Cong nghe cam bien cac loai cam bien

Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien Cong nghe cam bien cac loai cam bien

CHƯƠNG 9 CÁC PHƯƠNG PHÁP CẢM BIẾN KHÁC

Sự đa dạng của các thiết bị và phương pháp được sử dụng để đo các đại lượng vật

lý khác nhau khiến cho khó có tiêu chí phân loại cảm biến nào được đầy đủ Tiêu chí được đưa ra trong cuốn sách này không phải là một ngoại lệ Chương này thảo luận về một số cảm biến và phương pháp đo bổ sung không dựa trên bất kỳ nguyên tắc đo lường nào được mô tả trong các chương trước Chúng dựa vào các thiết bị bán dẫn (không chỉ vật liệu bán dẫn) hoặc vào một số bức xạ được biến đổi bởi đại lượng đo

1 Cảm biến dựa trên lớp tiếp giáp

Tiếp giáp bán dẫn là cơ sở của các cảm biến tự tạo như một số tế bào quang điện (Phần 6.4) và một số cảm biến điều biến Tuy nhiên, loại thứ hai cần độ lệch dòng điện hoặc điện áp để cung cấp đầu ra hữu ích, giống như cách các cảm biến điều biến dựa trên

sự biến đổi điện trở hoặc điện kháng cần kích thích điện áp hoặc dòng điện

Các cảm biến dựa trên lớp tiếp giáp bán dẫn có hai lợi ích Đầu tiên, năng suất lớn của các quy trình chế tạo vi mô dẫn đến giá cả rất cạnh tranh cho chúng Thứ hai, có thể bao gồm cảm biến, điều chỉnh tín hiệu, xử lý tín hiệu và mạch truyền thông để tạo ra cảm biến thông minh (Phần 8.7) Tạp chí “Cảm biến và Thiết bị truyền động” báo cáo về nghiên cứu khoa học về cảm biến (và bộ truyền động) dựa trên chất bán dẫn (nói chung) Tạp chí Cảm biến đưa tin về sự phát triển công nghiệp Tài liệu tham khảo 1 đánh giá chính thức các nguyên tắc cơ bản và ứng dụng của cảm biến bán dẫn

1.1 Nhiệt kế dựa trên các lớp tiếp giáp bán dẫn

Đặc tính thuận của diode phụ thuộc vào nhiệt độ (khoảng -2 mV/°C đối với diode silicon), điều này thường được coi là khuyết điểm Tuy nhiên, chúng ta có thể sử dụng sự phụ thuộc đó để đo nhiệt độ hoặc bất kỳ đại lượng nào khác liên quan đến sự thay đổi nhiệt độ (xem Bài toán 9.1) Nhưng sự phụ thuộc này phi tuyến và không đủ lặp lại để có được các phép đo chính xác Do đó, tốt hơn nên sử dụng sự phụ thuộc nhiệt độ của điện

áp 𝑣𝐵𝐸 của một transistor được cung cấp dòng điện cực thu không đổi

Theo mô hình Ebers–Moll, dòng điện cực C của một transistor lý tưởng là

𝑖𝐶 = 𝛼𝐹𝐼𝐸𝑆(𝑒𝑞𝑣𝐵𝐸/𝑘𝑇 − 1) − 𝐼𝐶𝑆(𝑒𝑞𝑣𝐵𝐸/𝑘𝑇 − 1)(9.1) Trong đó:

𝛼𝐹 = 𝑡ỉ 𝑠ố 𝑡𝑟𝑢𝑦ề𝑛 𝑑ò𝑛𝑔 𝑡ℎ𝑢ậ𝑛

𝐼𝐸𝑆 = 𝑑ò𝑛𝑔 𝑏ã𝑜 ℎò𝑎 𝑐ự𝑐 𝐸

q = 0,160 aC là điện tích của electron

Sản phẩm 𝑎𝐹𝐼𝐸𝑆 đôi khi được chỉ định là 𝐼𝑆 Trong vùng hoạt động, 𝑖𝐶 ≫ 𝐼𝑠 Ngoài

ra, nếu chúng ta làm cho điện áp giữa cực C và B bằng 0, thì từ (9.1) chúng ta suy ra

𝑣𝐵𝐸 =𝑘𝑇

𝑞 𝑙𝑛

𝑖𝐶

𝐼𝑠 (9.2) điều này cho thấy 𝑣𝐵𝐸 phụ thuộc vào nhiệt độ, nhưng 𝐼𝑠 cũng phụ thuộc vào nhiệt độ theo [2]

𝐼𝑆 = 𝐵𝑇3𝑒(−𝑞𝑉𝑔0 )/𝑘𝑇(9.3) trong đó B là hằng số phụ thuộc vào mức độ pha tạp và hình học nhưng không phụ thuộc vào nhiệt độ, và 𝑉𝑔0 là điện áp bandgap (1,12 V ở 300 K đối với silicon)

𝐼𝑐0 không đổi ở nhiệt độ cho trước 𝑇0, thì chúng ta có

0℃ đến 100℃ Xác định sai số nhiệt độ ở 0℃ do điện áp bù của op amp khi op amp ở nhiệt độ môi trường xung quanh là 30℃ Nếu điện trở có dung sai 1 %, hãy xác định sai

số do giá trị tiêu chuẩn hóa và dung sai của chúng

Hình E9.1 Nhiệt kế dựa trên hệ số nhiệt độ của lớp tiếp giáp B và E của transistor nối diode

𝑣𝐵𝐸(𝑇) = 0,595𝑉 − (2,265𝑚𝑉/℃)(𝑇 − 25℃) Điều kiện thỏa mãn ở 0℃ và 100℃ là

0 V = 𝐼0𝑅0(1 +𝑅2

𝑅 1) − 0,595 𝑉 − (2,265𝑚𝑉/℃)(0℃ − 25℃)

10 V = 𝐼0𝑅0(1 +𝑅2

𝑅 1) − 0,595 𝑉 − (2,265𝑚𝑉/℃)(100℃ − 25℃)

Do tiêu tán năng lượng, op amp sẽ tăng nhiệt độ lên trên 30℃ Tuy nhiên, OP07A

có điện áp cài đặt được chỉ định sau khi khởi động Do đó, chúng ta chỉ cần xem xét sự chênh lệch nhiệt độ từ nhiệt độ môi trường 25℃ trong bảng dữ liệu đến nhiệt độ môi trường thực tế 30℃ Trong trường hợp xấu nhất, đối với op amp đầu ra, chúng ta có

𝑉𝑖𝑜2 = 25𝜇𝑉 + (0,6𝜇𝑉 /℃ )(30℃ − 25℃) = 28𝜇𝑉 Đối với op amp đầu tiên, điều kiện trong trường hợp xấu nhất là phải có điện áp ban đầu bằng nhau nhưng ngược lại (-25 𝜇V) và độ lệch điển hình (thay vì độ lệch tối đa như dự kiến đối với op amp đầu ra) Do đó, điều này kéo theo sai số khoảng 0,02℃

𝑉𝑖𝑜2 = -25𝜇𝑉 + (0,2𝜇𝑉 /℃ )(30℃ − 25℃) = -24𝜇𝑉 Nếu chúng ta không cắt từng điện trở, chúng ta sẽ mắc lỗi vì giá trị tính toán có thể khác với giá trị điện trở tiêu chuẩn và cũng do dung sai của điện trở Nếu 𝑅1 = 1 kΩ thì giá trị tiêu chuẩn gần nhất của 𝑅2 và 𝑅0 với dung sai 1 % là 𝑅2 = 44,2 kΩ và 𝑅0 =6,34

kΩ Do đó, chúng ta sẽ có lỗi bằng 0 và độ nhạy Trường hợp xấu nhất do dung sai sẽ xảy

ra khi 𝑅0 và 𝑅2 có giá trị tối thiểu và 𝑅1 ở mức tối đa Ở 0℃ ta sẽ có

𝑣0(0) = (10−4𝐴) × (6,34 kΩ) × 0,99 × (1 +44,2 × 0,99

1 × 1,01 ) Kéo theo sai số -4℃ Ở 100℃, các điện trở tương tự sẽ mang lại

𝑣0(100) = (10−4𝐴) × (6,34 kΩ) × 0,99 × (1 +44,2 × 0,99

1 × 1,01 )

−(0,4251 𝑉)44,2 × 0,99 = 9,4 𝑉

Do đó, độ nhạy sẽ là 98 mV/°𝐶 thay vì 100 mV/°𝐶

Tính phi tuyến của điện áp giữa cực B và E và yêu cầu về dòng điện cực thu phải được giữ không đổi theo thời gian và nhiệt độ làm cho giải pháp này không hấp dẫn Giải pháp thay thế thông thường bao gồm việc sử dụng hai transistor lưỡng cực có mật độ dòng phát có tỷ số không đổi

Một phương pháp sử dụng hai transistor giống hệt nhau được cung cấp bởi các dòng điện thu khác nhau (Hình 9.1a) Nếu cả hai cảm biến có cùng nhiệt độ thì độ chênh lệch giữa dòng điện giữa cực B và E tương ứng là

việc có dòng điện tham chiếu ổn định là không cần thiết và mang lại độ tuyến tính cao hơn (b) Mạch cho nguồn dòng 5 𝜇A và 10 𝜇A

𝑣𝑑 / 𝑇 = 59,73𝜇𝑉/𝐾 Bộ khuếch đại vi sai sau đây có mức tăng 167,4 mang lại đầu ra

10 mV/K (Hình 9.1b) (xem thêm Bài toán 9.2)

Một nhiệt kế thay thế sử dụng hai transistor có vùng phát khác nhau nhưng với cùng một dòng điện thu Hình 9.2 thể hiện sơ đồ đơn giản hóa cho một cảm biến được sử dụng rộng rãi thuộc loại này hoạt động như một bộ chuyển đổi nhiệt độ sang dòng điện [3] Mạch tương đương của nó là một nguồn dòng có hai cực đi qua một dòng điện bằng (tính bằng microampe) với nhiệt độ tuyệt đối

Hình 9.2 : (a) Mạch đơn giản hóa cho bộ biến đổi nhiệt độ thành dòng điện (b) Nhiệt kế

có đầu ra 1 mV/K (c) Mạch phát hiện nhiệt độ tối thiểu (Được phép củaThiết bị tương tự.)

Transistors Q3 và Q4 bằng nhau và tạo thành một tấm phản chiếu dòng điện sao cho

𝐼𝐶1 = 𝐼𝐶2 =𝐼𝑇

2 (9.9) Q2 gồm 8 Transitor song song, bằng nhau và bằng Q1 Sau đó mật độ dòng phát trong Q1 lớn hơn 8 lần so với Q2 Bằng cách chỉ định 𝐼1 dòng thu cho Transitor bán dẫn Q1 và chỉ định 𝐼2 là dòng thu cho mỗi Transitor Q2, điện áp đầu ra sẽ là

𝐼𝑇 = 2𝐼𝐶2 =2𝑣𝑇

𝑅Nếu R được điều chỉnh thành 358 Ω, chúng ta sẽ có, độc lập với điện áp đặt vào (trên một phạm vi nhất định), ngoài ra, chúng ta có thể sử dụng một transistor, chuyển đổi hai dòng điện đã biết và trừ đi các điện áp tương ứng

𝐼𝑇

𝑇 = 1 𝜇𝑉/𝐾(9.12)

Có đầu ra dòng điện là một lợi thế cho các phép đo từ xa vì chiều dài cáp và điện áp gây nhiễu do nhiễu điện dung không ảnh hưởng đáng kể đến phép đo nhờ trở kháng thấp của mạch cảm biến Trong Hình 9.2b, chúng ta có thể thấy cách để có được đầu ra điện áp Hình 9.2c cho thấy một số cảm biến được mắc nối tiếp, sao cho điện áp đầu ra tỷ lệ thuận với nhiệt độ tối thiểu

BẢNG 9.1 Đặc điểm của một số cảm biến nhiệt độ có đầu ra tương tự dựa trên các điểm nối bán dẫn

Bảng 9.1 đưa ra một số đặc điểm của các cảm biến nhiệt độ này và các cảm biến nhiệt độ tương tự, một số có điện áp tỷ lệ với nhiệt độ tuyệt đối (VPTAT) Nhìn chung, chúng rẻ hơn RTDs, tuyến tính hơn điện trở nhiệt và cặp nhiệt, đồng thời cung cấp mức đầu ra cao hơn RTDs hoặc cặp nhiệt Tuy nhiên, chúng có khoảng hoạt động giảm (tối đa

từ -55 ℃ đến 150 ℃, ít chính xác và tuyến tính hơn RTDs, và thời gian phản ứng chậm hơn so với cặp nhiệt dây trần Chúng thường được sử dụng trong các bộ điều khiển nhiệt

độ, bộ điều khiển nhiệt độ, hệ thống HVAC, bảo vệ nhiệt độ (ví dụ: trong PC), kiểm soát quy trình công nghiệp và cảm biến nhiệt độ cho các bộ đo đa năng kỹ thuật số Do khối lượng tương đối thấp nên chúng có tốc độ phản hồi nhanh (thời gian phản hồi 1,5 đến 10

giây đối với những thay đổi 50℃) Hơn nữa, nếu đầu dò được cách điện, chúng cho phép

đo nhiệt độ của các bộ phận hoạt động đang vận hành Bởi vì phạm vi đo của chúng bao gồm nhiệt độ môi trường xung quanh nên chúng cũng được sử dụng để bù hệ số nhiệt độ

và bù hệ số điểm lạnh trong mạch cặp nhiệt (xem các vấn đề 9.3 đến 9.5 và 6.3, 6.4 và 6.6) Chúng cũng là cơ sở của các cảm biến IC với bộ so sánh cửa sổ tích hợp để kiểm soát nhiệt độ Một số mô hình thậm chí tích hợp một ADC (ví dụ: AD7816, BU9817FV, LM75, LTC1392, THMC50, TMP03, TMP04) AD22103 có đầu ra được đo tỷ lệ với điện

áp cung cấp 𝑉𝑠 dựa theo

𝑣0 = 𝑉𝑠3,3 𝑉(0,25 𝑉 +

28 𝑚𝑉

℃ × 𝑇𝐴) Nếu Vs cũng được sử dụng làm tham chiếu cho một ADC, ngõ ra digital sẽ chỉ phụ thuộc vào nhiệt độ

1.2 Cảm biến diode từ và cảm biến transistor từ

Đặc tính I–V của một diode thay đổi trong từ trường vuông góc với hướng di chuyển của các hạt mang điện vì lực Lorentz làm lệch các hạt mang điện đó khỏi quỹ đạo của chúng Nếu một diode được thiết kế sao cho các hạt tải điện bị lệch đến vùng tái hợp cao thì đặc tính I–V của diode từ thu được phụ thuộc vào cường độ từ trường Độ nhạy với từ trường tăng lên khi đặc tính tái hợp ở mức cao và vùng tái tổ hợp thấp khác nhau đáng kể Độ nhạy này cao hơn khoảng mười lần so với thiết bị hiệu ứng Hall bằng silicon Tuy nhiên, nam châm cần các quy trình vi mạch độc đáo và đắt tiền

Nguyên tắc tương tự này có thể được áp dụng cho thiết kế transistor từ, nhưng một cấu trúc khác được ưu tiên hơn, bao gồm 1 cực B, 1 cực E và 2 cực C (tham khảo 1, Phần 5.4) Khi không có từ trường, cả hai dòng điện cực C đều bằng nhau Khi đặt một từ trường vào, một dòng điện cực C tăng và dòng kia giảm Sự khác biệt giữa chúng là thước

đo cường độ trường tác dụng

Một cảm biến thay thế sử dụng phần tử Hall và 2 transistors Phần tử Hall có đế chung cho cả hai transistors và hai tiếp điểm, mỗi chân đế một chân Khi từ trường tạo ra điện áp Hall giữa cả hai tiếp điểm, điện áp của một transistor sẽ lớn hơn điện áp của transistor kia, do đó dẫn đến sự mất cân bằng dòng điện của cực C, đây là thước đo của trường ứng dụng Cũng có thể sắp xếp phần tử Hall sao cho nó điều khiển điện áp cổng của FET

Chưa có thiết bị nào trong số này được sử dụng rộng rãi trong thương mại, chủ yếu

là do độ lặp lại kém, độ nhạy thấp và các vấn đề về cài đặt Ngoài ra, một số thiết bị tốt nhất không tương thích với các quy trình IC tiêu chuẩn [4]

1.3 Diode Quang

Phần 6.4.1 thảo luận về hiệu ứng quang điện bên trong trong tiếp giáp p-n dẫn đến

sự thay đổi điện thế tiếp xúc hoặc dòng điện ngắn mạch, điều này phụ thuộc vào cường độ của bức xạ tới Diode quang dựa trên cùng một nguyên tắc; nhưng thay vì sử dụng chúng làm cảm biến tự tạo, chúng ta đặt điện áp phân cực nghịch, thường từ 5 V đến 30 V Điều này làm tăng độ rộng của vùng cạn kiệt và mang lại thời gian phản hồi nhanh hơn cũng như dòng điện tỷ lệ thuận với cường độ bức xạ

Hình 9.3 thể hiện cấu trúc của diode quang Bởi vì vùng p và n không cạn kiệt có tính dẫn điện nên mọi điện áp đặt vào sẽ được đặt vào vùng cạn kiệt, nơi nó tạo ra điện trường Bất kỳ bức xạ tới nào được hấp thụ đều tạo ra các cặp lỗ trống electron, chúng tích tụ ở vùng p và n do điện trường, do đó tạo ra điện áp (hiệu ứng quang điện) Để thu được dòng điện đầu ra, các điện tích phải di chuyển đến bề mặt diode, điều này làm chậm thời gian phản hồi Điều này dẫn đến xác suất tái hợp cao hơn, làm giảm độ phản hồi (độ nhạy)

Hình 9.3: Cấu trúc của diode quang thể hiện vùng làm mất bão hòa và lớp p mỏng

Hình 9.4 cho thấy phản ứng của diode quang với xung vuông của bức xạ Khi không có

sự phân cực (0 V), phản ứng chậm do sự di chuyển điện tích chậm về phía bề mặt Nhưng khi đặt một điện áp nghịch đảo nhỏ (5 V), các điện tích tạo ra trong vùng tiếp giáp sẽ nhanh chóng được thu thập và chịu trách nhiệm cho phản ứng ban đầu nhanh Các điện tích được tạo ra bên ngoài

Hình 9.4: Tốc độ phản ứng của một diode quang dưới dạng hàm của biên độ điện áp nghịch đảo (nhờ sự hỗ trợ từ Centronic)

vùng tiếp giáp di chuyển rất chậm và là nguyên nhân gây ra phần phản ứng chậm Đối với điện áp ứng dụng lớn hơn (30 V), vùng tiếp giáp sẽ mở rộng đến toàn bộ độ sâu của thiết

bị, dẫn đến một cạnh tăng nhanh duy nhất

Một phương pháp để tăng độ nhạy và băng thông phổ cho diode quang bao gồm việc đặt một vùng chất bán dẫn nội tại giữa vùng p và n, do đó tạo thành một diode p–i–n Sau đó hầu hết các photon tới được hấp thụ ở vùng nội tại này, nơi có tốc độ tái hợp thấp hơn Sự tách biệt ngày càng tăng giữa các vùng pha tạp cũng dẫn đến điện dung bên trong giảm

Một điện áp phân cực đủ lớn để khiến diode quang gần bị đánh thủng sẽ tạo ra phản ứng dây chuyền gọi là phép nhân avalanche, khuếch đại dòng diode quang cơ bản lên tới 100 Điều này cho phép đo trong điều kiện ánh sáng yếu cũng như đo tốc độ cao Tuy nhiên, điốt quang avalanche (APD) rất nhạy cảm với dung sai về điện áp phân cực và đặc tính diode nên chúng có thể cần điều chỉnh mạch riêng [5]

Phản ứng quang phổ của diode quang phụ thuộc vào độ hấp thụ của cửa sổ của nó

và cả vật liệu phát hiện Ví dụ, silicon trong suốt đối với bức xạ có bước sóng dài hơn

1100 nm Do đó bức xạ này không bị hấp thụ và không bị phát hiện Ngoài ra, các bước sóng rất ngắn khó xuyên qua vật liệu và chỉ được hấp thụ ở một lớp bề mặt rất mỏng Do

đó, việc hoàn thiện bề mặt là rất quan trọng và khu vực tăng nồng độ điện tích được làm rất mỏng Ngoài ra còn có sự suy giảm do sự hấp thụ của các lớp phủ chống phản xạ, bởi

vì chúng cải thiện phản ứng với một số bước sóng nhưng lại giảm phản ứng ở những bước sóng mà chúng phản xạ phần nào Cửa sổ đầu vào của máy dò được chọn để cải thiện khả năng phản hồi với các bước sóng mong muốn trong ứng dụng dự định Ví dụ, để phát hiện bức xạ hồng ngoại, chúng ta có thể sử dụng (a) một cửa sổ nhựa lọc ánh sáng khả kiến (𝜆

< 800 nm) và truyền bức xạ có bước sóng 850 nm < 𝜆 < 1000 nm hoặc (b) germanium trong suốt trong phạm vi từ 800nm đến 1800nm Diode quang có sẵn cho phạm vi bước sóng từ 0,2 𝜇m đến 2 𝜇m

Hình 9.5 Mạch tương đương Diode quang 𝑖𝑝 là dòng hiện tại của tín hiệu; 𝑖𝐷 là dòng điện

rò (dòng tối); 𝑖𝑛 là tổng mật độ dòng nhiễu theo tần số; 𝑅𝑝 là điện trở động; 𝐶𝑝 là dung tích của điốt; 𝑅𝑠 là điện trở nối tiếp; 𝑅𝐿 là điện trở tải

Một số cảm biến màu sử dụng bộ lọc màu đỏ, màu xanh dương và màu xanh lá cây đặt trước điốt quang Màu sắc được xác định bằng cách đo dòng tạo ra bởi ánh sáng truyền qua mỗi bộ lọc Một hạn chế là bộ lọc cũng làm giảm cường độ của ánh sáng có bước sóng mong muốn Một phương pháp khác sử dụng một cửa sổ trong suốt và hai điốt

quang p-i-n được xếp chồng lên nhau Phản ứng quang phổ của các điốt quang phụ thuộc vào sự chênh lệch điện áp đặt vào chúng Bằng cách áp dụng lần lượt ba điện áp phân cực khác nhau, chúng ta có thể phát hiện cường độ của ba màu cơ bản

Hình 9.5 cho thấy mạch tương đương của một diode quang nối với điện trở tải R Nó tương tự như trong Hình 6.25 cho một tế bào quang điện, nhưng bây giờ dòng rò (𝑖𝐷, dòng tối) và dòng nhiễu (𝑖𝑛) đã được thêm vào Bảng 9.2 đưa ra một số thông số kỹ thuật cho hai điốt quang cụ thể

Nếu chúng ta bỏ qua dòng nhiễu trong Hình 9.5 thì điện áp đầu ra là

𝑣0 = (𝑖𝑝 − 𝑖𝐷) 𝑅𝐿𝑅𝑃

𝑅𝑠+ 𝑅𝐿 + 𝑅𝑝(9.13)

Các nguồn hiện tại là

𝑖𝑝 = 𝛼𝑞Φ𝐴 = 𝑆 × 𝑃(9.14)

𝑖𝐷 = 𝐼𝑠(𝑒𝑞𝑣𝑑 /𝑘𝑇 − 1) (9.15) BẢNG 9.2 Một số thông số kỹ thuật của hai điốt quang thương mại

P= công suất xâm nhập

𝐼𝑆= dòng bão hòa ngược

𝑣𝑑= điện áp đặt vào diode

k= hằng số Boltzmann

T= nhiệt độ tuyệt đối

Hình 9.6 cho thấy dòng điện qua diode quang là hàm số của điện áp đặt vào Đối với một điện trở tải nhất định, từ các đường cong này và (9.13) chúng ta có thể tính được điện áp đầu ra Vì độ nhạy phụ thuộc vào nhiệt độ nên để đạt được độ nhạy không đổi, điện áp phân cực phải theo dõi những thay đổi về nhiệt độ

Giống như các thiết bị điện tử khác, nhiễu sẽ giới hạn tín hiệu tối thiểu có thể phát hiện được Nếu nhiễu được coi là tín hiệu do bức xạ tới thì công suất của bức xạ cần thiết

để tạo ra tín hiệu đó được gọi là công suất nhiễu tương đương (NEP) Đối với một diode phân cực, nguồn nhiễu chính là dòng ngắt (Phần 7.4.1) liên quan đến dòng rò trung bình hoặc 𝐼𝐷 dòng tối (thấp tới 100 pA) Từ (7.50), dòng nhiễu này là

𝐼𝑠ℎ = √2𝑞𝐼𝐷𝐵(9.16)

Hình 9.6 Đặc tính I–V của diode quang(do Hewlett Packard cung cấp)

trong đó q=0,169 aC là điện tích electron và B là băng thông nhiễu Nếu độ đáp ứng thông lượng của máy dò ở bước sóng làm việc là S [A/W], chúng ta có

𝑁𝐸𝑃 = 𝐼𝑠ℎ

𝑆 (9.17) Khi diode không phân cực (chế độ quang điện), dòng rò rất nhỏ (vài picoamperes) Từ (9.15), nếu 𝑣𝑑 rất nhỏ thì dòng điện rò có xu hướng về 0 A (𝐼𝑠− 𝐼𝑠) Tuy nhiên, nhiễu shot của các dòng điện này không triệt tiêu lẫn nhau; đúng hơn là sức mạnh (cường độ) của họ tăng thêm Nhiễu thu được bằng nhiễu nhiệt liên quan đến điện trở động Rp,

𝐼𝑡𝑝 = √4𝑘𝑇𝐵

𝑅𝑝 (9.18)

Nếu điện trở tải trong Hình 9.5 không lớn lắm thì trong (9.18) chúng ta phải thay 𝑅𝑝 bằng

Rp || RL Điện áp phân cực lớn làm tăng 𝐼𝐷 và Rp Do đó, đối với phân cực ngược cao, nhiễu chiếm ưu thế trong khi ở phân cực ngược thấp, nhiễu nhiệt chiếm ưu thế Ở tần số dưới khoảng 20 Hz hoặc 30 Hz có thêm dòng nhiễu 1/f

Nhiệt độ ảnh hưởng đến nhiễu do sự gia tăng dòng rò do tạo ra cặp lỗ trống

electron nhiệt Những dòng điện này tăng gấp đôi khi nhiệt độ tăng thêm 10℃ Trong một diode quang không phân cực, chúng ta có thể tính được hiệu ứng nhiệt độ từ (9.18) Ngoài

ra còn có sự giảm Rp do sự hình thành cặp lỗ trống electron nhiệt

Nhiễu cũng phụ thuộc vào khu vực cảm nhận Một khu vực rộng lớn làm tăng nhiễu Tuy nhiên, trong khi nhiễu tăng theo căn bậc hai của điện dung của diode thì dòng điện đầu ra lại tăng tỷ lệ thuận với diện tích Do đó, các điốt quang diện tích lớn (lên đến

1 𝑐𝑚2) có tỷ lệ tín hiệu trên nhiễu tăng lên Tuy nhiên, vì điện dung tăng tuyến tính theo diện tích nên các diode quang diện rộng có phản ứng chậm

Ví dụ 9.2 Tính NEP cho diode quang bị phân cực sao cho 𝐼𝐷 = 10 nA,Rp = 100

MΩ, S = 0,5 A/W, khi hoạt động ở 45℃ và băng thông nhiễu từ 10 kHz đến 100 kHz

Từ (9.16), nhiễu shot từ dòng điện tối là

𝐼𝑠ℎ = √2 × 0,169 𝑎𝐶 × 10𝑛𝐴 × (100𝑘𝐻𝑧 − 10𝑘𝐻𝑧) = 17 𝑝𝐴

Hình 9.7 Bộ khuếch đại cho điốt quang không phân cực (a) Chế độ quang điện (b)

Từ (9.18), nhiễu nhiệt từ điện trở song song là

𝑁𝐸𝑃 = 17 𝑝𝐴

0,5 𝐴/𝑊 = 34 𝑝𝑊 Hình 9.7 cho thấy các mạch khuếch đại đầu ra của diode không quang phân cực [6] Trong chế độ quang điện, chúng ta không áp dụng bất kỳ sai lệch nào và đo điện áp mạch hở (Hình 9.7a) hoặc dòng điện ngắn mạch bằng bộ khuếch đại transimpedance (Hình 9.7b) Việc không có dòng điện rò dẫn đến nhiễu rất thấp, nhưng giá trị 𝐶𝑝 tương đối cao do không có điện áp ngược áp dụng sẽ làm giảm và độ rộng Vì dòng điện đầu vào op amp không đáng kể nên điện áp đầu ra mạch hở 𝑣0 khi chúng ta đo điện áp (Hình 9.7a) có thể thu được từ

0 = 𝑖𝑝 − 𝐼𝑠(𝑒𝑞𝑣 𝑑 /𝑘𝑇− 1)(9.19) Cho

bù của nó 𝑅2 có thể được thay thế bằng mạng T điện trở (Hình 7.11) trong cả hai mạch

𝐶2 tránh đạt được mức tăng đỉnh (bằng cách bù 𝐶𝑝—xem Vấn đề 9.6) và 𝐶1 giảm băng thông nhiễu Bài toán 9.7 đề xuất một mạch thay thế

Ví dụ 9.3 Diode quang HP 5082-4204 p–i–n có độ nhạy 0,5 𝜇A/𝜇W ở bước sóng 770 nm, khả năng chống rò là 100 GΩ và điện dung là 6,5 pF (khi không phân cực) Khi kết nối với bộ khuếch đại transimpedance trong Hình E9.3a, op amp và bố trí mạch sẽ thêm 3,5

pF xuống đất Xác định R để đạt được độ nhạy đầu ra là 1 V/𝜇W ở tần số thấp Nếu ánh sáng tới có xung ở tần số 10 kHz, hãy xác định lỗi do độ lợi op amp hữu hạn và điện trở đầu vào

Ở tần số thấp, chúng ta giả sử op amp lý tưởng, do đó chúng ta có

𝑅 = 𝑣0

𝑖𝑝 =

1 𝑉/𝜇W0,5 𝜇A/𝜇W = 2 𝑀Ω Hình E6.3b thể hiện mạch tương đương khi xem xét điện dung rò rỉ và điện dung

Do đó, trở kháng op amp không ảnh hưởng đáng kể đến kết quả

Khi diode bị phân cực ngược, mô hình trong Hình 9.5 gợi ý rằng chúng ta nên đo dòng điện đầu ra Hình 9.8a thể hiện một mạch điện có thể thực hiện được Diot quang phân cực mang lại độ nhiễu cao hơn nhưng cũng có băng thông cao hơn so với Diot quang không phân cực, với thời gian tăng ngắn tới 10 ps Điện áp đầu ra lúc này là:

𝑣0 = −(𝑖𝑝 + 𝑖𝐷)𝑅1Dòng điện phân cực đầu vào (𝐼𝑏) thêm vào dòng Diot quang và điện áp đầu vào op amp (𝑉𝑖𝑜) thêm vào điện áp đầu ra Việc thêm một Diot quang giả phù hợp và một điện trở phù hợp như trong Hình 9.8b sẽ giảm sai số do dòng điện rò rỉ

Diot quang có sẵn trên thị trường bao gồm khuếch đại, bù nhiệt độ và ổn định trên cùng một chip [ví dụ: OPT202, OPT209, OPT301 (Burr–Brown) và dòng TSL25X và TSL26X (Texas Instruments)] TSL220 và TSL230 tạo ra điện áp đầu ra có tần số tỷ lệ thuận với cường độ ánh sáng tới Tích hợp làm giảm dòng điện rò rỉ, nhiễu và đạt đỉnh do

rò điện dung Ngoài các phần tử đơn lẻ, mảng cũng có sẵn, được hình thành bằng cách đặt một số Diot quang cách nhau 1 mm hoặc bằng cách chia nhỏ nhiều Diot quang trong cùng một tấm bán dẫn TSL213 có 64 pixel với khoảng cách từ giữa đến giữa là 125 mm TSL215 có hai mảng 64 pixel Mảng diode quang cần ít điện áp cung cấp và tín hiệu đồng