Cong nghe cam bien cac loai cam bien

Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien

CHƯƠNG 9 CÁC PHƯƠNG PHÁP CẢM BIẾN KHÁC Sự đa dạng của các thiết bị và phương pháp được sử dụng để đo các đại lượng vật lý khác nhau khiến cho khó có tiêu chí phân loại cảm biến nào được đầy đủ Tiêu chí được đưa ra trong cuốn sách này không phải là một ngoại lệ Chương này thảo luận về một số cảm biến và phương pháp đo bổ sung không dựa trên bất kỳ nguyên tắc đo lường nào được mô tả trong các chương trước Chúng dựa vào các thiết bị bán dẫn (không chỉ vật liệu bán dẫn) hoặc vào một số bức xạ được biến đổi bởi đại lượng đo 1 Cảm biến dựa trên lớp tiếp giáp Tiếp giáp bán dẫn là cơ sở của các cảm biến tự tạo như một số tế bào quang điện (Phần 6.4) và một số cảm biến điều biến Tuy nhiên, loại thứ hai cần độ lệch dòng điện hoặc điện áp để cung cấp đầu ra hữu ích, giống như cách các cảm biến điều biến dựa trên sự biến đổi điện trở hoặc điện kháng cần kích thích điện áp hoặc dòng điện Các cảm biến dựa trên lớp tiếp giáp bán dẫn có hai lợi ích Đầu tiên, năng suất lớn của các quy trình chế tạo vi mô dẫn đến giá cả rất cạnh tranh cho chúng Thứ hai, có thể bao gồm cảm biến, điều chỉnh tín hiệu, xử lý tín hiệu và mạch truyền thông để tạo ra cảm biến thông minh (Phần 8.7) Tạp chí “Cảm biến và Thiết bị truyền động” báo cáo về nghiên cứu khoa học về cảm biến (và bộ truyền động) dựa trên chất bán dẫn (nói chung) Tạp chí Cảm biến đưa tin về sự phát triển công nghiệp Tài liệu tham khảo 1 đánh giá chính thức các nguyên tắc cơ bản và ứng dụng của cảm biến bán dẫn 1.1 Nhiệt kế dựa trên các lớp tiếp giáp bán dẫn Đặc tính thuận của diode phụ thuộc vào nhiệt độ (khoảng -2 mV/°C đối với diode silicon), điều này thường được coi là khuyết điểm Tuy nhiên, chúng ta có thể sử dụng sự phụ thuộc đó để đo nhiệt độ hoặc bất kỳ đại lượng nào khác liên quan đến sự thay đổi nhiệt độ (xem Bài toán 9.1) Nhưng sự phụ thuộc này phi tuyến và không đủ lặp lại để có được các phép đo chính xác Do đó, tốt hơn nên sử dụng sự phụ thuộc nhiệt độ của điện áp 𝑣𝐵𝐸 của một transistor được cung cấp dòng điện cực thu không đổi Theo mô hình Ebers–Moll, dòng điện cực C của một transistor lý tưởng là 𝑖𝐶 = 𝛼 𝐼 (𝑒𝑞𝑣𝐵𝐸/𝑘𝑇 − 1) − 𝐼 (𝑒𝑞𝑣𝐵𝐸/𝑘𝑇 − 1)(9.1) 𝐹 𝐸𝑆 𝐶𝑆 Trong đó: 𝛼𝐹 = 𝑡ỉ 𝑠ố 𝑡𝑟𝑢𝑦ề𝑛 𝑑ò𝑛𝑔 𝑡ℎ𝑢ậ𝑛 𝐼𝐸𝑆 = 𝑑ò𝑛𝑔 𝑏ã𝑜 ℎò𝑎 𝑐ự𝑐 𝐸 q = 0,160 aC là điện tích của electron 1 𝑣𝐵𝐸 = điện áp giữ cực B và E k = 1,3807 × 10−23 J/K là hằng số Boltzmann T = nhiệt độ tuyệt đối 𝐼𝐶𝑆 = dòng bão hòa cực C 𝑣𝐶𝐵 = điện áp giữa cực C và B Sản phẩm 𝑎𝐹𝐼𝐸𝑆 đôi khi được chỉ định là 𝐼𝑆 Trong vùng hoạt động, 𝑖𝐶 ≫ 𝐼𝑠 Ngoài ra, nếu chúng ta làm cho điện áp giữa cực C và B bằng 0, thì từ (9.1) chúng ta suy ra 𝑣𝐵𝐸 = 𝑘𝑇 𝑙𝑛 𝑖𝐶 (9.2) 𝑞 𝐼𝑠 điều này cho thấy 𝑣𝐵𝐸 phụ thuộc vào nhiệt độ, nhưng 𝐼𝑠 cũng phụ thuộc vào nhiệt độ theo [2] 𝐼𝑆 = 𝐵𝑇3𝑒(−𝑞𝑉𝑔0)/𝑘𝑇(9.3) trong đó B là hằng số phụ thuộc vào mức độ pha tạp và hình học nhưng không phụ thuộc vào nhiệt độ, và 𝑉𝑔0 là điện áp bandgap (1,12 V ở 300 K đối với silicon) Bằng cách kết hợp (9.2) và (9.3), chúng ta thu được 𝑣𝐵𝐸 = 𝑘𝑇𝑞 𝑙𝑛 𝐵𝑇3 𝑖𝐶 + 𝑉𝑔0 (9.4) Nếu chúng ta gọi 𝑣𝐵𝐸0 là điện áp giữa cực B và E phát tương ứng với dòng điện cực góp 𝐼𝑐0 không đổi ở nhiệt độ cho trước 𝑇0, thì chúng ta có 𝑣𝐵𝐸 = 𝑘𝑇 𝑙𝑛 𝑖𝐶 (𝑇0)3 + (𝑉𝐵𝐸0 − 𝑉𝑔0) 𝑇 + 𝑉𝑔0(9.5) 𝑞 𝐼𝑐0 𝑇 𝑇0 Do đó, mối quan hệ giữa 𝑣𝐵𝐸 và T là phi tuyến tính và phụ thuộc vào dòng điện cực C Để định lượng độ phi tuyến, chúng ta lấy đạo hàm theo nhiệt độ ở dòng điện thu không đổi cho trước Cho 𝑖𝑐 = 𝐼𝑐0 chúng ta có 𝑑𝑣𝐵𝐸 𝑑𝑇 |𝑖𝐶=𝐼𝑐0 = 𝑉𝐵𝐸0 − 𝑉𝑔0 𝑇 − 3𝑘 (1 + 𝑙𝑛 𝑇 )(9.6) 0 𝑞 𝑇0 Số hạng đầu tiên ở phía bên phải là độ nhạy, trong khi số hạng thứ hai mô tả tính phi tuyến Giá trị tương ứng của chúng đối với silicon là khoảng -2.2 mV/°𝐶 và 0,34 mV/°𝐶 Ví dụ 9.1 Nhiệt kế trong Hình E9.1 sử dụng một transistor nối diode ở 25℃ có 𝑣𝐵𝐸 = 0,595 V và hệ số nhiệt độ -2,265 mV/°𝐶 khi dòng điện cực C là 100 𝜇𝐴 Nếu 𝐼0 100 = 𝜇𝐴, hãy thiết kế mạch để đạt được dải điện áp đầu ra từ 0 V đến 10 V trong khoảng nhiệt độ từ 2 0℃ đến 100℃ Xác định sai số nhiệt độ ở 0℃ do điện áp bù của op amp khi op amp ở nhiệt độ môi trường xung quanh là 30℃ Nếu điện trở có dung sai 1 %, hãy xác định sai số do giá trị tiêu chuẩn hóa và dung sai của chúng Hình E9.1 Nhiệt kế dựa trên hệ số nhiệt độ của lớp tiếp giáp B và E của transistor nối diode Dòng điện ngõ ra sẽ là 𝑣0 = 𝐼0𝑅0 (1 + 𝑅2) − 𝑣𝐵𝐸 𝑅2 𝑅1 𝑅1 Khi đó điện áp giữa cực B và E là 𝑣𝐵𝐸(𝑇) = 0,595𝑉 − (2,265𝑚𝑉/℃)(𝑇 − 25℃) Điều kiện thỏa mãn ở 0℃ và 100℃ là 0 V = 𝐼0𝑅0 (1 + 𝑅2 𝑅1) − 0,595 𝑉 − (2,265𝑚𝑉/℃)(0℃ − 25℃) 10 V = 𝐼0𝑅0 (1 + 𝑅2 𝑅1) − 0,595 𝑉 − (2,265𝑚𝑉/℃)(100℃ − 25℃) 3 dẫn đến hệ phương trình 0 V = (10−4𝐴)𝑅0 (1 + 𝑅2) − (0,6516 𝑉) 𝑅2 𝑅1 𝑅1 10 V = (10−4𝐴)𝑅0 (1 + 𝑅2) − (0,4521 𝑉) 𝑅2 𝑅1 𝑅1 Chúng ta có 𝑅2 / 𝑅1 = 44,15 Nếu 𝑅1 = 1 𝑘Ω, chúng ta cần 𝑅2 = 44,1 𝑘Ω và 𝑅0 = 6371Ω Điện áp đầu ra do điện áp đặt lệch là 𝑣0(0) = 𝑉𝑖𝑜2 (1 + 𝑅2) − 𝑉𝑖𝑜1 𝑅2 = 45,15𝑉𝑖𝑜2 − 44,15𝑉𝑖𝑜1 𝑅1 𝑅1 Do tiêu tán năng lượng, op amp sẽ tăng nhiệt độ lên trên 30℃ Tuy nhiên, OP07A có điện áp cài đặt được chỉ định sau khi khởi động Do đó, chúng ta chỉ cần xem xét sự chênh lệch nhiệt độ từ nhiệt độ môi trường 25℃ trong bảng dữ liệu đến nhiệt độ môi trường thực tế 30℃ Trong trường hợp xấu nhất, đối với op amp đầu ra, chúng ta có 𝑉𝑖𝑜2 = 25𝜇𝑉 + (0,6𝜇𝑉 /℃ )(30℃ − 25℃) = 28 𝜇𝑉 Đối với op amp đầu tiên, điều kiện trong trường hợp xấu nhất là phải có điện áp ban đầu bằng nhau nhưng ngược lại (-25 𝜇V) và độ lệch điển hình (thay vì độ lệch tối đa như dự kiến đối với op amp đầu ra) Do đó, điều này kéo theo sai số khoảng 0,02℃ 𝑉𝑖𝑜2 = -25𝜇𝑉 + (0,2𝜇𝑉 /℃ )(30℃ − 25℃) = -24 𝜇𝑉 Nếu chúng ta không cắt từng điện trở, chúng ta sẽ mắc lỗi vì giá trị tính toán có thể khác với giá trị điện trở tiêu chuẩn và cũng do dung sai của điện trở Nếu 𝑅1 = 1 kΩ thì giá trị tiêu chuẩn gần nhất của 𝑅2 và 𝑅0 với dung sai 1 % là 𝑅2 = 44,2 kΩ và 𝑅0 =6,34 kΩ Do đó, chúng ta sẽ có lỗi bằng 0 và độ nhạy Trường hợp xấu nhất do dung sai sẽ xảy ra khi 𝑅0 và 𝑅2 có giá trị tối thiểu và 𝑅1 ở mức tối đa Ở 0℃ ta sẽ có 𝑣0(0) = (10−4𝐴) × (6,34 kΩ) × 0,99 × (1 + 44,2 × 0,99) 1 × 1,01 Kéo theo sai số -4℃ Ở 100℃, các điện trở tương tự sẽ mang lại 𝑣0(100) = (10−4𝐴) × (6,34 kΩ) × 0,99 × (1 + 44,2 × 0,99) 1 × 1,01 −(0,4251 𝑉) 44,2 × 0,99 = 9,4 𝑉 1 × 1,01 4 Do đó, độ nhạy sẽ là 98 mV/°𝐶 thay vì 100 mV/°𝐶 Tính phi tuyến của điện áp giữa cực B và E và yêu cầu về dòng điện cực thu phải được giữ không đổi theo thời gian và nhiệt độ làm cho giải pháp này không hấp dẫn Giải pháp thay thế thông thường bao gồm việc sử dụng hai transistor lưỡng cực có mật độ dòng phát có tỷ số không đổi Một phương pháp sử dụng hai transistor giống hệt nhau được cung cấp bởi các dòng điện thu khác nhau (Hình 9.1a) Nếu cả hai cảm biến có cùng nhiệt độ thì độ chênh lệch giữa dòng điện giữa cực B và E tương ứng là 𝑣𝑑 = 𝑣𝐵𝐸1 − 𝑣𝐵𝐸2 = 𝑘𝑇 𝑙𝑛 𝐼𝐶1 − 𝑘𝑇 𝑙𝑛 𝐼𝐶2 (9.7) 𝑞 𝐼𝑆1 𝑞 𝐼𝑆2 Nếu cả hai transistor được giả định giống hệt nhau thì chúng ta có 𝐼𝑆1 ≈ 𝐼𝑆2 và 𝑣𝑑 = 𝑘𝑇 𝑙𝑛 𝐼𝐶1 (9.8) 𝑞 𝐼𝑆2 Do đó, nếu 𝐼𝐶1= 𝐼𝐶2 không đổi thì 𝑣𝑑 sẽ tỷ lệ với T mà không yêu cầu bất kỳ nguồn dòng nào phải được giữ không đổi Chỉ cần tỷ lệ này giữa cả hai nguồn dòng điện không đổi là đủ Trong Hình 9.1a, 𝐼𝐶1 / 𝐼𝐶2 = 2, do đó Hình 9.1 : (a) Nhiệt kế dựa trên sự phụ thuộc nhiệt độ của điện thế giữa cực B và E trong một transistor lưỡng cực Việc sử dụng hai nguồn hiện tại với tỷ lệ nhất định khiến cho 5 việc có dòng điện tham chiếu ổn định là không cần thiết và mang lại độ tuyến tính cao hơn (b) Mạch cho nguồn dòng 5 𝜇A và 10 𝜇A 𝑣𝑑 / 𝑇 = 59,73𝜇𝑉/𝐾 Bộ khuếch đại vi sai sau đây có mức tăng 167,4 mang lại đầu ra 10 mV/K (Hình 9.1b) (xem thêm Bài toán 9.2) Một nhiệt kế thay thế sử dụng hai transistor có vùng phát khác nhau nhưng với cùng một dòng điện thu Hình 9.2 thể hiện sơ đồ đơn giản hóa cho một cảm biến được sử dụng rộng rãi thuộc loại này hoạt động như một bộ chuyển đổi nhiệt độ sang dòng điện [3] Mạch tương đương của nó là một nguồn dòng có hai cực đi qua một dòng điện bằng (tính bằng microampe) với nhiệt độ tuyệt đối Hình 9.2 : (a) Mạch đơn giản hóa cho bộ biến đổi nhiệt độ thành dòng điện (b) Nhiệt kế có đầu ra 1 mV/K (c) Mạch phát hiện nhiệt độ tối thiểu (Được phép củaThiết bị tương tự.) Transistors Q3 và Q4 bằng nhau và tạo thành một tấm phản chiếu dòng điện sao cho 𝐼𝐶1 = 𝐼𝐶2 = 𝐼𝑇 (9.9) 2 Q2 gồm 8 Transitor song song, bằng nhau và bằng Q1 Sau đó mật độ dòng phát trong Q1 lớn hơn 8 lần so với Q2 Bằng cách chỉ định 𝐼1 dòng thu cho Transitor bán dẫn Q1 và chỉ định 𝐼2 là dòng thu cho mỗi Transitor Q2, điện áp đầu ra sẽ là 6 𝑣𝑇 = 𝑘𝑇 𝑙𝑛 𝐼1 = 𝑘 (𝑙𝑛8)𝑇 = (179𝜇𝑉/𝐾) × 𝑇(9.10) 𝑞 𝐼2 𝑞 Dòng điện đầu vào sẽ là 𝐼𝑇 = 2𝐼𝐶2 = 2𝑣𝑇 𝑅 Nếu R được điều chỉnh thành 358 Ω, chúng ta sẽ có, độc lập với điện áp đặt vào (trên một phạm vi nhất định), ngoài ra, chúng ta có thể sử dụng một transistor, chuyển đổi hai dòng điện đã biết và trừ đi các điện áp tương ứng 𝐼𝑇 = 1 𝜇𝑉/𝐾(9.12) 𝑇 Có đầu ra dòng điện là một lợi thế cho các phép đo từ xa vì chiều dài cáp và điện áp gây nhiễu do nhiễu điện dung không ảnh hưởng đáng kể đến phép đo nhờ trở kháng thấp của mạch cảm biến Trong Hình 9.2b, chúng ta có thể thấy cách để có được đầu ra điện áp Hình 9.2c cho thấy một số cảm biến được mắc nối tiếp, sao cho điện áp đầu ra tỷ lệ thuận với nhiệt độ tối thiểu BẢNG 9.1 Đặc điểm của một số cảm biến nhiệt độ có đầu ra tương tự dựa trên các điểm nối bán dẫn Bảng 9.1 đưa ra một số đặc điểm của các cảm biến nhiệt độ này và các cảm biến nhiệt độ tương tự, một số có điện áp tỷ lệ với nhiệt độ tuyệt đối (VPTAT) Nhìn chung, chúng rẻ hơn RTDs, tuyến tính hơn điện trở nhiệt và cặp nhiệt, đồng thời cung cấp mức đầu ra cao hơn RTDs hoặc cặp nhiệt Tuy nhiên, chúng có khoảng hoạt động giảm (tối đa từ -55 ℃ đến 150 ℃, ít chính xác và tuyến tính hơn RTDs, và thời gian phản ứng chậm hơn so với cặp nhiệt dây trần Chúng thường được sử dụng trong các bộ điều khiển nhiệt độ, bộ điều khiển nhiệt độ, hệ thống HVAC, bảo vệ nhiệt độ (ví dụ: trong PC), kiểm soát quy trình công nghiệp và cảm biến nhiệt độ cho các bộ đo đa năng kỹ thuật số Do khối lượng tương đối thấp nên chúng có tốc độ phản hồi nhanh (thời gian phản hồi 1,5 đến 10 7 giây đối với những thay đổi 50℃) Hơn nữa, nếu đầu dò được cách điện, chúng cho phép đo nhiệt độ của các bộ phận hoạt động đang vận hành Bởi vì phạm vi đo của chúng bao gồm nhiệt độ môi trường xung quanh nên chúng cũng được sử dụng để bù hệ số nhiệt độ và bù hệ số điểm lạnh trong mạch cặp nhiệt (xem các vấn đề 9.3 đến 9.5 và 6.3, 6.4 và 6.6) Chúng cũng là cơ sở của các cảm biến IC với bộ so sánh cửa sổ tích hợp để kiểm soát nhiệt độ Một số mô hình thậm chí tích hợp một ADC (ví dụ: AD7816, BU9817FV, LM75, LTC1392, THMC50, TMP03, TMP04) AD22103 có đầu ra được đo tỷ lệ với điện áp cung cấp 𝑉𝑠 dựa theo 𝑣0 = 𝑉𝑠 (0,25 𝑉 + 28 𝑚𝑉 × 𝑇𝐴) 3,3 𝑉 ℃ Nếu Vs cũng được sử dụng làm tham chiếu cho một ADC, ngõ ra digital sẽ chỉ phụ thuộc vào nhiệt độ 1.2 Cảm biến diode từ và cảm biến transistor từ Đặc tính I–V của một diode thay đổi trong từ trường vuông góc với hướng di chuyển của các hạt mang điện vì lực Lorentz làm lệch các hạt mang điện đó khỏi quỹ đạo của chúng Nếu một diode được thiết kế sao cho các hạt tải điện bị lệch đến vùng tái hợp cao thì đặc tính I–V của diode từ thu được phụ thuộc vào cường độ từ trường Độ nhạy với từ trường tăng lên khi đặc tính tái hợp ở mức cao và vùng tái tổ hợp thấp khác nhau đáng kể Độ nhạy này cao hơn khoảng mười lần so với thiết bị hiệu ứng Hall bằng silicon Tuy nhiên, nam châm cần các quy trình vi mạch độc đáo và đắt tiền Nguyên tắc tương tự này có thể được áp dụng cho thiết kế transistor từ, nhưng một cấu trúc khác được ưu tiên hơn, bao gồm 1 cực B, 1 cực E và 2 cực C (tham khảo 1, Phần 5.4) Khi không có từ trường, cả hai dòng điện cực C đều bằng nhau Khi đặt một từ trường vào, một dòng điện cực C tăng và dòng kia giảm Sự khác biệt giữa chúng là thước đo cường độ trường tác dụng Một cảm biến thay thế sử dụng phần tử Hall và 2 transistors Phần tử Hall có đế chung cho cả hai transistors và hai tiếp điểm, mỗi chân đế một chân Khi từ trường tạo ra điện áp Hall giữa cả hai tiếp điểm, điện áp của một transistor sẽ lớn hơn điện áp của transistor kia, do đó dẫn đến sự mất cân bằng dòng điện của cực C, đây là thước đo của trường ứng dụng Cũng có thể sắp xếp phần tử Hall sao cho nó điều khiển điện áp cổng của FET Chưa có thiết bị nào trong số này được sử dụng rộng rãi trong thương mại, chủ yếu là do độ lặp lại kém, độ nhạy thấp và các vấn đề về cài đặt Ngoài ra, một số thiết bị tốt nhất không tương thích với các quy trình IC tiêu chuẩn [4] 8 1.3 Diode Quang Phần 6.4.1 thảo luận về hiệu ứng quang điện bên trong trong tiếp giáp p-n dẫn đến sự thay đổi điện thế tiếp xúc hoặc dòng điện ngắn mạch, điều này phụ thuộc vào cường độ của bức xạ tới Diode quang dựa trên cùng một nguyên tắc; nhưng thay vì sử dụng chúng làm cảm biến tự tạo, chúng ta đặt điện áp phân cực nghịch, thường từ 5 V đến 30 V Điều này làm tăng độ rộng của vùng cạn kiệt và mang lại thời gian phản hồi nhanh hơn cũng như dòng điện tỷ lệ thuận với cường độ bức xạ Hình 9.3 thể hiện cấu trúc của diode quang Bởi vì vùng p và n không cạn kiệt có tính dẫn điện nên mọi điện áp đặt vào sẽ được đặt vào vùng cạn kiệt, nơi nó tạo ra điện trường Bất kỳ bức xạ tới nào được hấp thụ đều tạo ra các cặp lỗ trống electron, chúng tích tụ ở vùng p và n do điện trường, do đó tạo ra điện áp (hiệu ứng quang điện) Để thu được dòng điện đầu ra, các điện tích phải di chuyển đến bề mặt diode, điều này làm chậm thời gian phản hồi Điều này dẫn đến xác suất tái hợp cao hơn, làm giảm độ phản hồi (độ nhạy) Hình 9.3: Cấu trúc của diode quang thể hiện vùng làm mất bão hòa và lớp p mỏng Hình 9.4 cho thấy phản ứng của diode quang với xung vuông của bức xạ Khi không có sự phân cực (0 V), phản ứng chậm do sự di chuyển điện tích chậm về phía bề mặt Nhưng khi đặt một điện áp nghịch đảo nhỏ (5 V), các điện tích tạo ra trong vùng tiếp giáp sẽ nhanh chóng được thu thập và chịu trách nhiệm cho phản ứng ban đầu nhanh Các điện tích được tạo ra bên ngoài 9 Hình 9.4: Tốc độ phản ứng của một diode quang dưới dạng hàm của biên độ điện áp nghịch đảo (nhờ sự hỗ trợ từ Centronic) vùng tiếp giáp di chuyển rất chậm và là nguyên nhân gây ra phần phản ứng chậm Đối với điện áp ứng dụng lớn hơn (30 V), vùng tiếp giáp sẽ mở rộng đến toàn bộ độ sâu của thiết bị, dẫn đến một cạnh tăng nhanh duy nhất Một phương pháp để tăng độ nhạy và băng thông phổ cho diode quang bao gồm việc đặt một vùng chất bán dẫn nội tại giữa vùng p và n, do đó tạo thành một diode p–i–n Sau đó hầu hết các photon tới được hấp thụ ở vùng nội tại này, nơi có tốc độ tái hợp thấp hơn Sự tách biệt ngày càng tăng giữa các vùng pha tạp cũng dẫn đến điện dung bên trong giảm Một điện áp phân cực đủ lớn để khiến diode quang gần bị đánh thủng sẽ tạo ra phản ứng dây chuyền gọi là phép nhân avalanche, khuếch đại dòng diode quang cơ bản lên tới 100 Điều này cho phép đo trong điều kiện ánh sáng yếu cũng như đo tốc độ cao Tuy nhiên, điốt quang avalanche (APD) rất nhạy cảm với dung sai về điện áp phân cực và đặc tính diode nên chúng có thể cần điều chỉnh mạch riêng [5] 10