Đang tải... (xem toàn văn)
Bài viết này đề xuất một phương pháp ổn định điện áp AC ngõ ra đồng thời giảm độ gợn dòng điện của cuộn kháng tăng áp trong nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch (QSBI). Phương pháp đề xuất dựa trên điều chế độ rộng xung sóng mang với hai sóng tam giác lệch pha nhau 90o .
Tạp chí Phát triển Khoa học Cơng nghệ – Kĩ thuật Công nghệ, 4(2):999-1008 Bài nghiên cứu Open Access Full Text Article Giải thuật ổn định điện áp giảm độ gợn dòng điện vào nghịch lưu nguồn kháng tựa khóa Lê Xuân Vịnh1,* , Nguyễn Đức Minh2 , Trương Việt Anh3 , Quách Thanh Hải3 TÓM TẮT Use your smartphone to scan this QR code and download this article Trong năm gần đây, nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch sử dụng rộng rãi hệ thống điện Bài báo đề xuất phương pháp ổn định điện áp AC ngõ đồng thời giảm độ gợn dòng điện cuộn kháng tăng áp nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch (QSBI) Phương pháp đề xuất dựa điều chế độ rộng xung sóng mang với hai sóng tam giác lệch pha 90o Kỹ thuật đề xuất sử dụng hàm offset để mở rộng số điều chế giải thuật ổn định điện áp ngõ dựa việc điều chỉnh hệ số tăng áp Việc mở rộng số điều chế giúp giảm điện áp stress khóa chuyển mạch trung bình đến 16,5% điều kiện mô Hệ số tăng áp dựa thời gian ngắn mạch phía DC/DC phía nghịch lưu có các vector zero Điều giúp giảm tỉ số ngắn mạch cho phần tăng áp DC/DC có xung ngắn mạch chèn vào vị trí vector zero, mạch nghịch lưu đảm nhiệm hai trình tăng áp nghịch lưu Sự kết hợp làm giảm độ gợn dòng cuộn kháng tăng áp Đồng thời việc giảm tỉ số ngắn mạch phía tăng áp DC/DC giúp giảm cơng suất khóa chuyển mạch phía mạch tăng áp từ giảm giá thành sản xuất sản phẩm Các phân tích làm rõ kỹ thuật đề xuất Các mô thực nghiệm thực nhằm đánh giá kỹ thuật đề xuất Từ khoá: Tăng áp DC/DC, điều chế độ rộng xung, nghịch lưu, tỉ số ngắn mạch, QSBI GIỚI THIỆU Trường Đại học Công nghệ Đồng Nai, Việt Nam Viện Khoa học lượng- Viện Hàn lâm Khoa học Công nghệ Việt Nam Trường Đại Học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM, Việt Nam Liên hệ Lê Xuân Vịnh, Trường Đại học Công nghệ Đồng Nai, Việt Nam Email: lexuanvinh@dntu.edu.vn Lịch sử • Ngày nhận: 04-02-2021 • Ngày chấp nhận: 13-5-2021 • Ngày đăng: 03-6-2021 DOI : 10.32508/stdjet.v4i2.808 Bản quyền © ĐHQG Tp.HCM Đây báo công bố mở phát hành theo điều khoản the Creative Commons Attribution 4.0 International license Nghịch lưu tăng áp ứng dụng nhiều hệ thống điện như: Nguồn lượng từ turbin gió, nguồn Pin mặt trời (PV), UPS, xe điện Bộ nghịch lưu tăng áp trực tiếp chặng có hai cấu hình phổ biến cấu hình nghịch lưu nguồn Z (ZSI) Hình nghịch lưu tựa khóa chuyển mạch QSBI 3–5 Hình Hai cấu hình có ưu điểm tận dụng khả ngắn mạch khóa mạch nghịch lưu, để hỗ trợ trình tăng áp thay điều cấm kỵ cấu hình nghịch lưu áp (VSI) truyền thống Cả cấu hình ZSI QSBI chống tượng trùng dẫn khóa Nhưng cấu hình ZSI tồn vài nhược điểm dịng điện ngõ vào bị gián đoạn, điện áp hai tụ cao, khóa phải đóng ngắt nhiều lần hơn, kích thước hai cuộn cảm với hai tụ làm cho thiết kế phần cứng tương đối lớn, mặt khác linh kiện sử dụng cho khóa cơng suất phải chịu điện áp cao, dòng điện lớn Cấu hình QSBI có số ưu điểm trội giảm tần số chuyển mạch sử dụng khóa đóng ngắt S hoạt động chế độ tăng áp kết hợp với sáu khóa cơng suất khối nghịch lưu làm việc chế độ tăng áp, chống lại ngắn mạch việc thêm diode D2 Nhưng có nhược điểm điện áp VPN cấp cho khóa chuyển mạch khối nghịch lưu lớn, độ gợn dòng cuộn cảm tương đối cao Tuy nhiên việc có thêm khóa S cho nhiều giải pháp điều khiển hơn, báo đề cập đến kỹ thuật điều chế độ rộng xung kết hợp với thuật toán sử dụng hàm offset nhằm mở rộng giới hạn số điều chế, ổn định điện áp ngõ ra, giảm độ gợn dòng điện qua điện kháng tăng áp cấu hình QSBI Nội dung báo gồm phần cấu hình nghịch lưu QSBI phần 3, kỹ thuật điều khiển QSBI với sóng mang hàm offset medimum phân tích để đề xuất giải thuật điều khiển giảm độ gợn dòng điện cuộn kháng, giảm điện áp DC link phần Phần trình bày kết mô phỏng, thực nghiệm phần khái quát kết luận, bàn luận thêm PHƯƠNG PHÁP NGHIÊN CỨU Phương pháp nghiên cứu báo sử dụng phương pháp tham khảo tài liệu, phân tích để đề xuất giả thuyết, vấn đề Tiếp theo áp dụng phương pháp tốn học thực giải tích mạch điện, phân tích, tính tốn để tiếp cận đề xuất giải pháp cụ thể Các giải pháp thực mô thực nghiệm để làm rõ vấn đề giải đưa kết luận Trích dẫn báo này: Vịnh L X, Minh N D, Anh T V, Hải Q T Giải thuật ổn định điện áp giảm độ gợn dịng điện vào nghịch lưu nguồn kháng tựa khóa Sci Tech Dev J - Eng Tech.; 4(2):999-1008 999 Tạp chí Phát triển Khoa học Cơng nghệ – Kĩ thuật Cơng nghệ, 4(2):999-1008 Hình 1: Cấu hình ZSI Hình 2: Bộ nghịch lưu QSBI ba pha TIẾP CẬN VẤN ĐỀ Phân tích 3P2L QSBI Cấu trúc nghịch lưu 3P2LqSBI gồm mạch tăng áp phối hợp với mạch nghịch lưu VSI Hình Các thành phần gồm nguồn VS , cuộn kháng L, tụ điện C, diode D1 , D2 , khóa IGBT phía nghịch lưu (ký hiệu SxP, SxN với x a, b, c) khóa S mạch DC/DC tăng áp Điện áp pha tải ngõ ua , ub −−→ uc Gọi Vre f = (ua , ub , uc ) vector điện áp mong muốn hệ trục tọa độ dq, với góc α vector −−→ điện áp Vre f biểu diễn qua vector trạng thái 1000 Hình tính theo cơng thức 6,7 −−→ → − → − → − → − Vre f = T0 V + T1 V + T2 V + T7 V (1) Các vector trạng thái mô tả Bảng Trong → − → − V0 V7 nằm tâm hình lục giác vector không gian gọi vector không Ở trang thái → − → − vector V0 V7 ngõ a, b, c nối N 8,9 P Do đó, điện áp VPN lúc khơng ảnh hưởng đến tải thời điểm thực ngắn mạch P-N để tích trữ lượng cuộn dây L mạch 3P2LqSBI có ba trạng thái chuyển mạch “Ngắn mạch phía tăng áp (S), “Khơng ngắn mạch (NST)”, ngắn mạch phía nghịch lưu (ST)” Tạp chí Phát triển Khoa học Công nghệ – Kĩ thuật Công nghệ, 4(2):999-1008 b Trạng thái khơng ngắn mạch (NST) Hình 4(b) lúc khóa S mở, diode đóng lượng từ nguồn VS cuộn dây nạp cho tụ điện C đồng thời cấp nguồn cho mạch VSI thực chế độ nghịch lưu Điện áp pha tải tính (3) Và VC = VS +VL = VPN (4) S=0 SxN = − SxP c Trạng thái ngắn mạch phía nghịch lưu (ST) Hình 4(c) tương ứng với thời điểm vector trạng → − → − thái V0 V7 lúc sáu khóa mạch VSI nối tắt P N nên đóng vai trị khóa S nạp lượng từ nguồn cho cuộn cảm diL = VS VL = L dt (5) SxN = SxP =1 S=0 Hình 3: Vector không gian Bảng 1: Bảng trạng thái vector không gian Vector ⇀ V1 ⇀ V2 ⇀ V3 ⇀ V4 ⇀ V5 ⇀ V6 ⇀ V7 ⇀ V0 Trạng thái Khóa suất cơng Ghi 1.0.0 SaP , SbN , SbN 1.1.0 SaP , SbP , ScN 0.1.0 SaN , SbP , ScN 0.1.1 SaN , SbP , ScP 0.0.1 SaN , SbN , ScP 1.0.1 SaP , SbN , ScP 1.1.1 SaP , SaP , ScP Vector 0.0.0 SaN , SbN , ScN không Kết hợp (3), (4), (5) viết T.VS V = C T − tS − tST m.V = 2u C (6) x Trong T chu kỳ sóng mang, tS thời gian đóng khóa S tST thời gian ngắn mạch phía nghịch lưu Các trạng thái nạp, xả lượng điện cảm L trình bày Hình Đồ thị dịng điện Hình cho thấy kỹ thuật điều khiển thông thường với điện áp vdS vdST không dẫn đến dịng điện iL qua điện cảm có độ gợn lớn Do đề xuất kỹ thuật cải tiến THUẬT TỐN ĐỀ XUẤT Giải tích mạch 3P2L QSBI Ba trạng thái làm việc 3P2LqSBI mơ tả Hình a Trạng thái ngắn mạch phía tăng áp (S) Hình 4(a) khóa S đóng nạp lượng cho cuộn cảm L D2 dẫn nên VSI hoạt động chế độ nghịch lưu với diL = VS VL = L (2) dt S=1 Điện áp cấp cho khối nghịch lưu điện áp tụ VC Trạng thái sáu khóa chuyển mạch phía nghịch lưu nghịch lưu nguồn áp thông thường VC = VPN (3) SxN = − SxP m.V = 2u x PN Trong m số điều chế; ux giá trị đỉnh thành phần điện áp pha x Thuật tốn cải tiến khả ngắn mạch phía nghịch lưu với hàm offset Sử dụng sóng mang tam giác riêng cho nghịch lưu tăng áp, sóng mang dạng tam giác có biên độ đỉnh-đỉnh đơn vị, điện áp offset chu kỳ T nhau, sóng mang lệch pha 90o điện, tương ứng với chu kỳ T4 Sóng mang phía nghịch lưu gọi CrI sóng mang phía tăng áp CrB Đặt điện áp điều chế PWM điều khiển khóa S phía mạch tăng áp vds điều khiển ngắn mạch phía nghịch lưu vdst hàm điều khiển 1i f (vds > CrB) S = [ 1i f ((1 − vds ) < CrB) 0, otherwise (7) 1i f (vdst > CrI) ST = [ 1i f ((1 − vdst ) < CrI) 0, otherwise (8) 1001 Tạp chí Phát triển Khoa học Cơng nghệ – Kĩ thuật Cơng nghệ, 4(2):999-1008 Hình 4: Các trạng thái 3P2LqSBI Hình 5: Dạng sóng điều khiển, điện áp dòng điện 3P2LqSB Điện áp điều khiển phía nghịch lưu (vx ) xác định (9) Sử dụng hàm offset cho điện áp điều khiển phía nghịch lưu vo f f set = − 1002 m va = sin (ω t) + 2( )2 m 2π vb = sin ω t − + ( ) m 4π vc = sin ω t − + max (vx ) + (vx ) + 2 (10) Điện áp điều khiển pha sau cộng offset vxv tính (9) vav = va + vo f f set vbv = vb + vo f f set v = v +v cv c o f f set (11) Tạp chí Phát triển Khoa học Cơng nghệ – Kĩ thuật Công nghệ, 4(2):999-1008 Như để ngắn mạch phía nghịch lưu vị trí xuất → − → − vector V0 V7 vdst phải thỏa mãn vdst ≤ (vxv ) (12) Với hàm offset (10) (vx ) ≤ (vxv ), vds có khả tăng so với kỹ thuật thông thường Bên cạnh với giả thiết xung ngắn mạch phía nghịch lưu, phía nguồn kháng, dịng điện qua điện cảm L trình bày Hình Từ Hình thấy rằng, chu kỳ sóng mang có hai khoảng thời gian nạp lượng cho điện cảm qua khóa S, hai khoảng thời gian nạp qua khóa nghịch lưu Do tS = (t1 − t0 ) = 2vds T tST = (t3 − t2 ) = 2vdst T Do (6) viết lại VS V = C − 2vdS − 2VdST m.V = 2u C (13) (14) x Với khả mở rộng điều chỉnh điện áp vds để tS tST Thuật toán ổn định điện áp ngõ giảm độ gợn dòng điện cuộn kháng √ Gọi điện áp đỉnh mong muốn ure f = 2.urms , để độ gợn dòng điện cực tiểu thời gian nạp với khóa S đóng thời gian nạp với khóa phía nghịch lưu đóng phải Vì vdS = vdST = (vav , vbv , vcv ) (15) Do biểu đồ ngắn mạch dòng điện qua cuộn cảm L thay đổi Hình Vì VPN = VC = VS − 4.VdST Khi sử dụng hàm offset (10) √ (vav , vbv , vcv ) = − m (16) (17) Do VPN = VC = Hình 6: Ngun lý giảm độ gợn dòng điện qua cuộn kháng tăng áp 2ure f VS = − 4.vdST m (18) Thay (15), (17) vào (18) có 2ure f V ( S √ )= m 1− 2−m (19) Vì số điều chế thay đổi theo điện áp nguốn VS theo hàm điều khiển √ 2 ) m= ( √ (20) V 6− S urms Hình 7: Điện áp tụ sử dụng hàm offset khơng offset Trong urms giá trị hiệu dụng điện áp xoay chiều mong muốn Hình biểu diễn giá trị điện áp tụ sử dụng không sử dụng hàm offset (đường xanh xanh dương) thay đổi điện áp nguồn cung cấp (VS ) điện áp xoay chiều mong muốn (urms ) Trong chu kỳ thí nghiệm 10 phút, điện áp mong muốn urms tăng dần từ 50V đến 110V nguồn VS có giá trị 36V, 48V, 60V, 72V, 84V, 96V, 108V 120V Quan sát cho thấy giá trị hiệu dụng thành phần điện áp ngõ u(1)aN u(1)aNv bám theo giá trị mong muốn urms Nhưng không sử dụng hàm vo f f set điện áp VC lớn có hàm vo f f set Điều chứng minh hiệu việc cải tiến thêm điện áp vo f f set Sử dụng hàm vo f f set cải thiện giảm trung bình 16,5% điện áp đặt lên khóa tụ điện C so với không sử dụng hàm vo f f set Điều đồng nghĩa với việc tăng tỉ số điều chế m giảm tỉ số ngắn mạch Hình trình bày lưu đồ kỹ thuật đề xuất KẾT QUẢ MÔ PHỎNG - THỰC NGHIỆM VÀ THẢO LUẬN Thuật tốn mơ phần mềm PSIM với thông số linh kiện Bảng điện áp nguồn chiều cung cấp VS từ 36V đến 110V, điện áp mong muốn 110Vrms, 50 Hz, tần số sóng mang 5kHz 1003 Tạp chí Phát triển Khoa học Công nghệ – Kĩ thuật Cơng nghệ, 4(2):999-1008 Hình 8: Lưu đồ giải thuật đề xuất Bảng 2: Thông số linh kiện TT Linh kiện Thông số Ghi LS–CS 2,3 mH – 11 µ F Bộ lọc 10 RD–LD 363Ω - 1mH Tải pha L 4,21mH Điện kháng boost C 110 µ F Tụ boost D1 , D RHR15120 15A, 1200V IGBT FGA25N120 25A, 1200V Hình kết mơ tín hiệu điều chế có khơng hàm offset Vs 100V, điện áp mong muốn 110Vrms Kết cho thấy với điện áp mong muốn ngõ ra, phương pháp khơng dùng hàm offset có số điều chế m=0,596 m=0,708 có hàm offset, tỉ số ngắn mạch d=0,193 (vdS =0,193V) không hàm offset có offset d=0,202 (vdS =0,202V) Điều giúp làm rõ phân tích phần trước 1004 Trong Hình 10, mơ giải thuật với giá trị hiệu dụng điện áp mong muốn urms =110V, VS thay đổi từ 36V đến 100V (bằng cách sử dụng mạch chỉnh lưu có điện dung bé), cho kết điện áp tụ VCv sử dụng hàm vo f f set bé điện áp tụ VC không sử dụng hàm vo f f set Giá trị giảm điện áp tụ đạt trung bình 16,5% Hình 11 cho thấy THD áp pha tải kỹ thuật sử dụng hàm offset đề xuất nhỏ so với khơng sử dụng Tạp chí Phát triển Khoa học Công nghệ – Kĩ thuật Công nghệ, 4(2):999-1008 sóng hài gần khơng đổi Hình 12: Hiệu giảm độ gợn dịng điện Hình 9: Đồ thị tín hiệu điều chế, m vdST dùng không dùng offset Việc thực nghiệm áp dụng mơ hình tương tự điều kiện mơ để dễ so sánh Hình 10: Sự khác biệt có hàm vo f f set Hình 13: Mạch thực nghiệm Vi xử lý sử dụng loại TMS320F28335, máy sóng Gwinstek GDS 1072A-U GDS 1104B Các thiết bị Hình 13 với giá trị nguồn, trị số linh kiện mơ để kiểm chứng Hình 14 trình bày điện áp pha tải trước lọc Dạng sóng nhận tương tự kết mơ Hình 10 Hình 11: Biểu diễn giảm THD offset Hình 12 kết phân tích sóng hài điện áp pha tải sử dụng hàm offset đề xuất thực khơng giảm độ gợn dịng điện qua điện cảm (vdST = 37 vdS ) Hình 12(a) giảm độ gợn dịng qua cuộn cảm (vdST = vdS ) Hình 12(b) Các kết cho thấy độ gợn dòng điện tương ứng 1,35A (Hình 12(c)) 1,02A (Hình 12(d)) Nghĩa độ gợn dịng điện giảm phân tích Hình 14: Điện áp ngõ Điện áp sau lọc trình bày Hình 15 có giá trị đỉnh 155V tương ứng thành phần có giá trị 110Vrms lý thuyết mơ 1005 Tạp chí Phát triển Khoa học Công nghệ – Kĩ thuật Công nghệ, 4(2):999-1008 • Việc sử dụng hàm offset kỹ thuật đề xuất cho phép giảm điện áp đặt vào khối nghịch lưu kết mô thực nghiệm cho thấy giám trung bình đến 16,5% so với khơng dùng hàm offset • Bằng cách sử dụng thời gian ngắn mạch phía nghịch lưu phía tăng áp kỹ thuật đề xuất cho phép giảm độ gợn dịng cuộn cảm từ giảm độ gợn áp tụ Hình 15: Điện áp ngõ sử dụng lọc Thực nghiệm đo dòng điện qua cuộn kháng tăng áp trình bày Hình 16 Dạng sóng giá trị thực nghiệm cho thấy phù hợp với lý thuyết (Hình 6) mơ (Hình 12(d)) Việc đánh giá hiệu suất thực qua mô với tải không đổi, điện áp mong muốn 110Vrms nguồn chiều cung cấp thay đổi có kết bảng Từ bảng cho thấy kỹ thuật đề xuất có hiệu suất chuyển đổi chưa cao nghiên cứu giải pháp cải tiến khác Kỹ thuật phù hợp cho việc kỹ thuật nghịch lưu công suất nhỏ cho hệ thống Solar PV nguồn lương tái tạo khác XUNG ĐỘT LỢI ÍCH Nội dung báo đóng góp tập thể chúng tơi bao gồm Lê Xuân Vịnh, Nguyễn Đức Minh, Trương Việt Anh Quách Thanh Hải nghiên cứu thực khơng có xung đột lợi ích với cơng trình nghiên cứu cá nhân khác ĐĨNG GĨP CỦA CÁC TÁC GIẢ Lê Xuân Vịnh: Trực tiếp viết thực nội dung gồm mô thực nghiệm Nguyễn Đức Minh: Thu thập xử lý số liệu, hỗ trợ mô thực nghiệm Trương Việt Anh Quách Thanh Hải: Ý tưởng, sửa thảo kiểm tra kết mơ thí nghiệm TÀI LIỆU THAM KHẢO Hình 16: Dịng điện qua cuộn kháng tăng áp Bảng 3: Đánh giá hiệu suất kỹ thuật đề xuất Vs (V) 60 70 80 90 iL (A) 2,4 2,2 1,9 1,7 Ptai (W) 138 151 145 144 Hiệu suất (%) 95,6 98,3 95,7 94,1 KẾT LUẬN Các kết mô thực nghiệm cho thấy: • Kỹ thuật đề xuất cho phép điều chỉnh số điều chế ổn định điện áp pha tải nguồn chiều thay đổi 1006 Radwan H, Sayed MA, Takeshita T, Elbaset AA, Shabib G Boost Inverter Topology with High-Frequency Link Transformer for PVGrid-Tied Applications IEEJ Journal of Industry Applications;8(5):849–856 Available from: https://doi.org/10 1541/ieejjia.8.849 Peng FZ Z-source converter IEEE Transactions On Industry Applications 2003;39(2) Available from: https://doi.org/10 1109/TIA.2003.808920 Nguyen MK, Le TV, Park SJ, Lim YC A class of quasiswitched boost inverters IEEE Trans Ind Electron 2015;62(3):1526 –1536 Available from: https://doi.org/10.1109/TIE.2014 2341564 Khai NM, Choi YO Maximum Boost Control Method for Single-Phase Quasi-Switched-Boost and Quasi-Z-Source Inverters Energies 2017;10:553 Available from: https://doi.org/ 10.3390/en10040553 Khai NM, Choi YO Voltage Multiplier Cell-Base QuasiSwitched Boost Inverter with Low Input Curren Ripple Electronics 2019;8:227 Available from: https://doi.org/10.3390/ electronics8020227 Mohr M, Fuchs FW Comparison of Three Phase Current Source Inverters and Voltage Source Inverters Linked with DC to DC Boost Converters for Fuel Cell Generation Systems 2005;Available from: https://doi.org/10.1109/EPE.2005.219458 Holmes DG, Lipo TA Modern Pulse Width Modulation Techniques for Power Converter IEEE Press 2003;Available from: https://doi.org/10.1109/9780470546284 Quach TH, Do DT, Nguyen MK A PWM Scheme for Five-Level H-Bridge T-Type Inverter with Switching Loss Reduction Electronics 2019;8(6):702 Available from: https://doi.org/10.3390/ electronics8060702 Tạp chí Phát triển Khoa học Công nghệ – Kĩ thuật Công nghệ, 4(2):999-1008 Tài LV, et al Kỹ thuật vector khơng gian cải tiến cho nghịch lưu hình T ba bậc để giảm điện áp common mode Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật 2019;54 10 Kim H, Sul SK A Novel Filter Design for Output LC Filters of PWM Inverters Journal of Power Electronics 2011;11(1) Available from: https://doi.org/10.6113/JPE.2011.11.1.074 1007 Science & Technology Development Journal – Engineering and Technology, 4(2):999-1008 Research Article Open Access Full Text Article Algorithim to control output voltage and reduce the ripple of input current in quasi switched boost inverter Xuan-Vinh Le1,* , Duc-Minh Nguyen2 , Viet-Anh Truong3 , Thanh-Hai Quach3 ABSTRACT Use your smartphone to scan this QR code and download this article In recent years, the quasi -switched boost inverter uses widely in electrical systems This paper proposes a method to control the AC output voltage and reduce the current ripple of the booster inductor in the quasi-switched boost inverter (QSBI) The proposed technique base on carrier pulse width modulation with two triangles with phase shifts 90◦ This technique uses the offset function to expand the modulation index and the algorithm for output voltage stabilization based on the adjustment of the boost ratio The modulation index expansion will reduce the stress voltage on the switches by an average of 16.5% under the simulated conditions The boost factor base on the short circuit time on the DC / DC booster and the inverter on the zero vectors So, the duty ratio (of the boost DC / DC) can reduce by the short-circuit pulses that insert in the position of zero vectors, so the inverter is responsible for both boosting and inverting The combination helps to reduce the current ripple on the boost inductor Besides that, reducing the short-circuit ratio of DC / DC booster will also reduce the capacity of the booster switch and thereby reduce the production cost The analysis clarifies the proposed technique Simulations and experiments evaluate the proposed method Key words: DC / DC booster, pulse width modulation, inverter, duty ratio, QSBI Dong Nai Technology University, Vietnam Institute of Energy Science - Vietnam Academy of Science & Technology, Vietnam HCMC University of Technology and Education, Vietnam Correspondence Xuan-Vinh Le, Dong Nai Technology University, Vietnam Email: lexuanvinh@dntu.edu.vn History • Received: 04-02-2021 • Accepted: 13-5-2021 • Published: 03-6-2021 DOI : 10.32508/stdjet.v4i2.808 Copyright © VNU-HCM Press This is an openaccess article distributed under the terms of the Creative Commons Attribution 4.0 International license Cite this article : Le X, Nguyen D, Truong V, Quach T Algorithim to control output voltage and reduce the ripple of input current in quasi switched boost inverter Sci Tech Dev J – Engineering and Technology; 4(2):999-1008 1008 ... chỉnh điện áp vds để tS tST Thuật toán ổn định điện áp ngõ giảm độ gợn dòng điện cuộn kháng √ Gọi điện áp đỉnh mong muốn ure f = 2.urms , để độ gợn dòng điện cực tiểu thời gian nạp với khóa S... mạch phía nghịch lưu phía tăng áp kỹ thuật đề xuất cho phép giảm độ gợn dịng cuộn cảm từ giảm độ gợn áp tụ Hình 15: Điện áp ngõ sử dụng lọc Thực nghiệm đo dòng điện qua cuộn kháng tăng áp trình... điện áp pha tải sử dụng hàm offset đề xuất thực khơng giảm độ gợn dịng điện qua điện cảm (vdST = 37 vdS ) Hình 12(a) giảm độ gợn dòng qua cuộn cảm (vdST = vdS ) Hình 12(b) Các kết cho thấy độ gợn