KÊNH TRUYỀN TRONG HỆ THỐNG OFDM

2.2.1. Tác động của kênh truyền

Kênh truyền AWGN là dạng kênh truyền cơ bản nhất và hiện diện trong hầu hết các hệ thống vì nhiễu Gauss (nhiễu trắng phân bố Gauss) xuất hiện ở tất cả các mạch điện tử và trong các môi trường truyền sóng. Đặc trưng của nhiễu Gauss là phân bốđều trong miền tần số nên phổ của nhiễu trải rộng, và nhiễu Gauss là nhiễu cộng. Phân bố Gauss có hai tham số chính là trị trung bình (mean) thường bằng 0 và biến trị (variance) đặc trưng cho độ rộng biến thiên quanh trị trung bình.

Trên thực tế, sóng vô tuyến truyền từ trạm phát (BS: base station) đến đầu thu di động (MS: mobile station) sẽ chịu tác động của rất nhiều yếu tố của môi trường làm cho biên độ của tín hiệu thay đổi, hiện tượng này gọi là hiện tượng fading.

Hình 2.7: Các ảnh hưởng của môi trường lên sự truyền sóng [7]

Hình 2.7 thể hiện các tác động của kênh truyền vô tuyến. Khi tín hiệu vô tuyến truyền từ BS tới MS, thì sóng thu được tại MS là tín hiệu tổng hợp của các thành phần từ tín hiệu phát đã chịu các tác động của môi trường. Hiện tượng shadowing là tín hiệu không thể xuyên qua được vật cản để đến đầu thu, dù có xuyên được qua vật cản thì sóng cũng mất đi một phần năng lượng gây suy giảm biên độ. Diffraction là tín hiệu phản xạ trên bề mặt vật cản và hướng tới MS. Reflection là tín hiệu phản xạ ngược trở lại MS. Scattering là hiện tượng sóng truyền gặp phải vật cản bao gồm nhiều thành phần tương tự nhau và gây ra sự phản xạ liên tiếp làm sóng bị phân tán thành nhiều đường khác nhau.

Line of sight (LOS): đường truyền thẳng, sóng truyền đi trực tiếp đến đầu thu mà không gặp bất kỳ vật cản nào.

Nếu đầu thu không đứng yên mà chuyển động có vận tốc tương đối với BS thì sẽ xảy ra hiện tượng Doppler, chuyển động này gây ra sự dịch chuyển tần số khi MS nhận được tín hiệu, độ dịch chuyển tần số cho bởi:

  maxcos D D f  f  , với max c D f f v c  (2.10)

Trong đó, v là vận tốc tương đối của MS so với BS, fc là tần số sóng mang,

c là vận tốc sóng sóng điện từ (3.108 m/s),  là góc giữa hướng chuyển động của MS với hướng từ MS tới BS.

Mô hình tổng quát của kênh truyền có thể được biểu diễn như hình 2.8. Trong đó, x t( ) là tín hiệu truyền, y t( )là tín hiệu sau khi qua kênh truyền, klà thời gian trễ của đường thứ k, k( )t là đáp ứng của đường tương ứng với độ trễk. L là sốđường trễ truyền dẫn.

Hình 2.8: Mô hình kênh truyền

Do tín hiệu nhận được ở đầu thu là tín hiệu phát đi theo nhiều đường khác, có những khoảng thời gian trễ khác nhau, làm cho đáp ứng của kênh truyền kéo dài, phổ tần của kênh truyền cũng thay đổi tuỳ theo thời gian trễ này. Ta định nghĩa coherence bandwidth là khoảng tần số mà kênh truyền gây ra tác động gần như giống nhau. Ta tính coherence bandwidth theo biểu thức 2.11.

 ( ) x t ---- 0  2 k 0( )t  1( )t k( )t ( ) y t ---- L ( ) L t 

  max 1 C f    (2.11)

với max là thời gian trễ nhiều nhất

Nếu băng thông của tín hiệu nhỏ hơn coherence bandwidth thì ta có kênh truyền flat fading (non-selective fading), ngược lại ta có kênh truyền frequency selective fading.

Khi MS hoặc BS hoặc các vật chắn sóng và dẫn sóng giữa MS và BS chuyển động, hiện tượng Doppler xảy ra và làm cho phổ tần số tín hiệu nhận được bị dịch chuyển. Sự dịch chuyển tần số của tần phổ tín hiệu đồng nghĩa với sự thay đổi của đáp ứng của kênh truyền trong miền thời gian. Nếu sự dịch chuyển Doppler lớn tương ứng với sự thay đổi của kênh truyền diễn ra nhanh và ngược lại. Ta định nghĩa coherent time là thời gian mà kênh truyền thay đổi không đáng kể.

  max 1 (2 ) C D t f   (2.12)

với fDmax là tần số cao nhất gây ra bởi hiệu ứng Doppler

Nếu coherent time nhỏ hơn 1 chu kỳ tín hiệu dải gốc ta gọi kênh truyền đó là fast fading, ngược lại ta gọi kênh truyền là slow fading. Kết hợp hai yếu tố về coherence bandwidth và coherent time, ta có bốn loại kênh truyền như sau: Flat fading - Slow fading (hình 2.9a), Flat fading – Fast fading (hình 2.9b), Frequency selective fading – Slow fading (hình 2.9c), Frequency selective fading – Fast fading (hình 2.9d).

(a)

(b)

(c)

(d) Hình 2.9: Phân loại kênh truyền

(a) Flat fading - Slow fading, (b) Flat fading – Fast fading, (c) Frequency selective fading – Slow fading,

2.2.2. Cân bằng cho hệ thống OFDM

Trong hệ thống OFDM, dữ liệu ngõ vào thực hiện điều biến để tạo thành tín hiệu dải gốc ở dạng phức sẽ được chuyển từ nối tiếp thành N luồng song song tạo thành symbol OFDM. Ta chuyển symbol OFDM thành tín hiệu OFDM bằng phép biến đổi IFFT. Theo ý nghĩa của IFFT, ta đã chuyển tín hiệu từ miền tần số sang miền thời gian, và ngõ ra là tín hiệu tổng hợp của N thành phần tuần hoàn, đó là s(t). Để đơn giản ta bỏ qua việc điều chế và giải điều chế sóng mang. Tín hiệu OFDM s(t) được truyền qua kênh truyền có đáp ứng xung h(t), ở đầu thu ta nhận được r(t). Trong trường hợp có nhiễu AWGN n(t), ta có:

( ) ( ) ( ) ( )

r t h t s t n t (2.13) Tương ứng trong miền tần số, ta có:

( ) ( ). ( ) ( )

R f H f S f N f (2.14)

Trong đó S f( ) chính là symbol OFDM truyền. Việc khôi phục để tìm lại ( )

S f trở thành công việc lọc nhiễu N f( )và ước lượng đáp ứng tần số của kênh truyền. Do bộước lượng kênh truyền H f( ) và cân bằng được thực hiện sau bộ biến đổi FFT nên công việc được thực hiện dựa trên các phép nhân/chia thường chứ không phải tích chập. Điều này đem lại nhiều thuận lợi khi xử lý thời gian thực.

Hiệu quả của kỹ thuật OFDM phụ thuộc vào việc lệch tần số và lệch pha. Nếu kênh truyền có hiện tượng Doppler, các bộ PLL, và các mạch dao động ở đầu thu (phần front-end) không thật sự tương đồng với đầu phát hoặc chúng hoạt động có sai số thì các subcarrier sẽ bị lệch tần số. Vấn đề thứ hai là ngoài lệch tần số các tác động của kênh truyền và mạch còn gây ra lệch pha (hình constellation bị nghiêng). Vấn đề thứ ba là xung clock của các bộ ADC, DAC ở đầu phát và thu có thể khác nhau làm thời gian kéo dài symbol OFDM khác nhau, do đó cần phải có sự đồng bộ các symbol OFDM. Các vấn đề trên đều ảnh hưởng đến khả năng khôi phục dữ liệu truyền nếu không có phương pháp khắc phục.

Việc thêm cyclic prefix có thể giải quyết được vấn đề đồng bộ các symbol OFDM. Với đoạn cyclic prefix (CP), nếu thời gian trì hoãn của kênh truyền nhỏ hơn đoạn CP. Ta có thể đồng bộ symbol OFDM nhờ vào đoạn cyclic prefix. Việc đồng

bộ được thực hiện bằng phép tính tương quan để dò ra vị trí bắt đầu của symbol OFDM. Sau đó, ta lấy FFT N điểm từ vị trí này, sự lệch pha sẽđược giảm tối thiểu. Khi đã đồng bộ được symbol OFDM, vấn đề lệch tần số và lệch pha lúc này có tác động như nhiễu Gauss có thể giải quyết bằng cách tăng khoảng cách giữa các subcarrier. Tuy nhiên, kỹ thuật được sử dụng trong đề tài là cài vào các thông tin biết trước tại những subcarrier biết trước trong symbol OFDM, gọi là các pilot.

2.2.3. Phương pháp sử dụng pilot

Ở đầu thu, các giá trị pilot được cung cấp cho bộước lượng kênh truyền, từ giá trị nhận được và giá trị gốc của pilot ta tính được tác động của kênh truyền tại các vị trí pilot và nội suy ra toàn bộ đáp ứng tần số của kênh truyền cho cả symbol. Sau đó, từ tín hiệu nhận được và đáp ứng kênh truyền ta khôi phục lại symbol OFDM gốc. Pilot có thể chèn cùng với dữ liệu có ích ở cả miền tần số và miền thời gian như trình bày ở hình 2.10. Tuy nhiên, khoảng cách giữa hai pilot phải tuân theo luật lấy mẫu ở cả miền tần số và miền thời gian.

Hình 2.10: Các pilot trong miền thời gian và tần số

Như đề cập ở phần 2.1.2, sự thay đổi kênh truyền ở miền tần số phụ thuộc vào thời gian trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh max. Gọi rflà tỉ số lấy mẫu ở miền tần số, f là khoảng cách giữa hai sóng mang con, khoảng cách giữa hai pilot phải thoảđiều kiện sau đây:

max 1 1 f f r D f    (2.15)

Tỷ số lấy mẫu tối thiểu ở miền tần số rf 1. Khi rf 1 thì kênh truyền không được khôi phục hoàn toàn thông qua pilot.

Tương tự nhưở miền tần số, khoảng cách giữa hai pilot phải thoả biểu thức max 1 1 2 ( ) t D t S G r f D T     (2.16)

với fDmaxlà tần số tối đa gây ra bởi hiệu ứng Doppler

Việc ước lượng đáp ứng tần số H f( ) của kênh truyền đặc biệt hữu dụng trong hệ thống sử dụng OFDM do symbol OFDM chính là phổ tần của tín hiệu OFDM. Tại đầu thu, tín hiệu OFDM luôn phải được chuyển về symbol OFDM bằng biến đổi Fourier nên tín hiệu nhận được lúc này là R f( ) thay vì r(t). Điểm thuận lợi khi ước lượng đáp ứng tần số là các phép nhân chập trong miền thời gian được chuyển thành nhân thường trong miền tần số.

Gọi Spilot( )f là các vị trí thông tin biết trước được phân tán trong symbol OFDM. Tại đầu thu, khi nhận được R f( ), các vị trí tương ứng với các pilot sẽđược trích ra, ta có:

( ) ( ). ( ) ( )

pilot pilot pilot

R f S f H f N f (2.17)

Tạm bỏ qua tác động của nhiễu AWGN, ta có ( ) ( ) ( )

pilot pilot pilot

R f S f H f (2.18)

Từđó suy ra đáp ứng tần số của kênh truyền tại các vị trí tương ứng với các pilot ( ) ( ) ( ) pilot pilot pilot R f H f S f  (2.19)

Từ Hpilot( )f , toàn bộ đáp ứng H f( ) của kênh truyền có thể được suy ra bằng rất nhiều cách khác nhau như: nội suy tuyến tính, nội suy dùng đa thức, sử dụng lọc Wiener-Hop, hoặc nhiều thuật toán mang tính thống kê phức tạp khác.

Có khá nhiều dạng pilot cài vào symbol OFDM được đề nghị, hình 2.11 mô tả một số dạng pilot đang được sử dụng [8]. Mỗi dạng có điểm mạnh và điểm yếu riêng tuỳ vào đặc trưng của kênh truyền. Một số thuật toán điều chỉnh dạng pilot thích nghi đang được tiến hành nghiên cứu cho thấy đây vẫn còn là vấn đề cần được nghiên cứu sâu hơn.

2.3. THIẾT KẾ HỆ THỐNG OFDM 2.3.1. Cấu trúc symbol OFDM 2.3.1. Cấu trúc symbol OFDM

Một symbol OFDM là một tập hợp các subcarrier, số lượng subcarrier quyết định số điểm của phép IFFT/FFT được sử dụng. Mô tả OFDM symbol trong miền tần số chính là mô tả cấu trúc của symbol OFDM. Cấu trúc này gồm 3 loại sóng mang con như hình 2.12. Thứ nhất là sóng mang con dữ liệu (data) dùng để truyền dữ liệu. Thứ hai là sóng mang con dẫn đường (pilot) cho dùng ước lượng và đồng bộ. Cuối cùng là sóng mang con vô dụng (null) được sử dụng cho các băng bảo vệ và các sóng mang DC. Tác dụng của băng bảo vệ là làm cho hai bên phổ của OFDM symbol giảm tự nhiên, tạo nên hình dạng bức tường.

Tuỳ vào hệ thống cụ thể mà số lượng sóng mang con trên mỗi phần có thể khác nhau. Ví dụ, một cấu trúc symbol của của chuẩn 802.16 (WiMAX) như sau {28 zero, 100 data, zero, 100 data, 27 zero}. Ở đây data đã bao gồm pilot ở các vị trí đặc biệt là -88, -63, -38, -13, 13, 38, 63, 88. Một chuỗi dữ liệu phức khi ghép symbol sẽđược đánh số từ -128 đến +127.

Hình 2.12: Cấu trúc symbol OFDM [9]

2.3.2. Tính toán các thông số trong thiết kế

Để thiết kế symbol OFDM ta cần xác định các thông số quan trọng sau: BW: dải thông của OFDM symbol

Nused: số subcarrier được sử dụng trong OFDM symbol

n: hệ số lấy mẫu (sampling factor). Hệ số này cùng với BW và Nused sẽ quyết định độ rộng của mỗi subcarrier và thời gian của khoảng symbol có ích (useful symbol time).

G: hệ số tỉ lệ giữa CP và useful symbol time.

NFFT: sốđiểm lấy FFT (được chọn là luỹ thừa của 2 sao cho vừa đủ lớn hơn Nused) Fs: tần số lấy mẫu ( . / 8000).8000 s F  floor n BW (2.20) f  : khoảng cách giữa các subcarrier / s FFT f F N   (2.21)

Tb: khoảng thời gian cho useful symbol 1/

b

T  f (2.22)

Tg: khoảng thời gian của đoạn bảo vệ (GI)

g b

T GT (2.23)

Ts: khoảng thời gian của OFDM symbol,

s b g T  T T (2.24) Thời gian lấy mẫu: / 1/ b FFT s T N  F (2.25)

Chiều dài đoạn cyclic prefix: G

Khi thiết hệ thống sử dụng kỹ thuật OFDM, ta cần thực hiện theo trình tự như sau:

Đầu tiên, đoạn cyclic prefix (CP) phải được chọn càng nhỏ càng tốt để giảm năng lượng hao phí và tốc độ truyền như phải đảm bảo lớn hơn thời gian trễ .

Thứ hai là chiều dài của symbol OFDM thường lớn hơn nhiều so với thời gian đáp ứng  của kênh truyền:

NT  (2.26)

N BW

T 

  (2.27)

Thứ ba, OFDM rất nhạy cảm với ICI, vì vậy khoảng cách giữa các subcarrier 1

truyền gây ra: fD ( fD phụ thuộc vào vận tốc và hướng di chuyển của các vật trong kênh truyền) để sự dịch chuyển không làm mất đi tính trực giao của các subcarrier:

1 D f NT (2.28) 1 . D D BW N T f f   (2.29) Vậy: D BW BW N f  (2.30)

Đây là điều kiện để tính số subcarrier N. Ta còn rút ra được kết luận là: 1

D f

 . Điều này có nghĩa là nếu kênh truyền có thời gian trễ càng nhỏ (đáp ứng xung càng nhỏ) thì độ rộng tần số càng lớn, băng thông không đổi, coherent bandwidth của kênh truyền càng lớn. Đồng thời nếu tần số dịch chuyển Doppler fD

càng nhỏ (độ dời tần số càng nhỏ) thì thời gian không đổi, coherent time của kênh truyền càng lớn.

4CHƯƠNG 4: THIẾT KẾ HỆ THỐNG OFDM

Chương 4 trình bày công việc chính của đề là việc thiết kế từng khối và ghép các khối thành một hệ thống OFDM hoàn chỉnh. Để tiện theo dõi, việc thiết kếđược phân tích theo từng khối chức năng ở cả bên phát và thu. Nhiều khối trong hệ thống như ngẫu nhiên hoá, convolutional code, cấu trúc symbol OFDM, sử dụng cyclic prefix được thiết kế dựa vào chuẩn 802.16 (WiMAX).

4.1. BỘ NGẪU NHIÊN HOÁ DỮ LIỆU 4.1.1. Nguyên tắc ngẫu nhiên hoá 4.1.1. Nguyên tắc ngẫu nhiên hoá

Đây là khối thực hiện ngẫu nhiên hoá dữ liệu hay gọi chính xác là khối giả ngẫu nhiên dữ liệu. Nhiệm vụ của khối là hạn chế sự xuất hiện liên tục các bit giống nhau. Ngẫu nhiên hoá được thực hiện trên từng symbol. Từng byte data sẽ tuần tự đi qua bộ randomizer, MSB vào trước. Thanh ghi dịch của bộ randomizer sẽ được khởi tạo lại sau mỗi khối data. Nguyên tắc thực hiện ngẫu nhiên hoá dữ liệu được trình bày ở hình 4.1.

Hình 4.1: Nguyên tắc thực hiện bộ randomizer [9]

4.1.2. Thiết kế mạch ngẫu nhiên

Khi thế kế hệ thống trên DSP Builder, mạch thực hiện ngẫu nhiên hoá có thể được thiết kế như hình 4.2. Đa thức tạo chuỗi ngẫu nhiên PRBS (pseudo-random binary sequence) là “1 + X14 + X15”. Giá trị được khởi tạo cho bộ tạo ngẫu nhiên là ‘100101010000000’. Dữ liệu ngõ vào từ chân in_ran sẽ được XOR với khối tạo dữ

liệu ngõ ra của mạch tạo ngẫu nhiên. Ngõ ra của cổng XOR là out_ran. Đây là chuỗi bit đã được ngẫu nhiên hoá. Các tín hiệu ena và rst để cho phép và reset mạch tạo ngẫu nhiên. Việc derandomizer ở đầu thu được thực hiện bằng cách cho qua lại bộ randomizer. Ở đây, đề tài sử dụng dữ liệu ngõ vào là chuỗi bit nên không cần sử dụng các khối chuyển từ số nguyên sang bit ở phía phát.

Hình 4.2: Mạch thực hiện randomizer

4.2. BỘ MÃ HOÁ KÊNH 4.2.1. Bộ mã hoá 4.2.1. Bộ mã hoá