biên độ 110/300 = 0.367 Để cân bằng điện áp trung tính, luận văn sử dụng lý thuyết được phân tích ở chương 4 đó là sử dụng một thành phần bậc ba để cộng vào tỉ số điều chế Tỉ số điều chế này là đầu vào của phương pháp điều chế vectơ không gian dạng tổng quát để tạo ra 12 xung đóng cắt cho 12 khóa của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Hình 5.15: Điện áp tham chiếu cho converter trên hệ tọa độ dq và tỉ số điều chế
Yêu cầu điều khiển cho bộ chỉnh lưu ba pha nối lưới là THD < 5% và hệ số công suất PF ≈ 1 Nhờ vào bộ điều khiển dòng điện phía converter nên công suất tích cực ba pha phía lưới AC sẽ được chuyển tối đa đến tải phía DC thông qua bộ chỉnh lưu, hình 5.16 cho thấy rằng góc pha giữa điện áp và dòng điện phía lưới gần như bằng nhau tại mọi thời điểm, do đó hệ số công suất PF = 0.998, thỏa yêu cầu điều khiển Hình 5.16 ta thấy dòng điện converter (màu đỏ) có đường nét dày hơn so với dòng điện phía lưới (màu xanh), điều này là do ảnh hưởng của các thành phần tần số lưới THD dòng điện phía converter là 4.07% qua bộ lọc LCL các thành phần tần số cao được loại bỏ, do đó THD dòng điện phía lưới còn là 1.27% Nhờ vào các phương pháp điều khiển, phương pháp điều chế độ rộng xung và bộ lọc LCL nên THD của dòng điện phía lưới khá tốt khoảng 1.27% < 5%, thỏa yêu cầu điều khiển i _a_Conv ,THD = 4.07 % i _a_Lưới ,THD = 1.27% v _a_Lưới i _a_Lưới
Hình 5.16: Hệ số công suất và THD dòng điện
Tiến hành mô phỏng thay đổi công suất, để đánh giá chất lượng và hiệu suất hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC Bảng 5.2 là số liệu đánh giá chất lượng và hiệu suất hoạt động của bộ chỉnh lưu này qua mô phỏng Hình 5.17 cho thấy rằng THD của dòng điện phía lưới giảm dần từ 1.27 % xuống 0.47 % khi công suất tăng dần từ
900 (W) đến 3500 (W) Tuy nhiên khi công suất tăng dần hiệu suất hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC giảm dần từ 99.86 % xuống 99.26 %, nhưng sự giảm của hiệu suất này không đáng kể Hệ số công suất gần như không thay đổi khi công suất tăng dần
Bảng 5.2: Đánh giá hiệu suất hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
P _tải (W) P _out (W) P _in (W) THD i _a_Lưới PF η
Hình 5.17: Hiệu suất và chất lượng dòng điện của bộ chỉnh lưu khi thay đổi tải
Kết luận: Chương 5 đã trình bày kết quả mô phỏng của kỹ thuật điều chế vectơ không gian dạng tổng quát Hiệu suất hoạt động tốt của phương pháp DSOGI-PLL Hoạt động của bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC, với điện áp đầu pha đầu vào V _Peak = 110 (V) và V _DC_Tham chiếu = 300 (V) mô phỏng cho thấy rằng các kết quả điều khiển khá tốt,
P _tải (W)THD i_a_Lưới η đáp ứng được các yêu cầu về điều khiển cho bộ chỉnh lưu ba pha nối lưới Sử dụng các kết quả mô phỏng này để so sánh với kết quả thực nghiệm ở chương 6.
THỰC NGHIỆM VÀ KẾT QUẢ THỰC NGHIỆM
Giới thiệu DSP TMS320F28379D và phần cứng
DSP TMS320F28379D [15] là một loại vi điều khiển thuộc loại mạnh nhất trong dòng vi điều khiển 32 bit C2000 của Texas Instrument Vi điều khiển này có 2 nhân chạy với xung nhịp 200MHz được dùng trong rất nhiều các điện tử công suất để điều khiển động cơ, robot, hay các bộ truyền động điện khác
Mạch lái [2] trong hình 6.2 có chức năng cách ly mạch điều khiển và mạch công suất đồng thời chuyển đổi tín hiệu điện áp từ mạch điều khiển lên thành điện áp kích phù hợp để IGBT và MOSFET hoạt động Có 3 mạch lái, mỗi mạch thực hiện đóng cắt cho một pha (gồm bốn khóa)
Mạch công suất được tham khảo từ thiết kế của hãng Texas Instruments như hình 6.3 và 6.4 Mạch công suất gồm 12 khóa, chia làm 3 pha, mỗi pha 4 khóa Trong đó Q1 và Q2 là MOSFET LSIC1MO120E0080, còn Q3 và Q4 là IGBT IKW20N60T
I_ in v s en ser V _ o ut s en ser I_ g ri d s en se r Re lay d ri v er V _ g ri d s en se r
Hình 6.3: Sơ đồ nguyên lý của bộ TIDA-01606
Hình 6.4: Bộ TIDA-01606 của Texas Instruments [2].
Thực nghiệm và kết quả thực nghiệm
Để kiểm chứng kết quả mô phỏng, các thông số của thực nghiệm sẽ giống hoàn toàn các thông số như mô phỏng như bảng 5.1 chương 5 Mô hình thực nghiệm được cài đặt như hình 6.5 Đầu ra DC Đầu vào
Mạch lái Dao động ký
Hình 6.5: Mô hình thực nghiệm bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC
Thực nghiệm sử dụng kỹ thuật điều chế vectơ không gian dạng tổng quát, phương pháp DSOGI-PLL để xác định góc pha của lưới, điều khiển điện áp để ổn định điện áp phía DC, điều khiển dòng điện để đạt giá trị hệ số công suất, điều khiển điện áp tụ để cân bằng giá trị điện áp trên hai tụ liên kết
Trong hình 6.6, sử dụng phương pháp DSOGI-PLL ngay lập tức góc pha điện áp lưới được xác định có giá trị từ 0 - 2π, với biên độ điện áp lưới là 110 (V), tần số 50Hz Tương tự như mô phỏng, góc pha này để chuyển các giá trị điện áp và dòng điện từ hệ tọa độ abc sang dq và ngược lại
Hình 6.7 trình bày kết quả thực nghiệm với điện áp DC được điều khiển bám theo giá trị điện áp DC tham chiếu là 300 (V), tuy nhiên độ ripple điện áp DC khoảng
5 (V), giá trị này cao hơn so với mô phỏng Giá trị điện áp trên tụ C1, C2 phía DC dao động xung quanh 150 (V), hình 6.7 cũng cho thấy hai giá trị này được cân bằng v _a_Lưới , 50V/div i _a_Lưới , 10A/div
0 ÷ 2π f = 50 Hz θ _DSOGI-PLL , 5V/div 10ms/div
Hình 6.6: Điện áp, dòng điện và góc pha phía lưới
Hình 6.7: Điện áp phía DC
Hình 6.8 cho thấy rằng, với biên độ điện áp lưới là 110 (V) Tải DC có giá trị
100 (Ω) và điện áp phía DC là 300 (V) do đó giá trị dòng điện phía lưới là 5.5 (A), dựa trên phân tích của Oscilloscope ta thấy THD của dòng điện phía lưới là 3.72% < 5%, lớn hơn so với mô phỏng, nhưng giá trị này vẫn thỏa yêu cầu điều khiển cho bộ chỉnh lưu ba pha nối lưới Sử dụng Oscilloscope để phân tích hệ số công suất ta có PF = 0.998, thỏa yêu cầu điều khiển Sử dụng thiết bị đo công suất, đo được công suất đầu vào là 1505.05 (W) và công suất đầu ra là 1442.57 (W) Hiệu suất thực nghiệm cho bộ chỉnh lưu này đạt 95.83%
PF = 0.998 v _a_Lưới , 50V/div i _a_Lưới , 10A/div f = 50 Hz
Hình 6.8: Điện áp và dòng điện phía lưới i _a_Lưới , 10A/div , THD = 3.72%
Hình 6.9: THD của dòng điện
Kết quả thực nghiệm trong [2] có biên độ điện áp đầu vào là 170 (V), điện áp đầu ra phía DC là 600 (V), công suất đầu ra là 936.7 (W), hiệu suất 94.9%, THD dòng điện phía lưới là 5.8%, hệ số công suất là PF=0.995 Khi so sánh kết quả thực nghiệm trong [2] với phần thực nghiệm trong luận văn này thì hiệu suất, THD dòng điện phía lưới và hệ số công suất trong luận văn có chất lượng tốt hơn Kết quả điều khiển tốt
Kết luận: Chương này trình bày kết quả thực nghiệm cho bộ chỉnh lưu 3LT 2 NPC, các quả cho thấy với điện áp V _DC_tham chiếu = 300 (V) thì các giá trị điều khiển khá tốt Mặc dù các giá trị khi thực nghiệm chưa thực sự tốt bằng khi so sánh với mô phỏng, nhưng nó vẫn đáp ứng các tiêu chuẩn về điều khiển bộ chỉnh lưu ba pha nối lưới Tuy nhiên, trong thực nghiệm này điện áp V _DC_tham chiếu = 300 (V) chỉ ở mức trung bình và công suất đang ở mức thấp là 0.9 (kW), vì bộ TIDA-01606 được thiết kế là 10 (kW) và điện áp V _DC có thể lên đến 800 (V).