Khởi động phần mềm và chọn chế độ mô phỏng SIMetrix
48
Hình 2.43 Giao diện làm việc chính của phần mềm SIMetrix/SIMPLIS
Giao diện chính của phần mềm SIMetrix/SIMPLIS có các phần sau:
- Vùng 1: là nơi đặt các linh kiện, nối dây và hiện kết quả mô phỏng. - Vùng 2: là nơi quản lí các thành phần của một project.
- Vùng 3: là nơi hiển thị các lỗi và tiến độ mô phỏng project. Thanh tác vụ:
Thanh tác vụ có công dụng cơ bản như: mở bản mô phỏng mới, mở bản mô phỏng đã lưu, lưu bản mô phỏng, phóng to, thu nhỏ, xoay chiều linh kiện, ....
Thanh công cụ:
Thanh công cụ chứa các linh kiện như điện trở, tụ, cuộn cảm, nguồn, diode, MOSFET, Opamp, IGBT và JFET, cũng có thể tìm kiếm linh kiện trên thanh công cụ
49 Nút mô phỏng:
50
CHƯƠNG 3. TÍNH TOÁN VÀ THIẾT KẾ HỆ THỐNG 3.1. Mô tả hệ thống
Trên xe máy điện, nguồn điện của xe là từ bộ pin Lithium-ion tạo ra nguồn điện môt chiều 240V. Bộ pin này được tạo thành từ 60 viên pin mắc nối tiếp nhau. Do đó, để sạc cho bộ pin này cần phải phải đáp ứng hai yêu cầu về điện áp và cường độ dòng điện. Bên cạnh đó, mỗi viên pin có điện áp tối đa là 4,2V với 60 viên mắc nối tiếp nên điện áp từ bộ sạc phải lớn hơn 252V và cường độ dòng điện trong khoảng 0,32A. Dưới đây là mạch sạc pin Lithium-ion dùng biến áp xung.
Hình 3.1 Mạch sạc pin Lithium-ion dùng biến áp xung
Mạch sạc pin Lithium-ion có nguồn điện đầu vào là dòng điện dân dụng xoay chiều 220V - 50Hz và được chỉnh lưu thành dòng điện một chiều 311V. Sau đó điện áp 311V được đưa qua biến áp xung, được điều khiển bởi mạch điều khiển, tạo ra dòng điện 320V – 0,32A để sạc cho bộ pin Lithium-ion.
Đây là mạch nạp cách ly kiểu Flyback. Mạch điện được cách ly bởi biến áp xung nên trong trường hợp có sự cố ở nguồn vào sẽ không ảnh hưởng đến bộ pin.
51
3.2. Nguyên lý hoạt động của mạch điện 3.2.1. Mạch chỉnh lưu 3.2.1. Mạch chỉnh lưu
Nguồn điện đầu vào của mạch sạc là nguồn điện xoay chiều 220V - 50Hz, do đó nguồn điện này sẽ được đưa vào mạch cầu chỉnh lưu toàn sóng để chỉnh lưu thành dòng điện một chiều. Tuy nhiên, điện áp một chiều ở ngõ ra có biên dạng sóng nhấp nhô, không ổn định cho hệ thống. Vì thế, một tụ điện sẽ được mắc ở ngõ ra của cầu chỉnh lưu nhằm san phẳng điện áp này.
52
Hình 3.3 Đồ thị dòng xoay chiều 1 pha sau khi được chỉnh lưu [12] 3.2.2. Mạch snubber (mạch đập xung gai)
Mạch snubber là một thiết bị bảo vệ mạch điện khỏi các xung đột điện áp và hiệu ứng dao động còn sót lại. Khi MOSFET ngắt liên tục, điện áp tại cực Drain tăng vọt có thể làm MOSFET cháy [24]. Và mạch snubber làm giảm sự tăng vọt của điện áp mà không làm thay đổi tần số của mạch chính.
Đối với mạch điện sử dụng trong đề tài này là kiểu Flyback nên sử dụng mạch snubber kiểu Registor Capacitor Diode (RCD) bao gồm điện trở, diode và tụ được mắc vào mạch như hình sau:
53
Hình 3.5 Điện áp ở cực Drain của MOSFET khi không có mạch snubber [23]
54
3.2.3. Điện trở kích đóng, ngắt MOSFET
Tốc độ chuyển giữa hai trạng thái đóng, ngắt đầu ra của MOSFET có thể được điều khiển bởi điện trở kích đóng và ngắt. Tốc độ chuyển và thời gian đóng, ngắt có thể đạt được bởi giá trị của các điện trở của hai cổng điều khiển lần lượt là RDRp và RDRn. Dưới đây là cấu tạo của một MOSFET kênh N [25].
Hình 3.7 Mô hình MOSFET kênh N [12]
Trong cấu tạo của MOSFET, có những tụ ký sinh và những tụ này ảnh hướng đến quá trình đóng, ngắt của MOSFET. Do đó, chúng ta phải xem xét đến các tụ ký sinh này.
55 Quá trình kích MOSFET gồm có ba phần chính.
Hình 3.9 Đồ thị VGS khi kích đóng [11]
Quá trình từ T0 đến T1: tại thời điểm T0, cực G bắt đầu được cấp nguồn và điện áp VGS
bắt đầu tăng từ 0. Lúc này hầu hết dòng điện qua cực G đều nạp cho tụ CGS. Và cũng có một lượng nhỏ dòng nạp qua tụ CGD nhưng tụ này có giá trị điện dung CGD nhỏ hơn tụ CGS nên có thể xem đây là thời kỳ nạp cho tụ CGS. Giai đoạn này còn được gọi là ON_delay, bởi vì cả dòng điện và điện áp qua nguồn vẫn chưa thay đổi và MOSFET vẫn ở trạng thái ngắt.
Quá trình từ T1 đến T2: đây là giai đoạn MOSFET gần như dẫn hoàn toàn. Lúc này điện áp VGS tăng rất chậm hoặc thậm chí không tăng và điện áp VGD tăng nhanh.
Giai đoạn từ T2 sang T3: MOSFET hoàn thiện chu kỳ kích đóng tại giai đoạn này. Tụ CGS và CGD được nạp và VGS tăng đến điểm cuối cùng.
56
a. Điện trở kích đóng
Như đã trình bày ở trên, dòng điện qua cực G và điện áp VGS không có phương trình nên không thể tính điện trở một cách chính xác. Trong thực tế, có nhiều cách khác để tính ra các giá trị này, nhưng hãng IR Rectifier đã đưa ra một phương pháp đơn giản nhưng lại có độ hiệu quả cao.
Hình 3.10 Quá trình kích đóng [12]
Gọi Iav là dòng kích trung bình, tsw là thời gian chuyển mạch từ lúc bắt đầu quá trình kích đóng đến khi MOSFET đóng hoàn toàn, tương ứng với khoảng thời gian từ T1 đến T3
trong phân phân tích ở trên.
Có: Iavg = Qg
tsw (3.1)
Và RTOT = Vcc−Vgs
Iavg (3.2)
Với VGS là điện áp trung bình trong khoảng thời gian từ T2 đến T3 được nhà sản xuất cung cấp trong datasheet.
57 Một lưu ý là tsw lớn hay nhỏ phụ thuộc vào dòng kích , tsw càng nhỏ thì thời gian chuyển mạch càng nhanh và tổn hao trên linh kiện càng giảm. Do đó tsw thường được chọn theo tiêu chí thiết kế và phù hợp với tần số sóng mang. Thời gian chuyển mạch tsw tối ưu khi được kích bởi IC driver và thường được chọn là:
tsw = (3÷4)(td(on)+tr) (3.3)
Từ các biểu thức trên, ta có:
RTOT = (VCC−VGS)tsw
(QGD+QGS) (3.4)
Và RTOT = RG(on) + RDRp (3.5)
Vậy, giá trị điện trở kích đóng được xác định.
b. Điện trở kích ngắt
Với IC Driver, chúng được cung cấp chân kích đóng và chân kích ngắt riêng biệt. Khi đó điện trở kích ngắt được chọn với giá trị nhỏ hơn điện trở kích đóng bởi vì để việc kích ngắt xảy ra nhanh hơn, giúp giảm Dead Time.
58 Có: VGE = (RG(off) + RDRn).CRESoff 𝑑𝑉 𝑑𝑡 (3.6) Mà ta cần VGE < VT của khóa, do đó: RG(off) < Vth CRESoff.dVdt – RDRn (3.7)
Để thực hiện một mạch kích thì việc chọn các giá trị điện trở kích đóng và ngắt cần phải được tính toán cẩn thận bởi vì chúng ảnh hưởng đến hiệu suất của mạch và tránh được các hư tổn lên các linh kiện khác.
3.2.4. Mạch điều khiển MOSFET
Khi dùng MOSFET để điều khiển mạch, ta thường sẽ có hai cách cơ bản như hình sau [26]:
Hai kiểu kích MOSFET này phân biệt nhau ở vị trí trước hay sau tải. Với mạch kích phía cao, MOSFET sẽ nối đến nguồn cao áp và tải tiêu thụ nối đất, gọi là phía cao (high side).
Hình 3.12 Mạch kích N-MOSFET phía cao (bên trái) và phía thấp (bên phải)
Ngược lại, với mạch kích phía thấp, MOSFET sẽ nối giữa tải và đất, gọi là phía thấp (low side).
59 Trong mạch kích phía cao, để cho MOSFET đóng thì VGS phải lớn hơn VGE (với MOSFET 11N90 có VGE = 5V). Khi MOSFET đóng thì VDS = 0, tức là toàn bộ áp VDD sẽ
rơi trên tải, điều này có nghĩa là VS ≈ VDD = 310V. Mặt khác, VGS = VG - VS, nhưng VG có giá trị là 7,5V < 310V của VS nên MOSFET sẽ không mở được.
Trong mạch kích phía thấp, khi MOSFET đóng thì VDS ≈ 0V. Cực S nối đất nên VD ≈
VS = 0. Và toàn bộ áp VDD = 310 V sẽ rơi trên tải và không ảnh hưởng đến VS. Do đó, chỉ cần VGS > VGE là ta có thể điều khiển MOSFET dù cho VDD lớn hơn rất nhiều.
Vì vậy, để điều khiển cho mạch phía cao phức tạp hơn nhiều so với mạch phía thấp. Với nguồn vào của biến áp xung là 310V thì ta cần một điện áp VG lớn hơn 310V để có thể kích đóng MOSFET, ví dụ như tạo nguồn điện áp cách ly hay mạch Bootstrap. Vì thế nên nhóm sẽ chọn cách điều khiển MOSFET phía thấp để có thể đơn giản hóa quá trình điều khiển.
3.3. Tính toán thiết kế các thành phần trong mạch 3.3.1. Tính toán điện trở kích đóng, ngắt MOSFET 3.3.1. Tính toán điện trở kích đóng, ngắt MOSFET
Trong mạch kích đóng và ngắt MOSFET này, điện trở kích trong hai trường hợp cần công suất nhỏ 0,25W nhưng để đảm bảo tính an toàn của mạch, điện trở kích khóa bán dẫn này sẽ được chọn là loại điện trở 2W.
Bảng 3.1 Thông số cơ bản của mạch khóa dẫn động công suất IR2103
Tham số Kí hiệu
Giá trị
Đơn vị
Min Trung bình Max
Điện áp nổi phía cao VB VS+10 - VS+20
V
Điện áp bù phía cao VS - - 600
60
Điện áp nguồn VCC 10 - 20
Điện áp đầu ra phía thấp VLO 0 - VCC
Mức logic HIN&LIN VIN 0 - VCC
Dòng rò điện áp bù ILK - - 50
uA
Dòng tĩnh QBS IQBS - 30 55
Điện trở nội phía cao RDRp - 55 - Ω
Điện trở nội phía thấp RDRn - 32 - Ω
Bảng 3.2 Thông số cơ bản của MOSFET 11N90
Tham số Kí hiệu
Giá trị
Đơn vị
Min Trung bình Max
Điện áp D-S VDS - 900 -
V
Điện áp ngưỡng G-S VGE(th) 3,0 5,0
Điện áp kích G-S VGS ±30
Điện áp G-S đủ để mở cổng VGS(min) 5 - -
Điện áp thuận của diode VSD - - 1,4
Tốc độ biến thiên điện áp đầu ra dV/dt - 4 - V/ns
61 Điện tích cổng G QG - 60 80 nC Điện tích cổng G-D CGD - 23 30 pF Điện tích cổng G-S CGS - 15 - pF Điện dung cổng G-D CGD - 47 - pF Dòng rò G-E IGES - - 100 nA
Điện dung đầu vào Ciss - 2530 3290
pF
Điện dung đầu ra Coss - 215 280
Điện trở kích đóng RG(on) Ta có: tsw = (3÷4)(td(on)+tr) =3,5.(130+270).10−9 = 1400. 10−9 (s) RTOT = (VCC−Vp)tsw Qg = (20−16).1400.10 −9 80.10−9 = 70 (Ω) Từ công thức (3.5), suy ra RG(on) = RTOT - RDRp = 70 - 55= 15 (Ω) Chọn RG(on) = 13 Ω. Điện trở kích ngắt RG(off) RG(off) < Vth CRESoff.dVdt – RDRn = 5 30.10−12.4.109 – RDRn = 41,67 - 32 = 9,67 (Ω) Chọn RG(off) = 8 Ω.
62
3.3.2. Tính toán biến áp xung
Ở Việt Nam, dòng điện dân dụng là dòng điện xoay chiều 1 pha có giá trị trong khoảng 85-220V với tần số 50Hz. Do đó, ta sẽ có VACmin = 85V và VACmax = 220V.
Ta sẽ dùng dòng điện một chiều được chỉnh lưu bởi cầu diode nên VDC sẽ được tính theo công thức như sau:
VDCmin = √2. (VACmin)2− Pin .(1−Dch)
CDC .f (3.8)
VDCmax = √2. VACmax (3.9)
Yêu cầu đầu ra để nạp cho pin Lithium-ion là 320V – 0,3A nên ta sẽ có công suất đầu ra sẽ là:
PO = VO.IO = 320 x 0,3 = 96 (W)
Giả sử hiệu suất của mạch ở mức 70%, Eff = 70%, ta sẽ xác định được công suất đầu vào:
Pin = PO
Eff = 96
0.7 = 137,14 (W)
Bên cạnh đó, điện áp của dòng điện xoay chiều cũng sẽ được làm phẳng nhờ tác dụng của tụ điện, với hai yếu tố CDC và Dch. Với:
CDC: giá trị của tụ điện đầu vào Cin tính trên một Wattage công suất đầu vào. Với dải điện áp xoay chiều đã xác định ở trên, CDC = 2 – 3 uF. Ta sẽ chọn CDC = 3uF.
Dch : tỉ số nạp điện của tụ điện đầu vào Cin. Tỉ số này được tham khảo như trong hình sau:
63
Hình 3.13 Đồ thị dạng sóng của điện áp một chiều sau tụ lọc đầu vào
Từ đó, ta có:
VDCmin = √2. (VACmin)2− Pin .(1−Dch)
CDC .f = √2. (85)2− 96.(1−0,2)
3.50 = 120 (V)
VDCmax = √2. VACmax = √2. 265 = 375 (V)
Xác định các yếu tố đầu vào và mục tiêu đầu ra của biên áp xung.
Bảng 3.3 Yếu tố đầu vào và mục tiêu đầu ra
VO 320V PO(max) 160W IO(max) 0,5A IO(min) 0,2A VDC(max) 311V VDC(min) 120V Tần số chuyển mạch 50KHz
64 Do yêu cầu đầu ra cần điện áp cao và dòng điện thấp, nên ta sẽ chọn chế độ dòng điện không liên tục cho việc tính toán biến áp xung này.
Đầu tiên, ta sẽ chọn tỉ lệ điện áp cũng như tỉ lệ vòng dây của biến áp xung.
n = NP
NS = VRO
VO+VF (3.10)
Trong đó: VF là độ sụt áp của diode chỉnh lưu đầu ra. Trong mạch sử dụng loại Hyperfast diode RHRP30120 có VF = 3.2V.
Và VRO = Dmax
1− Dmax. VDCmin (3.11)
Mà Dmax là tỉ lệ thời gian dẫn của MOSFET. Dmax được tính như sau: Dmax = TONmax
T (3.12)
Với TONmax là thời gian dẫn tối đa để duy trì chế độ DCM. Để hoạt động ở chế độ dòng điện không liên tục, ta cần phải có thời gian chết Tdt với giá trị nhỏ nhất là 0.2T. Do đó, TONmax
có giá trị tối đa là 0,7T.
Nên Dmax = TONmax
T = 0,7T T = 0,7 Và VRO = Dmax 1− Dmax. VDCmin = 0,7 1− 0,7. 120 = 280 (V) Do đó, n =Np Ns = VRO VO+VF = 280 320 + 3,2 = 0,867
Tiếp theo, để đảm bảo MOSFET 11N90 không bị cháy trong quá trình hoạt động, cần phải kiểm tra giá trị điện áp lên MOSFET với giá trị VDS của MOSFET.
65 Mà MOSFET 11N90 có VDS = 900V, đáp ứng đủ yêu cầu làm việc và có thể chịu được những xung gai hoặc nhiễu điện áp trong quá trình làm việc.
Sau đó, xác định thời gian dẫn của MOSFET để đạt được yêu cầu đẩu ra mong muốn, với công thức sau:
TON = ( Vo+1)(Np/ Ns)(0.8T) ( VDC−1)+( Vo+1)(Np/ Ns) (3.13) TON = (320+1)(0,867)(0,8. 1 50000) ( 311−1)+(320+1)(0,867) = 7,56 (µs)
Tiếp theo, tính độ tự cảm của cuộn sơ cấp Lp:
Lp= Ro 2.5T ( TON Vo )2 = ( VDC TON)2 2.5T PO = (320.7,56.10 −6)2 2,5.500001 .160 = 732 (µH) (3.14)
Từ đó, xác định được dòng điện đi qua cuộn sơ cấp :
Ip= VDC TON
Lp = 320.7,56.10
−6
732.10−6 = 3,30 (A) (3.15)
Và dòng điện hiệu dụng đi qua cuộn sơ cấp là:
Irms(primary) =Ip 2 .TON T = 3,30 2 . 7,56.101 −6 50000 = 0,62 (A) (3.16)
Đường kính dây quấn sẽ là:
Dpri= √Irms(primary)
2 =√0,62
2 = 0,39 (mm) (3.17)
Và dòng điện hiệu dụng qua cuộn thứ cấp được xác định như sau:
Irms(secondary) = Ip(Np/Ns) 2 .Tr T = 3,30.0,867 2 . 8,44.101 −6 50000 = 0,60 (A) (3.18)
66 Tr = (0.8T – TON) = (0,8. 1
50000 − 7,56. 10−6) = 8,44 (µs) (3.19)
Từ đây, đường kính dây cuộn thứ cấp được xác định là:
Dsec = √Irms(seconday)
2 =√0,60
2 = 0,39 (mm) (3.20)
Do đường kính dây của cuộn sơ cấp và cuộn thứ cấp không có sẵn trên thị trường. Vì thế, thay vì dùng một dây có đường kính 0,39 mm, nhóm dùng một dây có đường kính 0,5mm để quấn cuộn dây sơ cấp và thứ cấp.
Tiếp đến, xác định số vòng dây cuộn sơ cấp của biến áp xung để ngăn sự bão hòa lõi, Np sẽ được tính bằng công thức:
Npmin = VDC.TONmax
dB.Ae = 320.7,56
320.10−3.229 = 33,01 (vòng) (3.21)
Trong đó:
𝑉𝐷𝐶: điện áp một chiều đầu vào qua dây sơ cấp (V) TONmax: thời gian lớn nhất MOSFET đóng (s)
Ae: diện tích mặt cắt ngang của lõi biến áp xung, (mm2)
dB: sự biến thiên từ thông bão hòa (T)
Với Npmin= 33,01 vòng, chọn lớn hơn số này để đảm bảo biến áp xung hoạt động tốt