2.2.3.1. Giới thiệu sự truyền dẫn đa âm rời rạc (DMT)
Điều chế đa âm rời rạc DMT hiện nay là tiêu chuẩn kỹ thuật chính thức trong công nghệ ADSL ,VDSL . Điều chế DMT đôi khi còn được gọi là OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing ). DMT xây dựng trên cơ sở ý tưởng QAM. Có thể hình dung rằng ta có nhiều bộ mã hoá QAM với các tập hợp vector điều chế constellation tương ứng - (Với ADSL, khả năng lớn nhất có 256 bộ QAM cho dòng xuống và 97 bộ QAM cho dòng lên ). Mỗi bộ mã hoá thu nhận một nhóm bít để thực hiện mã hoá với tập constellation của mình theo chỉ định. Tất cả các tần số sine và cosine ngõ ra của các bộ QAM phần tử được tổng hợp với nhau và gởi lên kênh truyền. Dạng sóng này là một symbol đơn giản được trình bày như hình
Kênh Bộ trộn
SCRAMBLER
Bộ mã hoá sửa lỗihướng tới
Bộ xen tín hiệu Interleaver Bộ điều chế tín hiệuModulation Bộ sửa dạng sóng Bộ trộn SCRAMBLER Bộ giải mã hoá sửa lỗihướng tới Bộ xen tín hiệu Interleaver Bộ giải điều chế tín hiệu Modulation Bộ sửa dạng sóng Bit vào Bit ra Đầu phát Transmitter
Đầu thu Receiver
Formatted: Font color: Auto
Formatted: Font: 5 pt
Formatted: Font: 3 pt
Formatted: Font: 5 pt
Formatted: Font color: Auto
Formatted: Quote,Hình vẽ, Left, Level 5, Indent: Left: 0 cm, First line: 0 cm, Line spacing: single
Formatted: (none)
Formatted: Indent: Left: 0 cm, First line: 0,95 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt
2.83.5 . Chú ý rằng ở các bộ mã hoá có tập điểm vector điều chế constelation có số mức điều chế khác nhau. ( theo hình 3.5 là 16 , 4 , ... , 4 ). Ở bộ thu có thể tách riêng các sóng ở các tần số của khác nhau, mỗi phần tử sóng ( gồm sine và cosine ) được giải mã độc lập bằng phương pháp giải điều chế QAM như đã trình bày ở phần trước, kết quả cho ra các bit tương ứng điểm giải điều chế trong tập điểm vertor giải điều chế constellation của nó .
Hình 2.10 : Khái quát điều chế DMT
Vì phân chia băng thông kênh truyền dẫn thành nhiều kênh con hẹp mỗi băng thông Δf, do đó có đặc điểm gần như thống nhất. Lợi thế rõ ràng của việc này là để giảm thiểu sự biến dạng truyền dẫn hiệu lực trong vòng mỗi kênh con (subchannel). Công nghệ DMT (hay MCM multi-carier modulation) trong modem vay mượn khái niệm từ ghép kênh phân chia tần số trực giao (OFDM) được phát triển cho các đài phát thanh di động trong những năm 1960. Chú ý rằng ý tưởng của việc dùng các tần số khác nhau để truyền tin tức không nhất thiết phải là là DMT. Truyền hình và phát thanh đã ứng dụng như một kỹ thuật ( kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số ) . Sự khác nhau ở đây là : DMT là một bộ thu dò tất cả các kênh một lần, trong khi những cái khác chỉ dò một kênh. Một vài tên gọi kênh tần số của DMT là “
Formatted: Font color: Auto
Formatted: Level 5
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt frequency bins “ hay “ bins “ , “ tones” , DM tones , hay kênh phụ - Subchanel. Cụ
thể, việc thực hiện FFT đã được đề xuất vào đầu những năm 1970 bởi vì khi tính chất tuần hoàn của truyền ký tự x(k) có thể giả định, sau đó nó có thể được tính toán từ các thông tin mang đầu vào hệ số X (n) thông qua các mối quan hệ x(k) = IFFT {X (n)}. Trong hệ thống DMT, N là kênh phụ lớn nhất truyền một tín hiệu . Tín hiệu này có có tần số Nf .Vì theo lý thuyết Nyquist đã tuyên bố, tốc độ lấy mẫu trong một hệ thống phải bằng hoặc lớn hơn 2 lần tần số của hệ thống, cho nên tốc
độ 2Nf được chọn. Nếu thực hiện biến đổi rời rạc Fourier DFT - Discrete Fourier
Transform của Sk dùng 2N điểm trong sự biến đổi , kết quả như trình bày ở phương
trình 3-9 : Sm= N km j N k n n e N nk Y N nk X 2 2 2 0 )) sin( ) cos( ( N(Xn-jYn) cho m=n = N(Xn+jYn) cho m=2N-n 0 cách khác
Vì DFT phân tích một tín hiệu thành các thành phần miền tần số của nó , kết quả phương trình 3-9 là hiển nhiên. Để đơn giản, qua 2N điểm được biến đổi , năng lượng tín hiệu tập trung ở một tần số. Có 2 giá trị khác không ở 2 điểm trong miền tần số bởi vì, trong phân tích Fourier, phổ tần có 2 phía. Tất cả các giá trị thực
trong miền tần số tập trung ở Sk, 2N các điểm sẽ phô bày ghép đôi đối xứng ở
khoảng trung tâm điểm; có miền tần số dương và miền tần số âm trong biến đổi Fourier. Các giá trị 0 trong phương trình 3-9 là tại các tần số mà không có năng lượng. Thực chất, phương trình 3-9 trình bày sự trực giao của sine và cosine ở các tần số khác nhau, cũng giống như một sóng sine và cosine ở cùng tần số .
Kết quả của phương trình 3-9 đề xuất một phương án thủ tục khác cho một symbol DMT. Thay vì địa chỉ hoá đầu ra tập điều chế constellation bằng một biên độ sine và cosine , thì ngõ ra có thể được địa chỉ bằng một vector số phức. Giá trị X - hay cosine, là trục thực của số phức, và giá trị Y - hay sine là trục ảo số phức . Ngõ ra của tất cả các tập constellation của các bộ điều chế của các kênh phụ được sắp xếp theo vector , mỗi vector điểm đại diện một kênh phụ DMT. Nếu có N kênh phụ trong hệ thống DMT , thì vector phức sẽ có N ngõ vào. Một hậu tố bao gồm các
Field Code Changed
Formatted: Indent: Left: 0 cm, First line: 1 cm, Tab stops: 0,95 cm, Left
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt số liên hợp phức của các vector đầu vào được cộng vào vector này xem như một
vector mới và sau đó tiến hành thủ tục xác định dãy giá trị thực trong miền thời gian
tương ứng bộ điều chế DMT nguyên gốc như hình 3-52.10. Hình 3-62.11 trình bày
phương pháp hình thành điều chế DMT mới này .
Hình 3-62.10 chỉ ra một phương pháp điều chế DMT. Chú ý rằng các bộ
phận có sự đảo ngược chức năng giữa bộ điều chế và giải điều chế ngoại trừ một DFT được dùng thay cho một IDFT. Việc tiếp cận này sẽ tạo độ nhạy vì DFT đi từ miền thời gian tới miền tần số. Vì các giá trị miền thời gian là thực, ngõ ra của khối DFT có phức hợp đối xứng. Chỉ một nửa của ngõ ra cần thiết đưa đến tập constellation giải điều chế . Việc thực hiện thường dùng Biến Đổi Nhanh Fourier FFT – Fast Fourier Transform để giải điều chế và Biến Đổi Nhanh Fourier ngược IFFT – Inverse Fast Fourier Transform để thực hiện điều chế . Các giải thuật biến đổi này thực hiện DFT và IDFT với hạn chế việc tính toán phức tạp .
Hình 2.11 : Điều chế DMT dùng IDFT .
DMT cho phép một hệ thống liên lạc mềm dẻo và tối ưu kênh dùng . Tỉ như , trong sự xem xét lý thuyết về khả năng DSL trong môi trường xuyên âm . Tỉ số
SNR của kênh truyền như hình 3-72.12 .
Chỉ số SNR liên quan đến từng mẩu kênh nhỏ ( còn gọi là bin hoặc carrier hoặc subcarrier hoặc chanel ), các kênh phụ ở những nơi có tỉ số SNR cao có thể dùng các tập điều chế constellation có mật độ đậm đặc hơn , có thể truyền nhiều bit
Formatted: Indent: Left: 0 cm, First line: 0 cm
Formatted: Default Paragraph Font
Formatted: Quote,Hình vẽ, Left, Level 5, Indent: Left: 0 cm, First line: 0 cm, Line spacing: single
Formatted: Font color: Auto
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt hơn . Việc xử lý bao hàm việc gia tăng số điểm dùng trong tập constellation của các
kênh phụ tốt .
Hình 2.12 : Tỉ số SNR của kênh truyền .
Bảng 3.8 Upstream Downstream No. subcarriers, NSC 32 128
No. IFFT=2* NSC 64 256 No. CP samples = NSC/8 4 16
DMT cũng là phương pháp đơn giản cho phép gia tăng hay suy giảm công
suất tín hiệu ở đầu ra của bộ phát trong các vùng tần số đã chọn. Việc xử lý bao hàm xác định giá trị phức của vector kênh phụ , nơi mong muốn điều chỉnh công suất trước khi thực hiện IFFT . Sự điều chỉnh có thể nâng công suất trong các vùng hay bị mất tín hiệu, hoặc giảm công suất trong vùng bị giao thoa với các hệ thống khác phải được tránh . Chú ý rằng nâng hay giảm công suất cũng có thể được thực hiện trong một hệ.
Trong thiết kế điều chế/giải điều chế DMT, công suất kênh tổng thể được tối đa hóa bằng cách sử dụng một tốc độ bit khác nhau và phân bổ tải năng suất cho các kênh con. các kênh con tốt với suy giảm và biến dạng ít hơn, ví dụ như tại trung tâm của kênh, có thể được phân bổ với tốc độ bit cao hơn so với các kênh con phân tán gần các rìa của kênh. Điều này được gọi là 'kỹ thuật nước đổ" trong lĩnh vực tần số. Băng thông kênh sử dụng trong ADSL là 1.104MHz thông qua
N/2 = 256 kênh con của mỗi 4.3125kHz. Do đó, tần số lấy mẫu là fs 2.208MHz và
Formatted: Font color: Auto
Formatted: Level 5 Formatted: Centered Formatted Table Formatted: Centered Formatted: Centered Formatted: Centered Formatted: Centered Formatted Table Formatted: Centered Formatted: Centered Formatted: Centered
Formatted: Font: 5 pt, Font color: Auto
Formatted: Centered
Formatted: Indent: Left: 0 cm, First line: 0,95 cm, Tab stops: 0,95 cm, Left + 1,27 cm, Left
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt kích thước IFFT là N = 512. Thông thường thì những kênh con từ 0 tới 5 được
tách ra khỏi kênh dữ liệu để dùng cho điện thoại và dịch vụ khác, và kênh con Nyquist (tại N) không được dùng.
Mã hóa / điều chế cho ra một khối B bit đến tới một trong L trạng thái (B =
log2L) trong chòm tín hiệu, mỗi chòm điều chế một sóng mang kênh con. Đó là vì
mỗi sóng mang con (subcarrier) ở tần số nΔf, chúng ta có một tập L các trạng thái khả năng cho thông tin mang hệ số phức X(n), L = 16 trong 16QAM và 8 trong 8QAM, vv. Đối với truyền dẫn, nó thuận tiện hơn để truyền tín hiệu thực, và chúng ta chứa N mẫu thử thực cho mỗi ký tự truyền x(k) bằng cách phản xạ và kết hợp phức của N/2 giá trị của X(n) để tạo ra một N-điểm đầu vào của IFFT. Sự hấp dẫn của việc thực hiện IFFT đó là, do mối quan hệ điều hòa (trực giao) giữa các sóng mang con, nên không có nhiễu xuyên kênh (ICI). Băng thông của mỗi kênh con (subchannel) là băng thông hình chữ nhật của DFT Δf, và mỗi đáp ứng kênh con có
một hàm sinc (K), do đó không có nhiễu xuyên ký tự (ISI).
Thật không may, sau khi truyền qua một kênh phân tán thời gian và cũng do thực hiện độ dài hữu hạn trong DFT / IDFT, trực giao là bị phá hủy và ISI và ICI một lần nữa xảy ra. Đó là các mẫu đuôi (tail) lan sang nhiễu vào ký tự tiếp theo sản sinh ISI. Thực tế này cho tăng lên ý tưởng về một tiền tố CP của chiều dài mẫu để ít nhất bao phủ hay bảo vệ chống lại tác động ISI của mẫu đuôi của đáp ứng ký tự trước, và làm cho x(k) xuất hiện định kỳ để đầu ra trạng thái ổn định của nó định kỳ, cho phép thực hiện FFT do đó tránh ICI.
Rõ ràng là chiều dài các CP phải bao phủ ít nhất chiều dài L của kênh, nghĩa là v>= (L-1). Thông lượng kênh giảm tỷ lệ N/ (N + v) do việc sử dụng các CP. Để duy trì hiệu quả cao băng thông kênh, thật là cần thiết để giữ CP càng ngắn càng tốt. ISI sau đó được giảm thiểu bằng cách kết hợp bộ cân bằng miền thời gian FIR(TEQ) trong bộ nhận trước khi FFT để rút ngắn hiệu quả chiều dài của kênh.
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt
2.2.3.2. Nhiễu ISI/ ICI và cân bằng tín hiệu
2.2.3.2.1. Nhiễu ISI/ ICI :
ISI (intersymbol interference) là hiện tượng nhiễu liên kí tự. ISI xảy ra do hiệu ứng trải trễ đa đường, trong đó một tín hiệu tới sau sẽ gây ảnh hưởng lên kí hiệu trước đó. Trong môi trường đa đường, ký tự phát đến đầu vào máy thu với các khoảng cách khác nhau thông qua nhiều đường khác nhau. Sự mở rộng của chu kỳ ký tự gây ra sự chồng lấn giữa ký tự hiện thời với ký tự trước đó và kết quả là có nhiễu liên ký tự. Để giảm được nhiễu ISI thì ta cần chèn tiền tố chu kỳ CP vào mỗi ký tự.
ICI (Inter channel interference) hiện tượng nhiễu liên kênh .Trong hệ thống đa sóng mang , phổ của các sóng mang chồng lấn nhưng vẫn trực giao với sóng mang khác. Do các thành phần đa đường gây dịch tần số trên mỗi sóng mang, kết quả là mất tính trực giao giữa chúng làm xuất hiện ICI. ICI cũng xuất hiện khi một ký tự truyền bị nhiễu ISI. Để giảm ICI, người ta mở rộng chu kì mẫu tín hiệu, sử dụng các dạng tín hiệu (pulse shape) có phổ phù hợp (bị ảnh hưởng bởi kênh truyền ít hơn...)
2.2.3.2.2 Cân bằng tín hiệu
Hầu hết các hệ thống thông tin liên lạc hiện đại hoạt động gần giới hạn lý thuyết thì đều ứng dụng cân bằng trong bộ phát, bộ thu, hay cả hai để đạt tối ưu hay gần tối ưu truyền dẫn. Thường sự cân bằng được thực hiện bằng số các bộ lọc điều hợp số. Sự tiếp cận này cung cấp một phương pháp uyển chuyển để điều tiết phù hợp các loại kênh khác nhau và các môi trường nhiễu khác nhau. Trong hầu hết các DSL (modem băng tần thoại), các bộ lọc đáp ứng hội tụ tối ưu các cài đặt khởi tạo suốt quá trình chạy thử nghiệm và được cập nhật suốt quá trình hoạt động của hệ thống. Quá trình cài đặt chạy thử nghiệm có thể không cần định trước về thời gian. Lưu ý : Việc cập nhật, bổ sung rất cần thiết khi có nhiều kênh và các điều kiện nhiễu thay đổi trong quá trình hoạt động. Ví dụ như sự thay đổi của tính chất đôi dây do nhiệt độ thay đổi khác nhau giữa ngày và đêm .
Bất kỳ lúc nào, đáp ứng tần số của kênh thường không bằng phẳng đều trong dải tần số phát, sự chồng lấp giữa các symbol ISI ( Intersymbol Interferenca )
Formatted: Font: Not Bold
Formatted: Indent: Left: 0 cm, First line: 0,95 cm
Formatted: Font: Not Italic
Formatted: Indent: Left: 0 cm, First line: 0,95 cm, Tab stops: 0,95 cm, Left + 1,27 cm, Left
Formatted: Font: Not Bold, Not Italic
Formatted: Font: Not Italic
Formatted: Font: Not Italic
Formatted: Font: Not Bold, Not Italic
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt, Position: Vertical: 0,01 cm, Relative to: Paragraph, Height: Exactly 0,53 cm
Formatted: Space Before: 0 pt, After: 0 pt có thể xảy ra . Một kênh với một đáp ứng tần số không bằng phẳng đôi khi được
gọi là Kênh không phẳng (nonflat chanel), kênh phân tán( dispervive chanel ), hay đơn giản là kênh ISI. Lưu ý : Một kênh bằng phẳng sẽ có một đáp ứng xung đúng xung . Kênh này gọi là “ kênh không có ký ức “ ( Memoryless chanel) . Hình
3.92.14 trình bày đáp ứng xung của một kênh bị ISI
Hình 2.14 Đáp ứng xung của một kênh bị ISI .
Hình 2.15: Mô tả ngõ ra của một kênh bị ISI khi kích bởi một xung ở đầu vào .
Lưu ý xung bị trải bè ra ngoài, méo ở đầu ra của kênh. Phần bị bè ra sẽ bị chồng lấp , giao thoa với xung kế tiếp đã truyền. Cũng vậy, xung truyền trước sẽ giao thoa với cái khác. Thực tế kênh có thể làm méo xung rất lớn, có thể bè ra chồng lấp không chỉ một xung bên cạnh mà có thể nhiều xung trong một symbol. Vấn đề chính là sự khác nhau của sự cân bằng tín hiệu, làm sao thực hiện xoá bỏ một vài hay tất cả các