CHƯƠNG 3 TÍNH TỐN VÀ THIẾT KẾ HỆ THỐNG
3.2. Nguyên lý hoạt động của mạch điện
3.2.1. Mạch chỉnh lưu
Nguồn điện đầu vào của mạch sạc là nguồn điện xoay chiều 220V - 50Hz, do đó nguồn điện này sẽ được đưa vào mạch cầu chỉnh lưu tồn sóng để chỉnh lưu thành dịng điện một chiều. Tuy nhiên, điện áp một chiều ở ngõ ra có biên dạng sóng nhấp nhơ, khơng ổn định cho hệ thống. Vì thế, một tụ điện sẽ được mắc ở ngõ ra của cầu chỉnh lưu nhằm san phẳng điện áp này.
52
Hình 3.3 Đồ thị dòng xoay chiều 1 pha sau khi được chỉnh lưu [12] 3.2.2. Mạch snubber (mạch đập xung gai) 3.2.2. Mạch snubber (mạch đập xung gai)
Mạch snubber là một thiết bị bảo vệ mạch điện khỏi các xung đột điện áp và hiệu ứng dao động cịn sót lại. Khi MOSFET ngắt liên tục, điện áp tại cực Drain tăng vọt có thể làm MOSFET cháy [24]. Và mạch snubber làm giảm sự tăng vọt của điện áp mà không làm thay đổi tần số của mạch chính.
Đối với mạch điện sử dụng trong đề tài này là kiểu Flyback nên sử dụng mạch snubber kiểu Registor Capacitor Diode (RCD) bao gồm điện trở, diode và tụ được mắc vào mạch như hình sau:
53
Hình 3.5 Điện áp ở cực Drain của MOSFET khi khơng có mạch snubber [23]
54
3.2.3. Điện trở kích đóng, ngắt MOSFET
Tốc độ chuyển giữa hai trạng thái đóng, ngắt đầu ra của MOSFET có thể được điều khiển bởi điện trở kích đóng và ngắt. Tốc độ chuyển và thời gian đóng, ngắt có thể đạt được bởi giá trị của các điện trở của hai cổng điều khiển lần lượt là RDRp và RDRn. Dưới đây là cấu tạo của một MOSFET kênh N [25].
Hình 3.7 Mơ hình MOSFET kênh N [12]
Trong cấu tạo của MOSFET, có những tụ ký sinh và những tụ này ảnh hướng đến q trình đóng, ngắt của MOSFET. Do đó, chúng ta phải xem xét đến các tụ ký sinh này.
55 Q trình kích MOSFET gồm có ba phần chính.
Hình 3.9 Đồ thị VGS khi kích đóng [11]
Q trình từ T0 đến T1: tại thời điểm T0, cực G bắt đầu được cấp nguồn và điện áp VGS
bắt đầu tăng từ 0. Lúc này hầu hết dòng điện qua cực G đều nạp cho tụ CGS. Và cũng có một lượng nhỏ dịng nạp qua tụ CGD nhưng tụ này có giá trị điện dung CGD nhỏ hơn tụ CGS nên có thể xem đây là thời kỳ nạp cho tụ CGS. Giai đoạn này cịn được gọi là ON_delay, bởi vì cả dịng điện và điện áp qua nguồn vẫn chưa thay đổi và MOSFET vẫn ở trạng thái ngắt.
Quá trình từ T1 đến T2: đây là giai đoạn MOSFET gần như dẫn hoàn toàn. Lúc này điện áp VGS tăng rất chậm hoặc thậm chí không tăng và điện áp VGD tăng nhanh.
Giai đoạn từ T2 sang T3: MOSFET hồn thiện chu kỳ kích đóng tại giai đoạn này. Tụ CGS và CGD được nạp và VGS tăng đến điểm cuối cùng.
56
a. Điện trở kích đóng
Như đã trình bày ở trên, dịng điện qua cực G và điện áp VGS khơng có phương trình nên khơng thể tính điện trở một cách chính xác. Trong thực tế, có nhiều cách khác để tính ra các giá trị này, nhưng hãng IR Rectifier đã đưa ra một phương pháp đơn giản nhưng lại có độ hiệu quả cao.
Hình 3.10 Q trình kích đóng [12]
Gọi Iav là dịng kích trung bình, tsw là thời gian chuyển mạch từ lúc bắt đầu q trình kích đóng đến khi MOSFET đóng hồn tồn, tương ứng với khoảng thời gian từ T1 đến T3
trong phân phân tích ở trên.
Có: Iavg = Qg
tsw (3.1)
Và RTOT = Vcc−Vgs
Iavg (3.2)
Với VGS là điện áp trung bình trong khoảng thời gian từ T2 đến T3 được nhà sản xuất cung cấp trong datasheet.
57 Một lưu ý là tsw lớn hay nhỏ phụ thuộc vào dịng kích , tsw càng nhỏ thì thời gian chuyển mạch càng nhanh và tổn hao trên linh kiện càng giảm. Do đó tsw thường được chọn theo tiêu chí thiết kế và phù hợp với tần số sóng mang. Thời gian chuyển mạch tsw tối ưu khi được kích bởi IC driver và thường được chọn là:
tsw = (3÷4)(td(on)+tr) (3.3)
Từ các biểu thức trên, ta có:
RTOT = (VCC−VGS)tsw
(QGD+QGS) (3.4)
Và RTOT = RG(on) + RDRp (3.5)
Vậy, giá trị điện trở kích đóng được xác định.
b. Điện trở kích ngắt
Với IC Driver, chúng được cung cấp chân kích đóng và chân kích ngắt riêng biệt. Khi đó điện trở kích ngắt được chọn với giá trị nhỏ hơn điện trở kích đóng bởi vì để việc kích ngắt xảy ra nhanh hơn, giúp giảm Dead Time.
58 Có: VGE = (RG(off) + RDRn).CRESoff 𝑑𝑉 𝑑𝑡 (3.6) Mà ta cần VGE < VT của khóa, do đó: RG(off) < Vth CRESoff.dVdt – RDRn (3.7)
Để thực hiện một mạch kích thì việc chọn các giá trị điện trở kích đóng và ngắt cần phải được tính tốn cẩn thận bởi vì chúng ảnh hưởng đến hiệu suất của mạch và tránh được các hư tổn lên các linh kiện khác.
3.2.4. Mạch điều khiển MOSFET
Khi dùng MOSFET để điều khiển mạch, ta thường sẽ có hai cách cơ bản như hình sau [26]:
Hai kiểu kích MOSFET này phân biệt nhau ở vị trí trước hay sau tải. Với mạch kích phía cao, MOSFET sẽ nối đến nguồn cao áp và tải tiêu thụ nối đất, gọi là phía cao (high side).
Hình 3.12 Mạch kích N-MOSFET phía cao (bên trái) và phía thấp (bên phải)
Ngược lại, với mạch kích phía thấp, MOSFET sẽ nối giữa tải và đất, gọi là phía thấp (low side).
59 Trong mạch kích phía cao, để cho MOSFET đóng thì VGS phải lớn hơn VGE (với MOSFET 11N90 có VGE = 5V). Khi MOSFET đóng thì VDS = 0, tức là tồn bộ áp VDD sẽ
rơi trên tải, điều này có nghĩa là VS ≈ VDD = 310V. Mặt khác, VGS = VG - VS, nhưng VG có giá trị là 7,5V < 310V của VS nên MOSFET sẽ khơng mở được.
Trong mạch kích phía thấp, khi MOSFET đóng thì VDS ≈ 0V. Cực S nối đất nên VD ≈
VS = 0. Và toàn bộ áp VDD = 310 V sẽ rơi trên tải và khơng ảnh hưởng đến VS. Do đó, chỉ cần VGS > VGE là ta có thể điều khiển MOSFET dù cho VDD lớn hơn rất nhiều.
Vì vậy, để điều khiển cho mạch phía cao phức tạp hơn nhiều so với mạch phía thấp. Với nguồn vào của biến áp xung là 310V thì ta cần một điện áp VG lớn hơn 310V để có thể kích đóng MOSFET, ví dụ như tạo nguồn điện áp cách ly hay mạch Bootstrap. Vì thế nên nhóm sẽ chọn cách điều khiển MOSFET phía thấp để có thể đơn giản hóa q trình điều khiển.
3.3. Tính tốn thiết kế các thành phần trong mạch 3.3.1. Tính tốn điện trở kích đóng, ngắt MOSFET
Trong mạch kích đóng và ngắt MOSFET này, điện trở kích trong hai trường hợp cần cơng suất nhỏ 0,25W nhưng để đảm bảo tính an tồn của mạch, điện trở kích khóa bán dẫn này sẽ được chọn là loại điện trở 2W.
Bảng 3.1 Thơng số cơ bản của mạch khóa dẫn động cơng suất IR2103
Tham số Kí hiệu
Giá trị
Đơn vị
Min Trung bình Max
Điện áp nổi phía cao VB VS+10 - VS+20
V
Điện áp bù phía cao VS - - 600
60
Điện áp nguồn VCC 10 - 20
Điện áp đầu ra phía thấp VLO 0 - VCC
Mức logic HIN&LIN VIN 0 - VCC
Dòng rò điện áp bù ILK - - 50
uA
Dòng tĩnh QBS IQBS - 30 55
Điện trở nội phía cao RDRp - 55 - Ω
Điện trở nội phía thấp RDRn - 32 - Ω
Bảng 3.2 Thông số cơ bản của MOSFET 11N90
Tham số Kí hiệu
Giá trị
Đơn vị
Min Trung bình Max
Điện áp D-S VDS - 900 -
V
Điện áp ngưỡng G-S VGE(th) 3,0 5,0
Điện áp kích G-S VGS ±30
Điện áp G-S đủ để mở cổng VGS(min) 5 - -
Điện áp thuận của diode VSD - - 1,4
Tốc độ biến thiên điện áp đầu ra dV/dt - 4 - V/ns
61 Điện tích cổng G QG - 60 80 nC Điện tích cổng G-D CGD - 23 30 pF Điện tích cổng G-S CGS - 15 - pF Điện dung cổng G-D CGD - 47 - pF Dòng rò G-E IGES - - 100 nA
Điện dung đầu vào Ciss - 2530 3290
pF
Điện dung đầu ra Coss - 215 280
Điện trở kích đóng RG(on) Ta có: tsw = (3÷4)(td(on)+tr) =3,5.(130+270).10−9 = 1400. 10−9 (s) RTOT = (VCC−Vp)tsw Qg = (20−16).1400.10 −9 80.10−9 = 70 (Ω) Từ công thức (3.5), suy ra RG(on) = RTOT - RDRp = 70 - 55= 15 (Ω) Chọn RG(on) = 13 Ω. Điện trở kích ngắt RG(off) RG(off) < Vth CRESoff.dVdt – RDRn = 5 30.10−12.4.109 – RDRn = 41,67 - 32 = 9,67 (Ω) Chọn RG(off) = 8 Ω.
62
3.3.2. Tính tốn biến áp xung
Ở Việt Nam, dòng điện dân dụng là dòng điện xoay chiều 1 pha có giá trị trong khoảng 85-220V với tần số 50Hz. Do đó, ta sẽ có VACmin = 85V và VACmax = 220V.
Ta sẽ dùng dòng điện một chiều được chỉnh lưu bởi cầu diode nên VDC sẽ được tính theo cơng thức như sau:
VDCmin = √2. (VACmin)2− Pin .(1−Dch)
CDC .f (3.8)
VDCmax = √2. VACmax (3.9)
Yêu cầu đầu ra để nạp cho pin Lithium-ion là 320V – 0,3A nên ta sẽ có cơng suất đầu ra sẽ là:
PO = VO.IO = 320 x 0,3 = 96 (W)
Giả sử hiệu suất của mạch ở mức 70%, Eff = 70%, ta sẽ xác định được công suất đầu vào:
Pin = PO
Eff = 96
0.7 = 137,14 (W)
Bên cạnh đó, điện áp của dịng điện xoay chiều cũng sẽ được làm phẳng nhờ tác dụng của tụ điện, với hai yếu tố CDC và Dch. Với:
CDC: giá trị của tụ điện đầu vào Cin tính trên một Wattage cơng suất đầu vào. Với dải điện áp xoay chiều đã xác định ở trên, CDC = 2 – 3 uF. Ta sẽ chọn CDC = 3uF.
Dch : tỉ số nạp điện của tụ điện đầu vào Cin. Tỉ số này được tham khảo như trong hình sau:
63
Hình 3.13 Đồ thị dạng sóng của điện áp một chiều sau tụ lọc đầu vào
Từ đó, ta có:
VDCmin = √2. (VACmin)2− Pin .(1−Dch)
CDC .f = √2. (85)2− 96.(1−0,2)
3.50 = 120 (V)
VDCmax = √2. VACmax = √2. 265 = 375 (V)
Xác định các yếu tố đầu vào và mục tiêu đầu ra của biên áp xung.
Bảng 3.3 Yếu tố đầu vào và mục tiêu đầu ra
VO 320V PO(max) 160W IO(max) 0,5A IO(min) 0,2A VDC(max) 311V VDC(min) 120V Tần số chuyển mạch 50KHz
64 Do yêu cầu đầu ra cần điện áp cao và dòng điện thấp, nên ta sẽ chọn chế độ dịng điện khơng liên tục cho việc tính tốn biến áp xung này.
Đầu tiên, ta sẽ chọn tỉ lệ điện áp cũng như tỉ lệ vòng dây của biến áp xung.
n = NP
NS = VRO
VO+VF (3.10)
Trong đó: VF là độ sụt áp của diode chỉnh lưu đầu ra. Trong mạch sử dụng loại Hyperfast diode RHRP30120 có VF = 3.2V.
Và VRO = Dmax
1− Dmax. VDCmin (3.11)
Mà Dmax là tỉ lệ thời gian dẫn của MOSFET. Dmax được tính như sau: Dmax = TONmax
T (3.12)
Với TONmax là thời gian dẫn tối đa để duy trì chế độ DCM. Để hoạt động ở chế độ dòng điện khơng liên tục, ta cần phải có thời gian chết Tdt với giá trị nhỏ nhất là 0.2T. Do đó, TONmax
có giá trị tối đa là 0,7T.
Nên Dmax = TONmax
T = 0,7T T = 0,7 Và VRO = Dmax 1− Dmax. VDCmin = 0,7 1− 0,7. 120 = 280 (V) Do đó, n =Np Ns = VRO VO+VF = 280 320 + 3,2 = 0,867
Tiếp theo, để đảm bảo MOSFET 11N90 không bị cháy trong quá trình hoạt động, cần phải kiểm tra giá trị điện áp lên MOSFET với giá trị VDS của MOSFET.
65 Mà MOSFET 11N90 có VDS = 900V, đáp ứng đủ yêu cầu làm việc và có thể chịu được những xung gai hoặc nhiễu điện áp trong quá trình làm việc.
Sau đó, xác định thời gian dẫn của MOSFET để đạt được yêu cầu đẩu ra mong muốn, với công thức sau:
TON = ( Vo+1)(Np/ Ns)(0.8T) ( VDC−1)+( Vo+1)(Np/ Ns) (3.13) TON = (320+1)(0,867)(0,8. 1 50000) ( 311−1)+(320+1)(0,867) = 7,56 (µs)
Tiếp theo, tính độ tự cảm của cuộn sơ cấp Lp:
Lp= Ro 2.5T ( TON Vo )2 = ( VDC TON)2 2.5T PO = (320.7,56.10 −6)2 2,5.500001 .160 = 732 (µH) (3.14)
Từ đó, xác định được dịng điện đi qua cuộn sơ cấp :
Ip= VDC TON
Lp = 320.7,56.10
−6
732.10−6 = 3,30 (A) (3.15)
Và dòng điện hiệu dụng đi qua cuộn sơ cấp là:
Irms(primary) =Ip 2 .TON T = 3,30 2 . 7,56.101 −6 50000 = 0,62 (A) (3.16)
Đường kính dây quấn sẽ là:
Dpri= √Irms(primary)
2 =√0,62
2 = 0,39 (mm) (3.17)
Và dòng điện hiệu dụng qua cuộn thứ cấp được xác định như sau:
Irms(secondary) = Ip(Np/Ns) 2 .Tr T = 3,30.0,867 2 . 8,44.101 −6 50000 = 0,60 (A) (3.18)
66 Tr = (0.8T – TON) = (0,8. 1
50000 − 7,56. 10−6) = 8,44 (µs) (3.19)
Từ đây, đường kính dây cuộn thứ cấp được xác định là:
Dsec = √Irms(seconday)
2 =√0,60
2 = 0,39 (mm) (3.20)
Do đường kính dây của cuộn sơ cấp và cuộn thứ cấp khơng có sẵn trên thị trường. Vì thế, thay vì dùng một dây có đường kính 0,39 mm, nhóm dùng một dây có đường kính 0,5mm để quấn cuộn dây sơ cấp và thứ cấp.
Tiếp đến, xác định số vòng dây cuộn sơ cấp của biến áp xung để ngăn sự bão hịa lõi, Np sẽ được tính bằng cơng thức:
Npmin = VDC.TONmax
dB.Ae = 320.7,56
320.10−3.229 = 33,01 (vịng) (3.21)
Trong đó:
𝑉𝐷𝐶: điện áp một chiều đầu vào qua dây sơ cấp (V) TONmax: thời gian lớn nhất MOSFET đóng (s)
Ae: diện tích mặt cắt ngang của lõi biến áp xung, (mm2)
dB: sự biến thiên từ thơng bão hịa (T)
Với Npmin= 33,01 vòng, chọn lớn hơn số này để đảm bảo biến áp xung hoạt động tốt và để lại phần còn lại để quấn cuộn thứ cấp. Chọn Np = 35 vòng.
Từ đây, tính được số vòng dây của cuộn thứ cấp:
Ns = NP
𝑛 = 35
0,867 = 40,37 (vòng) (3.22)
67 Lõi ferrite của biến áp xung phải có khe hở để ngăn sự bão hịa lõi sớm. Chiều dài khe hở được tính theo cơng thức sau đây:
G = 40 . π . Ae . (NP2
Lm − 1
AL) (3.23)
Với:
AL: là hệ số điện cảm của lõi. Theo thông số của nhà sản xuất thì đối với lõi ferrite loại EE42 thì giá trị AL sẽ bằng 1029 nH/N2.
Lm: là độ tự cảm của cuộn sơ cấp (nH) Np: là số vịng của cuộn sơ cấp (vịng)
Ae: diện tích mặt cắt ngang của lõi ferrite (m2)
Có được chiều dài khe hở G của lõi là:
G = 40 . π . Ae . (NP2
Lm − 1
AL) = 40. π. 229. 10−6. ( 352
732000− 1
1029) = 2,02.10-5(m) =0,02 (mm)
Theo thông số của nhà sản xuất, thông số khe hở G của biến áp xung EE42 là 0,25 mm > 0,02 mm. Nên biến áp xung này đáp ứng được yêu cầu của mạch.
68 Tính tụ lọc đầu ra C1 của mạch theo dòng điện đầu ra cao nhất của mạch là 0,5A và điện áp rơi trên tụ là 0,05V. Điện dung của tụ điện C1 được tính theo cơng thức:
C = IO.Tr
Vdrop = 0,5.8,44.10 −6
0,05 = 84,4 (µF) (3.24)
Chọn tụ lọc đầu ra C1 là tụ hóa 100µF-400V.
Có bảng thống kê các số liệu như sau:
Bảng 3.4 Thông số kỹ thuật của biến áp xung
Số vòng dây cuộn sơ cấp Np 35 vòng
Số vòng dây cuộn thứ cấp Ns 43 vịng
Đường kính dây cuộn sơ cấp 2x0,5 mm
Đường kính dây cuộn thứ cấp 2x0,5mm
Tụ lọc đầu ra C1 100µF-450V
3.3.3. Tính tốn mạch snubber
Điện áp VRO trong cuộn sơ cấp là do điện áp đầu vào VDC và điện áp ngược trên cuộn thứ cấp tác dụng lên. Và điện áp này được tính bằng cơng thức:
VRO = Dmax
1 − Dmax. VDCmin = 0,7
1 − 0,7. 120 = 280 (V)
Với Dmax = TONmax
T = 0,5T T = 0,8 Cuộn sơ cấp có độ tự cảm là: Lp = Ro