Điều chế QPSK

Điều chế PSK là một phương thức hiệu quả nhất để truyền tín hiệu số. Có thể nói PSK là phương pháp điều chế triệt sóng mang do đó băng thông của tín hiệu PSK nhỏ.

Để tăng hiệu quả sử dụng băng tần, hai bit liên tiếp từ chuỗi bit dữ liệu a(n) có thể được nhóm lại để tạo thành một symbol mới b(m) bằng chuyển đổi nối tiếp/song song. Kết quả là tốc độ symbol giảm còn fbit/2. Các symbol mới này được

gọi là các dibit. Việc điều chế đòi hỏi có M = 22 tín hiệu RF, mỗi tín hiệu ứng với một pha khác nhau. M = 22 symbol b(m) có thể có được ánh xạ lên các tín hiệu này.

Bộ điều chế I/Q là một bộ điều chế tốt nhất được sử dụng, hình vẽ sau minh hoạ cấu trúc cơ bản của bộ điều chế I/Q :



900

Hình 2.5: Cấu trúc cơ bản bộ điều chế I/Q

Trước hết, nó chia tín hiệu RF chưa điều chế ra hai thành phần. Thành phần cầu phương (Q) được dịch pha đi 900 so với thành phần cùng pha (I). Do đó thành

phần cùng pha chưa điề u chế được mô tả bằng

còn thà nh phần vuông

pha chưa điều chế được mô tả bởi s in[2fct] . Cả hai thành phần này được đưa tới các bộ trộn, ở đó chúng được nhân với các tín hiệu (dùng để) điều chế cI(t) và cQ(t);

cI(t) và cQ(t) được lấy từ chuỗi symbol b(m). Các tích cI(t).cos[2fct] và

cQ(t).[ sin[2f ct ] ] được cộng với nhau tạo thành tín hiệu RF đã điều chế. Quá trình điều chế suy biến thành việc ánh xạ chuỗi symbol b(m) lên hai thành phần băng gốc. Hai bit liên tiếp nhau được kết hợp ở dạng một dibit có thể mô tả một trong M = 22 = 4 symbol. Các symbol này được ánh xạ lên các phai {450, 1350,

2250, 3150}

s (t)

A.cos[2

i c

có lọc và có lọc, phổ tín hiệu QPSK như hình vẽ sau:

25

Hình 2.6: Tín hiệu QPSK không lọc

Như hình vẽ trên, phổ tín hiệu phát rất rộng, Do đó để đảm bảo sử dụng hiệu quả dải tần RF thì tín hiệu phát phải được hạn băng. Nguyên nhân Sidelope cao trong phổ tín hiệu phát là do sự chuyển đổi pha tức thời từ trạng thái này sang trạng thái khác giữa các symbol nên điều này được thực hiện tốt nhất ở băng gốc. Vì vậy dữ liệu hai kênh I/Q cần thiết phải được lọc trước khi đem đi điều chế. Việc lọc loại bỏ các chuyển đổi trạng thái tức thời giữa các symbol nhằm tạo ra phổ tín hiệu phát tốt hơn, hình vẽ sau đây minh hoạ phổ tín hiệu QPSK có lọc.

Hình 2.7: Tín hiệu QPSK có lọc

26

Một vấn đề khác rất quan trọng đó là việc hạn chế phổ tần dẫn đến tín hiệu thu được của một symbol sẽ trải dài trong miền thời gian. Điều đó dẫn đến việc tại đầu thu các symbol được truyền kế tiếp nhau sẽ chồng lấn lên nhau về mặt thời gian và gây nhiễu lẫn nhau, hiện tượng này trong truyền dẫn tín hiệu số được gọi là

xuyên nhiễu giữa các dấu (ISI), sự tồn tại của ISI có thể dẫn đến tín hiệu thu được bị méo và tin tức có thể sẽ bị quyết định sai. Do đó việc lọc cần phải chính xác để tránh hiện tượng ISI, bộ lọc RRC thường được sử dụng cho mục đích này.

2.1.3 Giải điều chế QPSK

Hình 2.8 mô tả sơ đồ bộ giải điều chế, để tạo lại tín hiệu A(t) và B(t). Giả thiết ta có một bộ dao động có tần số và pha giống nhau như bộ dao động ở điều chế. Nếu có một trong hai tín hiệu đến trực tiếp, tín hiệu kia đi qua bộ di pha 90o được đưa vào từng bộ nhân tương ứng và tín hiệu A(t) sẽ xuất hiện ở từng đầu ra bộ nhân. Sau khi qua bộ lọc thông thấp tương ứng, ở máy thu sẽ có tín hiệu giải điều chế giống như tín hiệu điều chế.

sint

S1 (t )

cost

S2( t)

Hình 2.8: Sơ đồ khối của bộ giải điều chế

Tín hiệu tổng:

S1(t)A(t)sintB(t) cost

S2 (t)A(t) sint costB(t) cos2t

 21A(t)sin 2tB(t)1 cos2t

Xét ví dụ trong vô tuyến băng hẹp (2 Mbit/s) hai tín hiệu điều chế A(t) và

B(t) là hai tín hiệu số tốc độ 1024 Kbit/s được tạo bởi dãy tín hiệu 2048 Kbit/s.

27

Với dãy tín hiệu hai nửa tốc độ này tất nhiên có thể truyền dẫn lượng thông tin của tín hiệu gốc, và độ rộng băng như đã nói trên sẽ chỉ bằng một nửa so với khi tạo tín hiệu điều biên hai biên với dãy tín hiệu 2048 Kbit/s. Hệ thống này thực hiện điều chế hai mức để đơn giản mạch điện và chống nhiễu. Như vậy về phía thu sự nhận biết giá trị logic sẽ đơn giản, giá trị dương của tín hiệu giải điều chế biểu thị logic 1, giá trị âm biểu thị logic 0.

2.1.4 Quan hệ pha

Như vậy bộ điều chế biên độ 4 trạng thái thực hiện chuyển đổi 4 pha với tín hiệu nhị phân có cùng tốc độ. Hình 2.9 giới thiệu quan hệ pha. Nếu ta ký hiệu tín hiệu đầu vào của mạch nhân với tín hiệu A(t) và B(t) bằng mũi tên nằm ngang phải và mũi tên dọc trái, thì tín hiệu ra của mạch nhân trong trường hợp A(t) = +1 được vẽ bằng mũi tên ngang phải, trường hợp A(t) = -1 tương ứng với lệc pha 1800 được biểu thị bằng mũi tên ngang trái.



Hình 2.9: Quan hệ pha trong QPSK

Tương tự tín hiệu ra của mạch nhân thứ hai cũng được vẽ bằng các mũi tên dọc chỉ lên hoặc chỉ xuống tùy theo giá trị của B(t).

Tổng của hai tín hiệu sẽ cho 4 vectơ hợp với hướng của một góc 450. Các vectơ này cho thấy 4 trang thái pha có thể có của tín hiệu ra của bộ điều chế biên độ 4 trạng thái.

Trên hình vẽ ghi các giá trị logic của dãy tín hiệu nhị phân A và B chứ không phải mức +1 và -1 của tín hiệu A(t) và B(t).

28

Từng giá trị bit đồng thời của hai dãy tín hiệu nhị phân vào xác định pha của tín hiệu ra. Như vậy bộ điều chế có thể coi như bộ đảo pha, được thực hiện bởi các mạch điều biên. Ta tận dụng ưu việt của điều chế biên độ là độ rộng băng thông nhỏ.

2.1.5 Đồng bộ

Ta không đi sâu chi tiết về sự tạo ra các dãy tín hiệu tốc độ 1024 Kbit/s A và B từ dãy tín hiệu PA có tốc độ 2048 Kbit/s.

Đối với qui tắc chuyển mã ta phải chú ý các điểm sau:

- Nếu các dãy nhị phân truyền đi, như giả thiết, ngay cả tín hiệu A, B đều mang tính ngẫu nhiên thì phía thu sẽ chỉ tạo được dao động nội máy thu cần thiết cho sự giải điều chế vốn lệch pha không hẳn là n.900 từ những tín hiệu nhận được. - Bốn trạng thái có thể có tín hiệu đến cùng một xác xuất, do đó phía thu sẽ không biết xác định là trạng thái nào thuộc về giá trị A = 0, B = 0 do đó có thể chọn một cách ngẫu nhiên một pha để đồng bộ dao động.

Sau đây là một ví dụ cụ thể:

Tín hiệu nhận được ở đây chính là tín hiệu trung tần (ví dụ: 5 MHz) đi đến một mạch bội 4 (tương ứng lũy thừa bậc 4).

Từ những tính chất cơ bản của lũy thừa 4 của tín hiệu sẽ nhận được một trong 4 pha sẽ cho một tín hiệu 20 MHz cùng pha (bỏ qua các số hạng có tần số gấp 2 và hằng số).

cos4t cos4 (t 90o ) cos4 (t 180o )

 cos4(t 270o ) 1/ 8cos4

Sau bộ lọc băng, ta sẽ có tín hiệu 20 MHz bị ràng buộc với tín hiệu thu. Tín hiệu này một phần do điều chế, sự thay đổi của tín hiệu thu, một phần do nhiễu nên không được thuần, do đó ta đưa vào bộ dao động mạch vòng kín pha (phase lock PLL). Bộ này sẽ cho tín hiệu 20 MHz có quan hệ đồng pha và không có nhiễu.

Sau khi chia 4 ta có 2 tín hiệu 5 MHz chuẩn lệch pha nhau 900 để đưa vào 2 bộ nhân (mạch chia tần số dùng ở đây tiện lợi vì không cần dùng bộ lệch pha 900 do đó có dịch pha 900 trên đầu ra tương ứng).

29

Tần số của hai tín hiệu này sẽ phù hợp chính xác với bộ dao động phía phát và pha của chúng hoặc ngẫu nhiên sẽ đồng pha, hoặc sẽ lệch pha ± 900 hoặc ± 1800 so với dao động điều chế.

Trường hợp lệch pha 1800 cũng tạo nên sự đổi dấu ở cả hai tín hiệu, điều mà tín hiệu số không cho phép. Trường hợp lệch pha 900 ngoài đổi dấu ra thì hai tín hiệu còn đổi chỗ trên đầu ra.

sin(tn.90o )

cos(tn.90o )

Hình 2.10: Tạo tín hiệu chuẩn phía giải điều chế QAM

Với cách tạo đơn giản, sẵn có các tín hiệu nhị phân A và B tạo bởi dãy tín hiệu PA có tốc độ 2048 Kbit/s là chưa đủ, ngoài biến đổi nối tiếp – song song phần sau cần phải giải quyết vấn đề chuyển mã. Đó chính là mã hóa vi sai.

2.1.6 Mã hóa vi sai

Vấn đề chính là không tạo một trạng thái pha xác định đối với từng bit của dãy tín hiệu A’ và B’ mà tạo nên một sự thay đổi pha xác định so với trạng thái ban đầu, ví dụ trong trường hợp:

A’ = 0, B’ = 0 giữ nguyên tín hiệu ra trong trạng thái trước đó (n = 1) A’ = 0, B = 1 thay đổi pha 900

A’ = 1, B = 0 thay đổi pha 1800 A’ = 1, B = 1 thay đổi pha 2700 (-900) Bảng 1: Quy tắc mã vi sai. A’ B’ 0 0 0 1 1 0 1 1 download by : skknchat@gmail.com

Bảng 1 là quy tắc mã vi sai, n ký hiệu cho các bit hiện tại.

Ứng dụng quy tắc này phía thu sẽ không cần biết trạng thái pha tuyệt đối của tín hiệu thu, vì sự thay đổi pha không phụ thuộc vào sự lựa chọn pha của tín hiệu chuẩn.

Hình dưới mô tả sự thực hiện chuyển mã và tái tạo mã. Bộ nối tiếp song song (S/P) tạo các dãy tín hiệu A’ và B’ với tốc độ 1024 kbit/s có ở bộ ghép kênh (MUX) như hình dưới. Ta thấy dãy tín hiệu PA từ hai bit liền nhau ghi giá trị đầu tiên vào dãy B’ giá trị thứ hai vào dãy A’ tiếp tục như vậy đối với các đôi bit tiếp theo. Bộ mã hóa vi sai (DK) sẽ mã hóa dãy A’ và B’ thành dãy tín hiệu A và B. Các tín hiệu này đi đến bộ QAM tạo nên sự thay đổi pha như ở trên.

Hình 2.11: Sơ đồ khối mã và giải mã vi sai

Ở phía thu phải thực hiện sự biến đổi ngược lại với phía phát sao cho nhận lại dãy tín hiệu nhị phân PV giống như tín hiệu PA (Hình 2.11). Bộ DD: Giải mã vi phân, mã hóa các tín hiệu thu VA và thành VA’ và VB’.

Đây là quá trình ngược lại. Từ các tín hiệu VA’ và VB’ có tốc độ 1024 Kbit/s tạo nên dãy tín hiệu 2048 Kbit/s.

Hình dưới trình bày các dạng tín hiệu mã hóa và giải mã.

Trong phần vô tuyến, sự mã hóa này đảm bảo sự không có lỗi: Dãy tín hiệu PV thu hoàn toàn giống dãy tín hiệu PA của phía phát mặc dù các tín hiệu mã hóa trung gian có thể khác nhau.

31

Hình 2.12: Dạng sóng mã hóa và giải mã vi sai

Từ các hình trên, ta thấy dãy tín hiệu vào PA có thể thành hai dãy A’ và B’. Ta có thể phân thành 2 kiểu dãy A’ và B’ bằng hai cách phụ thuộc vào lúc ta bắt đầu chia đôi bit nào. Kết quả của mã hóa vi sai không phải là duy nhất. Tại cùng một dãy tín hiệu A’ và B’ bằng hai cách phụ thuộc vào trạng thái ban đầu của mã

32

hóa vi sai. Như vậy đối với dãy tín hiệu PA có 8 kiểu dãy tín hiệu A và B, tất nhiên là chúng đều mang tin tức như nhau. Hình 2.12 là một trong những trường hợp cụ thể.

Do sự bất ổn định pha n.900 của tín hiệu phía thu, các tín hiệu VA, VB phía thu thường không giống với dãy tín hiệu A và B phía phát. Cùng một tín hiệu phát có thể tạo 4 kiểu dãy tín hiệu VA, VB. Sau khi đã giải mã vi sai, các kiểu đã giảm đi: Với một dãy tín hiệu song song thì tín hiệu PV mới hoàn toàn giống tín hiệu PA.

2.2 Thiết kế DPLL

Trong các hệ thống thông tin vô tuyến do máy thu và máy phát được dùng ở những vị trí độc lập nhau, kết hợp với sự không đồng nhất của kênh vô tuyến là những yếu tố trên gây nên độ lệch tần số và độ lệch pha giữa tần số dao động nội và tần số sóng mang, do vậy máy thu phải bắt và bám theo tín hiệu sóng mang đầu vào, giải pháp thường dùng là mạch vòng khóa pha DPLL minh họa trên hình 2.13.

Hình 2.13: Sơ đồ khôi phục sóng mang COSTAS cho QPSK

Ban đầu VCO tạo ra một tín hiệu có tần số gần với tần số sóng mang fc và



pha ban đầu nào đó. Các bộ nhân trong các kênh I và Q tạo ra thành phần 2fc và thành phần một chiều. Các bộ lọc thông thấp làm suy giảm thành phần có tần số 2fc

33

và khi đó các đầu ra của chúng tỷ lệ với các thành phần ItcosQtsin hoặc

 Itcos Qtsin, sau đó tín hiệu được đưa vào các bộ giới hạn. Các bộ giới hạn lưỡng cực được sử dụng để điều khiển biên độ của tín hiệu 2 kênh với mục đích giữ vững cân bằng cho 2 nhánh đồng pha và vuông pha. VCO sẽ lấy sai lệch về pha để bám theo pha tín hiệu vào.

Trên hình 2.14, tín hiệu trung tần QPSK thu được đưa vào khối DDC để chuyển dịch tín hiệu trung tần IF về tín hiệu băng tần cơ sở (trộn tần xuống với hai sóng mang vuông pha Cosin_if và Sin_if), đầu ra khối này là tín hiệu I&Q (DDC_I và DDC_Q). Hai tín hiệu IQ này được đưa vào khối khôi phục sóng mang Costas, các symbol thu được đưa qua khối DPLL để khôi phục định thời (clk_bit), dữ liệu sau đó được giải mã visai và biến đổi song song thành nối tiếp để thu được dữ liệu gốc.

Hình 2.14: Sơ đồ khối giải điều chế QPSK

Các thiết kế mô đun xử lý chính cho DPLL trong giải điều chế QPSK.