Nghiên ứu đề xuất mô hình trải phổ đa sóng mang đa truy nhập ( ss mc ma) cho hệ thống vô tuyến băng thông rộng

Cỏc thụng số trong miền tần số .... Mối quan hệ giữa cỏc thụng số trong mi n th i gian và ề ờ miền tần số .... Giải phỏp nõng cao hiệu quả ử ụ s d ng phổ tần của hệ thống truyền dẫn OFDM

bộ giáo dục và đào tạo trờng đại học bách khoa hà nội

-

luận văn thạc sĩ khoa học

ngành : Kỹ THUậT ĐIệN Tử

nghiên cứu Đề XUấT MÔ HìNH TRảI PHổ -

-

luËn v¨n th¹c sÜ khoa häc

nghiªn cøu §Ò XUÊT M¤ H×NH TR¶I PHæ -

Sau thời gian 2 năm, tôi đã hoàn thành khóa học cao h c tọ ại trung tâm Đào tạo Sau đại học, Trư ng Đ i học Bách Khoa Hà Nội Tôi xin chân thành cảm ơn ờ ạcác thầy cô giáo Trung tâm Đào tạo Sau đạ ọi h c, Khoa Điệ ửn t viễn thông, Trường

Đạ ọi h c Bách Khoa Hà N i đã dìu dắộ t, ch bảo tôi trong những năm v a qua Đỉ ừ ặc biệt, tôi xin chân thành g i lử ờ ải c m ơn sâu sắc nhấ ết đ n th y giáo TS Đào Ngọc ầ

Chiến, người đã tận tình hướng d n tôi hoàn thành luận văn thạc sĩ nàyẫ Nhân dịp này, tôi cũng xin gửi lời cảm ơn đến gia đình, bạn bè, các b n cùng l p cao hạ ớ ọc điện tử đã nhi t tình ệ giúp đỡ tôi trong su t thờố i gian qua

Xin chân thành cảm ơn!

Hà nội, ngày tháng năm 2008

Học viên

Đoàn Thế Bình

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC CH VIỮ ẾT TẮT

DANH M C HÌNH VỤ Ẽ

DANH M C BỤ ẢNG BIỂU

M Ở ĐẦU

Chương 1 LÝ THUYẾ T V KÊNH VÔ TUYẾN 1 Ề

Khái niệm về kênh fading 1

Đặc trưng của kênh Fading 2

1.1.1 Hệ thống ngẫu nhiên phụ thuộc thời gian 2

1.1.1.1 Khái niệm đáp ứng xung của kênh truyền 2

1.1.1.2 Mô hình quá trình dừng theo nghĩa rộng tán xạ không tương quan (WSSUS) 3

1.1.2 Kênh AWGN 5

1.1.3 Truyền dẫn đa đường 6

1.1.4 Trải phổ Doppler và sự phụ thuộc thời gian 9

1.1.5 Sự phụ thuộc tần số và phụ thuộc thời gian của kênh 16

1.1.6 Kênh phụ thuộc thời gian và phụ thuộc tần số 18

1.1.7 Nhiễu xuyên “ký hiệu” (ISI) và nhiễu xuyên kênh (ICI) 20

Chương 2 ĐIỀ U CH PHÂN CHIA THEO T N SỐ Ế Ầ TR C GIAO OFDMỰ 22 2.1 Khái niệm truy n dề ẫn đa sóng mang 22

2.2 Truyền d n đa sóng mang bằng OFFDM 23 ẫ 2.2.1 Tính trực giao của OFDM 23

2.2.2 Mô hình hệ thống truyền dẫn OFDM 25

2.2.2.1 Mô tả toán học h th ng truyềệ ố n d n OFDM 25 ẫ 2.2.2.2 Sơ đồ ệ h ống truyền dẫn OFDM 27 th 2.3 Thông số đặc trưng và dung lượng h thống truy n dệ ề ẫn OFDM 32

2.3.1 Cấu trúc tín hiệu OFDM 32

2.3.1.2 Các thông số trong miền tần số 34

2.3.1.3 Mối quan hệ giữa các thông số trong mi n th i gian và ề ờ miền tần số 34

2.3.2 Dung lượng hệ ống truyềth n d n OFDM 35 ẫ 2.4 Ảnh hưởng c a kênh fading lên ch t lượủ ấ ng c a h th ng truyền ủ ệ ố dẫn OFDM, giải pháp khắc phụ 36 c 2.4.1 Nhiễu ISI 36

2.4.1.1 Nguyên nhân và hậu quả 37

2.4.1.2 Giải pháp khắc phục 37

2.4.1.3 Tính h u hiữ ệu của khoảng th i gian b o vờ ả ệ 38

2.4.2 Nhiễu ICI 39

2.4.2.1 Nguyên nhân và hậu quả 39

2.4.2.2 Giải pháp khắc phục 40

2.4.3 Cải thiện chất lượng của hệ thống truyền d n trên cơ s k t h p ẫ ở ế ợ mã hóa Gray 41

2.4.4 Giải pháp nâng cao hiệu quả ử ụ s d ng phổ tần của hệ thống truyền dẫn OFDM 44

2.4.4.1 Phương pháp dùng bộ ọ l c thông d i 44 ả 2.4.4.2 Phương pháp dùng khoảng b o vệ cos nâng 47 ả 2.5 Ưu điểm và nhược đi m c a c a k thu t OFDM 49 ể ủ ủ ỹ ậ Chương 3 ĐA TRUY NHẬP PHÂN CHIA THEO MÃ VÀ KỸ THU T Ậ TRẢI PHỔ 51

3.1 K ỹ thuật trải phổ 51

3.1.1 Đa truy nhập phân chia theo mã chu i trỗ ực tiếp (DS-CDMA) 53

3.1.1.1 Sơ đồ kh i phía phát của DS-CDMA 56 ố 3.1.1.2 Sơ đồ kh i phía thu c a DSố ủ -CDMA 56 3.1.2 Ưu điểm và như c đi m của DS-CDMA ợ ể 57 3.2 Trải ph đa sóng mang 58 ổ

3.2.2 Ưu điểm và như c đi m của trải phổ đa sóng mang 59 ợ ể

3.3 CDMA đa sóng mang 60

3.3.1 MC-CDMA 60

3.3.1.1 Cấu trúc tín hiệu 60

3.3.1.2 Tín hiệu đường xuống 61

3.3.1.3 Tín hiệu đường lên 63

3.3.1.4 Mã trải 63

3.3.1.5 T s ỷ ố công suấ ỉt đ nh trung bình (PAPR) 66

3.3.1.6 Các kỹthuật tách sóng 68

3.3.2 MC-DS-CDMA 77

3.3.2.1 Cấu trúc tín hiệu 77

3.3.2.2 Tín hiệu đường xuống 79

3.3.2.3 Tín hiệu đường lên 79

3.3.2.4 Mã trải 80

3.3.2.5 Các kỹ thuật tách sóng 80

Chương 4 MÔ HÌNH TRẢI PHỔ - ĐA SÓNG MANG - ĐA TRUY NHẬP (SS - MC - MA) CHO HỆ THỐNG VÔ TUYẾN BĂNG THÔNG RỘNG 82

4.1 Tổng quan về kênh vô tuyến băng siêu rộng 82

4.1.1 Khái niệm về UWB 82

4.1.2 Những ưu điểm c a UWB 84 ủ 4.1.3 Những thách thức đ i với UWB 86 ố 4.1.4 Ứng dụ 87 ng 4.2 Điều ch và tách sóng tín hiệu trong UWB 88 ế 4.2.1 Điều chế tín hi u UWB dựa trên đơn sóng mang 89 ệ 4.2.1.1 PPM nhảy thời gian (TH - PPM) 89

4.2.1.2 Một số ạ lo i đi u chế ề khác 91

4.2.1.3 Ước lư ng kênh 93 ợ 4.2.1.4 Tách sóng tín hiệu 97

4.2.2.1 OFDM cơ bản cho UWB 99

4.2.2.2 Ước lư ng kênh 100 ợ 4.2.2.3 Kh nhiử ễu 101

4.3 Mô hình kênh UWB 102

4.4 H ệ thống MB OFDM theo chuẩn MBOA 107 -

4.4.1 Cấu trúc phần phát MBOA 109

4.4.1.1 B ộ ộn dữ liệu 109 tr 4.4.1.2 B ộ mã hóa xoắn 110

4.4.1.3 B ộ ghép xen 112

4.4.1.4 Ánh xạ chòm sao sóng mang con (QPSK) 115

4.4.1.5 Điều chế OFDM 116

4.4.1.6 Trải miền thời gian 120

4.4.2 Mô phỏng hệ thống MB - OFDM theo chuẩn MBOA 120

4.4.2.1 Các tham số mô t h th ng 120 ả ệ ố 4.4.2.2 Kết quả thực hiện Nhận xét đánh giá 122

4.5 Nghiên cứu đ xuất mô hình trải phổ - đa sóng mang đa truy nhề - ập (SS - MC - MA) cho hệ thống vô tuyến băng thông rộng 123

4.5.1 Nguyên lý SS - SC - MA 124

4.5.2 Ưu điểm của SS – MC - MA 125

4.5.3 Cấu trúc của SS - SC - MA 126

KẾT LUẬ 129 N TÀI LIỆU THAM KHẢO 130

Bảng 1.1: T n sầ ố Doppler ng v i các t c đ ứ ớ ố ộkhác nhau 7

Bảng 2.1: M i quan hố ệ giữa các tham số OFDM 35

Bảng 2.2: Mã hóa Gray các bit nhị phân 42

Bảng 2.3: Tham số kho ng bảo vệ ả RC theo IEEE 802.11a 48

Bảng 3.1: Ưu điểm và nhược đi m c a MC CDMA và MCể ủ - -DS-CDMA 60

Bảng 3.2: Giới hạn PAPR của tín hiệu đư ng lên MC-ờ CDMA với Nc = L 67

Bảng 4.1: Các tham s chính 4 kênh cố ủa mô hình kênh IEEE 802.15.3a 106

Bảng 4.2: Các đặc tính c a MBOA 108 ủ Bảng 4.3: Các mã t n sầ ố thời gian 109

Bảng 4.4: Điều ch - H s chu n hóa KMOD ế ệ ố ẩ 116 Bảng 4.5: B ng mã hóa QPSKả 116

Bảng 4.6: Các tham số mô ph ng hệ thống MB OFDM theo chuỏ - ẩn

MBOA 121

Bảng 4.7: Các tham số ệ h thống SS-MC-MA 128

ACF Autocorrelation Function Hàm tự tương quan

mã

truyền

Commission, USA

Ủy ban truyền thông liên bang của Mỹ

truyền

Estimation

Ước lượng chuỗi giống nhất

phương

ầ

Saleh-Valenzuela

thời gian

Uncorrelation System

Hệ thống phi tương quan dừng theo nghĩa rộng

Hình 1.1: Sơ đồ kh i củố a h th ng truyền tin 1 ệ ốHình 1.2: Các tuyến truyền d n trong kênh vô tuyến 2 ẫHình 1.3: Hiệu ứng Doppler khi máy thu d ch chuyị ển 7 Hình 1.4: Sự ph thu c thờụ ộ i gian của biên đ fading cho tộ ần số Doppler t i ố

đa 50Hz 8 Hình 1.5: Phụ thu c thời gian của kênh 2 đường 11 ộHình 1.6: Phổ Doppler (a) Rời r c; (b) Liên tạ ục 13 Hình 1.7: Phổ Doppler Jakes theo phân bố công suất đẳng hư ng 13 ớHình 1.8: Phổ công su t trễấ : (a) Rời r c; (b) Liên tạ ục 17 Hình 2.1: Điều ch đa sóng mang với Nc = 4 kênh con 22 ếHình 2.2: Tín hiệu OFDM trong miền th i gian và mi n tờ ề ần số 24 Hình 2.3: Phổ tín hiệu OFDM băng t n cơ sở 5 sóng mang, hiệu quả phổ tần ầ

của OFDM so với FDM 25 Hình 2.4: Sơ đồ ệ h thống truy n d n OFDM cơ bản 28 ề ẫHình 2.5: Tín hiệu 16-QAM phát sử ụng mã hóa Gray, và tín hiệu 16-QAM d

truyền qua kênh AWGN, SNR = 18dB 29 Hình 2.6: T ng IFFT tầ ạo tín hiệu OFDM 29 Hình 2.7: Điều ch cao t n tín hiế ầ ệu OFDM băng tần cơ s ph c s d ng kỹ ở ứ ử ụ

thuật tương tự 30 Hình 2.8: Điều chế tín hiệu OFDM băng tần sơ sở phức sử dụng k thuật số 31 ỹHình 2.9: Tín hiệu OFDM dịch DC, W là băng tần tín hiệu, foff là t n số dịch ầ

t ừ DC, fc là tần số trung tầm (tần số sóng mang) 31 Hình 2.10: C u trúc tín hiấ ệu OFDM 32 Hình 2.11: Chèn khoảng thời gian bảo vệ cho m i ký hi u OFDM 37 ỗ ệHình 2.12: Hiệu quả ủ c a khoảng bảo vệ ch ng l i ISI 39 ố ạHình 2.13: Biểu đồ I-Q cho tín hiệu 16 QAM và 16- -PSK sử dụng mã hóa Gray 43 Hình 2.14: Biểu đ I-ồ Q cho tín hiệu 64 PSK và 128- -PSK 43 Hình 2.15: Biểu đ I-ồ Q cho tín hiệu 64 QAM và 1024- -QAM 43 Hình 2.16: Đặc tuyến biên độ và t n s b l c dùng c a s ầ ố ộ ọ ử ổKaiser 45

(b), không dùng bộ ọ l c 46 Hình 2.19: Phổ tín hiệu OFDM 20 sóng mang con dùng b lộ ọc thông dải với

hàm cửa sổ Kaiser 47 Hình 2.20: Cấu trúc khoảng bảo vệ RC 47 Hình 2.21: Đường bao ký hiệu OFDM với một kho ng b o v phẳng và một ả ả ệ

khoảng bảo vệ RC chống l n 48 ấHình 2.22: Nâng cao truyền đa đư ng trong OFDM 50 ờHình 3.1: Mậ ột đ phổ công suất sau khi trải chuỗi trực tiếp 51 Hình 3.2: Nguyên lý của DS-CDMA 52 Hình 3.3: Sơ đồ kh i máy phát phố ổ trải trực ti p 56 ếHình 3.4: Sơ đồ kh i máy thu Rake DS-ố CDMA 57 Hình 3.5: Tạo tín hiệu MC-CDMA cho một User 59 Hình 3.6: Tạo tín hiệu MC-DS CDMA cho ột User 59 - mHình 3.7: Tạo tín hiệu trải phổ đa sóng mang 61 Hình 3.8: Đường xuống MC-CDMA 62 Hình 3.9: Thanh ghi dịch đ t o dãy PN 65 ể ạHình 3.10: Sơ đồ ộ b tách sóng SD cho MC-CDMA 69 Hình 3.11: Sơ đồ khối lo i tr nhi u c ng 74 ạ ừ ễ ứHình 3.12: Sơ đồ khối lo i tr nhi u m m 74 ạ ừ ễ ềHình 3.13: Sơ đồ phía phát MC DS CDMA 78 - -Hình 3.14: Bộ tách sóng tương quan MC-DS CDMA (Bộ tách sóng SD với -

Nc bộ tương quan) 81 Hình 4.1: So sánh băng thông của hệ thống UWB và hệ thống băng hẹp (NB) .82 Hình 4.2: Mặt nạ ph công suổ ất trong nhà theo FFC 83 Hình 4.3: Tín hi u UWB t n tệ ồ ại v i tín hiớ ệu băng hẹp và tín hiệu băng rộng 84 Hình 4.4: Cấu trúc máy thu tương đương (Rake + Bộ cân bằng) cho ước

lượng kênh và tách sóng tín hi u 95 ệHình 4.5: Phân bổ băng tần cho hệ ố th ng MBOA 107 Hình 4.6: Multiband OFDM 108

Hình 4.8: Bộ trộn dữ liệu 109

Hình 4.9: B mã hóa xoộ ắn; tốc đ R = 1/3, chi u dài giộ ề ới hạn K = 7 110

Hình 4.10: Thủ ụ t c trộm bit “bit-stealing” và chèn bit “bit insertion” (R = -11/32) 111

Hình 4.11: Thủ ụ t c trộm bit và chèn bit với R = 1/2 111

Hình 4.12: Thủ ụ t c trộm bit và chèn bit với R = 5/8 112

Hình 4.13: Thủ ụ t c trộm bit và chèn bit với R = 3/4 112

Hình 4.14: Bộ ghép xen 113

Hình 4.15: Ghép xen 3 giai đoạn tại tốc đ d li u 53Mbps 115 ộ ữ ệ Hình 4.16: Mã hóa bit chòm sao QPSK 116

Hình 4.17: Cấu trúc một ký hi u OFDM 116 ệ Hình 4.18: Đ u vào và đầ ầu ra của IFFT 117

Hình 4.19: Phân bổ ầ t n s sóng mang conố 118

Hình 4.20: Tạo sóng mang con b o vả ệ ự d a trên các sóng mang con t i mạ ỗi biên của ký hi u OFDM 120 ệ Hình 4.21: K t quế ả mô phỏng hệ ố th ng MB-OFDM theo chuẩn MBOA (a) kênh AWGN; (b) kênh CM1; (c) kênh CM4 122

Hình 4.23: Phân bố ữ d liệu của các user khác nhau trong các hệ ố th ng MC-CDMA và SS - MC - MA 125

Trong những năm g n đây, các hệầ th ng truy n thông không dây phát ố ềtriển không ngừng và sự phát tri n này sể ẽ còn tiếp tục trong những năm tháng tiếp theo Nhu cầu về các d ch vụị và các ng d ng không dây không ngứ ụ ừng gia tăng Các hệ ố th ng không dây đòi hỏi phải có đ khả năng đáp ứng và thích ng vủ ứ ới nhiều tốc đ d liệu (cao, trung bình, thấp) và nhiều ứng dụng khác nhau (đa ộ ữphương tiện, hình ảnh, đ nh vịị ,….) Tuy nhiên, các vấn đề đó đang phải đối mặt

với những hạn chế ề tài nguyên và ph v ổ ầ t n vô tuyến Ngày càng có nhiều thiết

b ịchuyển sang sử ụ d ng không dây, nhiều chuẩn vô tuyến đư c đ nh nghĩa Do ợ ị

vậy, các hệ thống đang ph i đ i mặt với tình trả ố ạng phổ ầ t n dày đ c, sự ặ cùng tồn

tại nhiều thiết bị ới nhi v ều chuẩn vô tuyến khác nhau trên cùng mộ ả ầt d i t n s vô ốtuyến

Trước những nhu cầu và thách thức đó, công nghệ vô tuy n băng thông ếsiêu rộng (UWB) đã ra đời T ch c truy n thông liên bang củổ ứ ề a M ỹ (FCC) đã khuyến ngh s d ng ph t n chưa c p phép (từ 3.1GHz - 10.6GHz) cho các hệ ị ử ụ ổ ầ ấthống UWB V i phớ ổ ầ t n rất rộng (7.5GHz), UWB hỗ trợ nhi u giải pháp thích ềhợp và hoàn hảo cho các ứng dụng vô tuyến đang r t phát triển như: mạng cá ấnhân không dây, mạng cảm biến vô tuyến, radar UWB, ng d ng trong các lĩnh ứ ụvực quân s , dân sự ự, cứu hộ,…

Đối với các hệ thống mạng cá nhân không dây (WPAN) phân bổ tài nguyên giữa những ngư i sử ụờ d ng khác nhau trong một m ng con (piconet) và ạmột vài piconet là một đi m để ặc bi t quan tr ng d n đến lý do cho việc tối ưu hóa ệ ọ ẫcác hệ ố th ng UWB tốc đ cao Đ cộ ể ải thiện chất lượng của giải pháp OFDM đa băng (MB-OFDM) theo đề xuất của liên minh OFDM đa băng (MBOA), thêm thành phần tr i phả ổ trong mi n t n s là gi i pháp hề ầ ố ả ữu hiệu đ quảể n lý việc phân

b ổ tài nguyên tăng khả năng lo i tr kênh ch n lọ ầạ ừ ọ c t n s và lo i tr nhi u băng ố ạ ừ ễ

hẹp ệ thống trải phổ đa truy nhH - ập - đa sóng mang (SS - MC MA) đưa ra -

theo mã đa sóng mang (MC - CDMA) do trải tần số mà còn phân bổ tài nguyên

động hi u qu hơn rất nhiều trong môiệ ả trường nhiều ngư i sử ụờ d ng và nhiều piconet

Trên cơ sở đó, tôi đã quyết định ch n lu n văn th c sĩ khoa họ ậ ạ ọc v i đề tài: ớ

“Nghiên cứ u đ xu t mô hình tr i ph ề ấ ả ổ - đa sóng mang đa truy nh- ập (SS - MC - MA) cho hệ ống vô tuyến băng th ngth ô rộng” dướ ựi s hư ng d n c a TS Đào ớ ẫ ủ

Ngọc Chiến Luận văn này s trình bày cơ bẽ ản về OFDM đa băng d a trên đự ề xuất lớp vật lý của liên minh WiMedia cho truyền thông ph m vi h p, t c đ d ạ ẹ ố ộ ữliệu cao UWB, giải pháp để nâng cao ch t lượng hệ thống, quản lý việấ c chia s ẻtài nguyên gi a nhữ ững ngư i sờ ử ụ d ng khác nhau Luận văn gồm 4 chương:

Chương 1: Lý thuyết về kênh vô tuy n ế

Chương 2: Điều ch phân chia theo tần số trực giao (OFDM) ế

Chương 3 Đa truy nh: ập phân chia theo mã và kỹ thuật trải phổ

Chương 4: Mô hình trải phổ - đa sóng mang - đa truy nhập (SS - MC - MA) cho hệ thống vô tuyến băng thông rộng

Chương 1 LÝ THUYẾ T V KÊNH VÔ TUYẾN Ề

1.1 Khái niệm v ề kênh fading

Để có nh ng khái ni m v kênh fading, xét mô hình chứữ ệ ề c năng c a hệ ủthống thông tin vô tuyến điển hình

Hình 1.1: Sơ đồ khối của hệ thống truyền tin

Trong đó, kênh truy n là phương tiề ện truy n d n tín hiề ẫ ệu mang tin từ bên phát sang bên thu Đối với hệ ố th ng thông tin vô tuy n, kênh truyềế n s là ẽmôi trường không khí do đó s g i là kênh vô tuyẽ ọ ến Vi c truyệ ền dẫn sóng vô tuyến thông qua kênh vô tuy n là môt hiế ện tư ng phức tạợ p, đư c đ c trưng ợ ặbởi nhiều hiệu ứng khác nhau như: hi u ứệ ng đa đư ng, che khuất Mặt khác, ờtrong môi trường gi a bên phát và bên thu còn xu t hi n nhiữ ấ ệ ều vật phản xạ và tán xạ

Các nguyên nhân đó tạo ra nhiều tuyến truy n d n mà tín hiệu được ề ẫtruyền có th đi qua bên c nh tuyếể ạ n nhìn th ng (LOS - Line Of Sight) Tại ẳphía thu, bên thu sẽ nh n đư c mộ ự ếậ ợ t s x p ch ng c a các b n sao của tín hiệu ồ ủ ảđược truyền, m i b n sao đó s đi qua nhỗ ả ẽ ững tuy n khác nhau, chúng sế ẽ có đ ộsuy hao về biên đ , đ trễ ềộ ộ v th i gian và đờ ộ ị d ch pha khác nhau Khi đó, công suất tín hi u tệ ại phía thu hoặc đư c khuếợ ch đ i hoặc bị ạ suy hao Hiện

Đa truy

nh p ậ

Điề u ch ế Máy phát

Giải mã kênh

Đa truy

nh p ậ

Giả i đi u ề chế

Máy thu Giải mã

nguồn Nhận tin

Nguồn tin

( )=∑N= ( − )

1 k

Hình 1.2: Các tuyến truyề n d n trong kênh vô tuyến ẫ

1.2 Đặ c trưng c a kênh Fading ủ

1.2.1 H thệ ống ngẫu nhiên phụ thuộc thời gian

1.2.1.1 Khái niệ m đáp ng xung của kênh truyền ứ

Đáp ứng xung c a kênh truy n là mủ ề ột dãy xung thu đư c máy thu ợ ởkhi máy phát phát đi một xung cực ngắn được gọi là xung Dirac Trong đó, một xung được gọi là xung Dirac nếu thỏa mãn biểu thức sau:

(1.1)

với kênh không phụ thuộc thời gian thì đáp ứng xung của kênh s là: ẽ

(1.2) trong đó ak là hệ ố suy hao, s τk là trễ truy n d n cề ẫ ủa tuyến thứ k và N là sốtuyến truy n dề ẫn

( ) ( )

∞

−

1 dt t

δ

0 t khi 0 t

δ

( ) ∫∞ ( ) ( )

∞

−

= k t, t' s t dt' t

r

1.2.1.2 Mô hình quá trình dừng theo nghĩa rộng tán x không ạ

tương quan (WSSUS)

Xét một h th ng tuy n tính, đ u ra ệ ố ế ầ r( )t ứng với đ u vào ầ s( )t của hệthống này được bi u diễn bởể i bi u th c: ể ứ

(1.3) với k( )t, t' được gọi là đ c trưng đầặ y đ (integral kernel) của hệủ th ng Điều ốnày có nghĩa rằng đầu ra c a h th ng thờủ ệ ố ở i đi m ể t là sự ếp chồng liên tục xcủa các tín hiệu vào tại các thời đi m ể t' nhân với trọng số k( )t, t' Lưu ý, trường h p đ c trưng c a h th ng chỉợ ặ ủ ệ ố ph thu c vào độụ ộ sai l ch ệ t − t' tức là

H j2 π f τ j2 πν t

đạt ph thu c th i gian c a kênh truyền ụ ộ ờ ủ

s r n

Giả ử ằ g H( )f, t là một quá trình ngẫu nhiên 2 chi u có trề ị trung

bình bằng 0 Đ ng thờồ i, cũng coi hàm t tương quan 2 chi u của ự ề H( )f, t là bất

biến theo thời gian và tần số:

(1.9) Khi đó quá trình này sẽ được gọi là quá trình dừng theo nghĩa rộng

tán xạ không tương quan (WSSUS) Hàm t tương quan của quá trình ngẫu ự

nhiên 2 chiều được định nghĩa bởi:

- Đây là sự ổng quát hóa mộ t t thu c tính c a h th ng WSSUS cho ộ ủ ệ ốkhông gian 2 chiều: Biến đ i Fourier ổ X( )f của quá trình WSSUS x( )t có đặc điểm là các giá trị X( )f1 và X( )f 2 ứng với các tần số khác nhau f1 và f2 là không tương quan Từ ề đi u kiện trên ta thấy G( )τ, ν ứng với các tần số Doppler khác nhau và độ ễ tr khác nhau là không tương quan

- Trong hệ thống thực tế, tán xạ không tương quan sẽ không kéo dài lâu do các bộ ọ l c của phía thu sẽ ạ t o ra s tương quan chéo giữự a các đ trễ ộ τ1

và τ2

1.2.2 Kênh AWGN

Trong thực tế truyền d n, vi c truy n d n luôn b nh hư ng của tạp ẫ ệ ề ẫ ị ả ở

âm Mô hình toán học hay s d ng trong trư ng h p kênh truy n có tử ụ ờ ợ ề ạp âm

đó là kênh nhiễu Gaussian trắng cộng (AWGN) Mô hình này đư c đánh giá ợrất tốt cho việc tri n khai vậể t lý với đi u kiện tạề p âm nhiệt tại phía thu chỉ là những nguồn nhiễu Dù sao, do sự đơn giản của mô hình này mà nó đã được

s dử ụng thư ng xuyên để mô hình hóa tờ ạp âm nhân tạo ho c nhiặ ễu đa người

s dử ụng Mô hình kênh AWGN đư c đ c trưng bợ ặ ởi những đặc đi m sau: ể

- Tạp âm ω( )t là nhiễu cộng ngẫu nhiên của tín hiệu hữu ích s( )t , do

đó tín hi u thu đưệ ợc sẽ là: r( ) ( )t = s t +ω( )t

- Tạp âm “tr ng”: có mắ ậ ột đ phổ công suất (PSD) không đổi Mậ ột đ phổ công su t mộấ t phía thư ng đượờ c ký hi u bằng ệ N0, và N0/2 là PSD 2 phía

và BN0 là nhiễu trong băng thông B Với tạp âm điện trở nhi t ệ N =0 kT0 trong

đó k là hằng số Boltzman và T0 là nhiệt độ tuyệt đối Đơn v c a ị ủ N0 là [W/Hz], giống như đơn vị [ ]J của năng lư ng Thông thường, ợ N0 được cho dư i dạng ớdBm/Hz

- Tạp âm là một quá trình ngẫu nhiên Gaussian trung bình bằng 0, n ổ

định Đi u này có nghĩa r ng đ u ra c a m i tính toán t p âm tuyề ằ ầ ủ ọ ạ ến tính là

Hz km/h

ν

MHz

f 1080

1 f

m t tậ độ ạp âm nhiệt sẽ giảm theo hàm mũ ở ầ t n số cao Nhưng để có th hi u ể ểđược tr ng thái vật lý trong kỹ thuật truyền thông, ta sạ ẽ coi tất cả các máy thu

đều có gi i h n băng thông cũng như tính toán tạớ ạ p âm v t lý Như v y s có ý ậ ậ ẽnghĩa hơn khi coi quá trình tạp âm là trắng nhưng không th l y mẫu một ể ấcách trực tiếp nếu không có 1 thi t bế ị đầ u vào M i thi t bỗ ế ị đầ u vào sẽ ọ l c tạp

âm và cho ta một công su t h u h n ấ ữ ạ

1.2.3 Truyền dẫ n đa đư ờng

Việc thu nh n tín hi u vô tuyếậ ệ n di đ ng luôn b nh hư ng r t mạnh ộ ị ả ở ấ

của sự truyền d n đa đư ng, sóng đi n t b phân tán, bẫ ờ ệ ừ ị ị phản xạ, bị tán xạ và tới anten thu bằng nhiều đư ng khác nhau như là mờ ột sự ế x p chồng không ổn

định (incoherent) c a nhi u tín hi u Đi u này s d n đ n mộủ ề ệ ề ẽ ẫ ế t ki u nhi u, ể ễnhiễu này phụ thu c vào t n s , v trí (đố ớộ ầ ố ị i v i máy thu di động) và th i gian ờMáy thu di động di chuyển qua một mẫu nhi u, m u nhi u này có thểễ ẫ ễ thay đ i ổtrong khoảng miligiây và mẫu nhi u này s bi n đ i trên dải thông truyềễ ẽ ế ổ n d n ẫKhi đó ta có thể đặ c tính hóa kênh vô tuyến di đ ng b i s ộ ở ự phụ thuộc thời gian và sự phụ thu c tần số ộ

S ự phụ thuộc thời gian được xác đ nh b i t c đ tương đối giị ở ố ộ v ữa máy thu và máy phát và đ dài bưộ ớc sóng

c = (m/s) Đại lư ng vậợ t lý liên quan là độ

dịch tần số Doppler lớn nhất đư c cho bởi: ợ

(1 ) 15

α ν

ν = maxcos

Bảng 1.1 sẽ đưa ra các con s c a ố ủ νmax cho các tốc độ t ừ thấp (của ngư i đi ờbộ: 2.4 (km/h) đến tốc đ cao c a tàu h a và ôtô: 192 (km/h)) ộ ủ ỏ

Bảng 1.1: Tần số Doppler ứng với các tốc độ khác nhau

Tần số vô tuyến Tần số Doppler cho các tốc độ

Hình 1.3: Hiệu ứng Doppler khi máy thu dịch chuyển

Xét 1 sóng mang được truyền đi tại tần số f0 Trong trường hợp đi n ểhình, tín hiệu thu đư c s là sợ ẽ ự ế x p chồng của nhiều tín hi u bệ ị tán x và ph n ạ ả

x t ạ ừ nhiều hư ng dẫớ n đ n xuất hiện vùng nhiễu không gian V i 1 xe tế ớ ải di chuyển qua vùng nhiễu này, biên đ tín hi u thu đư c sẽ ịộ ệ ợ b thăng giáng theo thời gian, hiện tư ng đó đượợ c g i là fading Trong mi n t n sọ ề ầ ố, ta sẽ thấy 1 sự xếp chồng của các dịch chuyển Doppler tương ứng v i các hư ng khác nhau ớ ớ

và sẽ có ph Doppler thay thế cho đường th ng phổ ẳ ổ ắ s c nét tại vị trí f0

Hình 1.4 mô tả ự thăng giáng biên độ tín hiệu thời gian với s νmax= 50 (Hz), tương ứng với tín hiệu đư c truyềợ n đi t i t n s 900Hz v i t c đ máy ạ ầ ố ớ ố ộ

thu (trên xe) là 60 (km/h , đồ) ng thời ở đây biên đ đưộ ợc giảm tớ - dB Nếu i 50

xe đứng yên tại vị trí tương ng vớ ộứ i đ giảm sâu nhất này, sẽ không thu đư c ợtín hiệu Nếu xe di chuy n v i tể ớ ốc đ tương ộ ứng với 1/2 bước sóng, nó sẽ thoát ra được độ ả gi m sâu này

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 -60

-50 -40 -30 -20 -10 0 10

và chúng ta gọi là thời gian tương quan Truyền d n s v i kho ng th i gian ẫ ố ớ ả ờ

ký hiệu Ts chỉ là có th n u kênh duy trì gầể ế n như không đ i trong suốổ t kho ng ảthời gian đó, như vậy yêu c u ầ T <<s tcorr, tức là:

(1.18)

S ự phụ thuộc tần số ủ c a kênh đư c xác đ nh bởi các khoảng thời gian ợ ịtrễ khác nhau của tín hiệu Chúng đư c tính là tợ ỉ ố s gi a khoảnữ g cách lan truyền và t c đ ánh sáng Đ sai khác th i gian trố ộ ộ ờ ễ 1(µs) tương ứng với sai khác về kho ng cách là 300m Với vô tuyếả n di đ ng s sai khác này cỡ ộ ựkhoảng vài microgiây Trong miền thời gian, nhi u ISI (xuyên ký tễ ự) làm nhiễu sự truyền dẫn nếu thời gian trễ không nh hơn nhiỏ ều khoảng thời gian

1 max corr ν

t = −

1

ν

Ts max <<

“ký hiệu” Ts Với tốc đ d li u ộ ữ ệ 200 bps (k ) s ẽ cho ta Ts = 10 (µs) ứng với điều chế QPSK Có nghĩa r ng truy n dằ ề ẫn s v i tốố ớ c đ d li u này s không thể ộ ữ ệ ẽthực hiện được nếu không s d ng các phương pháp điử ụ ều ch ph c tế ứ ạp hơn ví

d ụ như các bộ lượng tử, kỹ thuật trải phổ hoặc đi u chế đa sóng mang Ta ề

định nghĩa t n s tương quan: ầ ố

(1.19) trong đó τ là căn bậc 2 của phân bố công trong của độ vọng và chúng ta g i là ọtrải trễ fcorr thường đư c gọi là độ ổợ n đ nh băng thông (coherence bandwith) ịbởi vì kênh có thể không ph thu c tầụ ộ n số trong khoảng độ rộng băng B với

1.2.4 Trải phổ Doppler và sự phụ thuộc thời gian

2 trường hợp này, v i góc ớ α biến đ i từ 0 đến ổ π, tín hiệu thu đã dịch Doppler là:

(1.22)

1 max corr Δτ

t j2 t

j2π jθ

k e ke ks t e 0a

2 t

t

j2π jθ

k e ke ka

s t ố ừ f +0 νmax đến f −0 νmax

- Tín hiệu có băng thông đủ nh d ch chuyển Doppler có thể ỏ để độ ị

được gi thiả ết như nhau trên toàn bộ các thành ph n ph ầ ổ

Hơn nữa, ta cũng đã cho rằng trễ ủ c a tín hi u RF gây ra trễệ pha, b ỏqua trễ nhóm của tín hiệu cơ b n phức ả s( )t Ở đây, ta cũng đưa ra giả thi t các ếloại trễ này là nhỏ do v y có thểậ đư c bỏợ qua C thể, tín hi u nhụ ệ ận là s x p ự ếchồng c a nhiủ ều tín hiệu, đư c r i rác tợ ả ừ các vậ ảt c n khác nhau v i hớ ệ ố s suy hao ak, pha sóng mang θk và độ ịch Doppler: d ν =k νmaxcosαk, dẫn đ n ta có: ế

(1.2 3)Khi đó ta có mối liên hệ ữ gi a tín hiệu phát và thu cơ bản ph c: ứ

(1.24) trong đó:

θ θ

t

ν ν

2π

cos a 2a a a t

( ) ( ) ( )t c t s t

r =

Hình 1.5 đưa ra ( )2

t

c với a1= 0.75 và a2 = 7 /4 Công suất trung bình được chuẩn hóa thành 1, do v y công suậ ất lớn nhấ ẽt s là (a1+ a2)2 = 1.99, công suất nhỏ nh t là ấ (a a )2 0.008

2ν − Kiểu nhiễu này được biến đến là sóng

đứng Trong ví d này, ta ch n ụ ọ ν1 = 100( )Hz và ν2 = − 100( )Hz , tương ứng v i ớ

tốc đ 120 (km/h) ộ ở ầ t n số 900 (MHz) Khi đó λ/2 =16.7( )cm

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 -25

-20 -15 -10 -5 0 5

- c( )t được xác đ nh bởi ị ak,νk,θk cũng được xác đ nh Nhưng ít nh t ị ấcác pha θk vẫn hoàn toàn không xác đ nh Suấ ỹ thuậị t k t thông tin, đi u này là ềhợp lý và để mô hình hóa những pha chưa xác định là các biến ngẫu nhiên

- S dự ừng có thể không đúng do môi trường thay đ i S thay đ i ổ ự ổchậm này của kênh truyền đư c g i là fading chậợ ọ m, đ i ngư c với fading ố ợnhanh được xem xét ở đây Fading ch m luôn đưậ ợc quan tâm ngay từ đầ u khi tiến hành quy hoạch mạng nhưng v i sự ớ phân tích hoạt đ ng của hệ thống ộthông tin, ta sẽ ph i tậả p trung vào fading nhanh vì thế giả thiết môi trư ng là ờkhông đổi suất kho ng th i gian cầả ờ n thi t đ ti n hành tính toán, ví dụ, tốế ể ế c đ ộlỗi bit

- Do mô hình hóa toán học của hiện tư ng vậợ t lý thực là một th t c ủ ụkhông đầy đ , ta s ủ ẽ coi nó như mộ ựt s chia nh phân bi t gi a quá trình ỏ để ệ ữngẫu nhiên dừng nghĩa r ng (WSS) và quá trình ngẫộ u nhiên dừng nghĩa h p ẹ(SSS) Với SSS, sự ấ b t biến dịch thời gian được cho trước v i t t c các thuộc ớ ấ ảtính thống kê suất khi v i WSS, đi u này chỉớ ề đúng với thuộc tính c p 2 V i ấ ớ

s ự phân tích lý thuyết, đ xác đ nh xác su t l i bit vớể ị ấ ỗ i các t c đ l i bit, ta cần ố ộ ỗphải giả thiết rằng một vài thu c tính ergodic là cộ ần thiết v m t toán h c ề ặ ọnhưng không cho trước v mặ ậề t v t lý

Quá trình ngẫu nhiên c( )t được cho b i bi u thức (1.25) có mậở ể t đ ộ

ph công suổ ấ ờt r i rạc Sc( )ν được mô tả ở Hình 1.6 với N = 5 Gọi Sc( )ν là phổDoppler Tuy nhiên, suất thực tế, tín hiệu nhận là liên tục hơn là một sự ế x p chồng rờ ại r c c a các tín hiủ ệu dịch Doppler, do vậy Sc( )ν là PSD liên tục như

max

2 max

2 2 max

ν

ν ν

(1.28)

Kết quả thu được:

(1 ) 29

Hình 1.6: Phổ Doppler (a) Rời rạc; (b) iên tục L

Mô hình đơn giản đó là phân bố công suất góc đẳng hướng

0.5 1 1.5 2 2.5

TÇn sè Doppler chuÈn hãa

2 max

c

1

1 S

ν

ν πν

ν

−

=

Giả ửc( )t là tín hiệu cơ b n phứả c tương ng với quá trình ngẫu nhiên ứ

dừng nghĩa r ng, đó là m t sóng mang chịu ộ ộ ảnh hư ng cở ủa trải phổ Doppler

Hàm tự tương quan (ACF) của một quá trình như vậy là:

(1.31) Phổ công su t là biếấ n đ i Fourier của ACF, ta có: ổ

(1.32)

Với phổ Jackes, Rc( )t được cho bởi bi u thể ức:

(1.33) với J0( )x là hàm Bassel c a loủ ại dừng cấp 0

Do đây là một mô hình rút g n cọ ủa thực tế nên những đ i lư ng liên ạ ợ

quan giống như xác su t lỗấ i và không phụ thuộc nhiều vào phổ Doppler Xét

một trường h p truy n dợ ề ẫn sau Do truyền d n s ch th c hi n đư c n u kênh ẫ ố ỉ ự ệ ợ ế

không thay đổi quá nhanh so với kho ng th i gian “ký hiệả ờ u”, tương ng với ứ

điều ki n ệ Tsνmax << 1 trong kho ng thả ời gian xét (tỉ ệ ớ l v i Ts) Thời gian tương

max corr

t = ν − phải đủ ớ l n để các mẫu kênh là có s tương quan cao Các hàm ự

tương quan này được đặc trưng bởi ACF Rc( )t Do vậy, chỉ Rc( )t với các giá

trị t << tcorr mới phù h p vợ ới hoạt động và ta có thể ấ x p xỉ Rc(t) bởi chuỗi

Taylor Chú ý:

(1.34) với μ {S ( )ν} νn Sc( )ν dν

d

c n n 0

t c n

n

=

=

( ) ∑∞ ( ) { ( ) }

=

=

0 n

n c n

n

n!

1 t

( ) ( ) { ( ) } 2

c 2

2

2

1 1 t

n S ν 2ν

μ ≤ do đó giá trị tuyệ ốt đ i của phần

t ử thứ n trong dãy Taylor được làm tròn thành: n

max t 4 n!

1

πν giá trị này r t nh ấ ỏ

ứng v i ớ 1

max corr ν

t

t << = − Do vậy, có thể ấ x p xỉ Rc( )ν theo các thành ph n hài ầ

bậc thấp không tầm thư ng: ờ

(1.36) Như vậy, ch có moment c p 2 cỉ ấ ủa phổ Doppler liên quan đến hoạ ộng của t đ

h ệ thống Sau này ta sẽ thấy rằng tốc đ lộ ỗi bit của QPSK vi sai (DQPSK) trong các kênh fading phụ thuộc thời gian phụ thuộc vào sự ếbi n đ i th i giổ ờ an thông qua Rc( )Ts

dNhư vậy, việc sử ụng dạng thực của phổ Doppler là rất quan trọng

Ví dụ, ta có thể ử ụ s d ng phổ Jakes như là một sự ánh xạ không đ y đ c a ầ ủ ủthực tế Chú ý r ng, moment cằ ấp 2 sẽ nhỏ hơn nếu góc tớ ủa tín hi u thu i c ệkhông phải là phân bố theo kiểu đ ng hư ng Hơn n a, cũng c n lưu ý r ng ẳ ớ ữ ầ ằ

s dự ừng (hoặc dừng nghĩa r ng) đư c giả ử là không đúng Ta có thể nói ộ ợ s rằng c( )t không thể biểu hiện rõ nét từ 1 quá trình dừng khi được quan sát trên một khoảng th i gian tương đờ ối ng n, ch ắ ỉ vài giây Đi u này làm cho nó đưề ợc chấp nhận như một quá trình dừng nhằm tối ưu hóa việc tính toán trong toán

học Với phổ Jakes, ta có thể tính được moment c p 2: ấ

(1.37) Nghịch đ o của biếả n đ i: ổ

( )

2

ν ν

S

μ

2 max c

f j2

jθ

e e a f

H

τ π

=

− ℜ

1 k

t f j2 k

jθ

k e ks t τ e 0a

2 t

(1.38) cũng sẽ xu t hi n như m t sự ựấ ệ ộ l a ch n thích h p cho viọ ợ ệc xác đ nh thời gian ịtương quan tcorr Tuy nhiên, có thể ễ d dàng tính đư c ợ νmax t từ ần số sóng mang

và tốc đ c a xe và vì thếộ ủ đây là m t sự ựộ l a chọ ố ể ựn t t đ th c hi n, v i nh ng ệ ớ ữ

dạng phổ tiểu biểu như ph Jakes, cảổ 2 đ i lư ng đ u có cùng bậc ạ ợ ề

1.2.5 S ự phụ thuộc tần số và phụ thu c th i gian c a kênh ộ ờ ủ

Xét 1 tín hiệu đư c phát đi như ở biểu thức (1.23) Giả ử ằợ s r ng cả phía thu và phía phát đều có s bi n đ i ch m theo thời gian đự ế ổ ậ ể có th ợểđư c b qua ỏtrong khoảng thời gian được xét và có thể ỏ b qua m i d ch chuyển Doppler ọ ịTuy nhiên, không giống như các ho t đạ ộng ở trên, ta không thể ỏ b qua tr ễ/c

μ

Δν= 2 c

( ) 12 22 1 2 ( ( 1 2) 1 2)2

θ θ τ τ

f 2 cos a 2a a a f

Hình 1.8: Phổ công suất trễ

(a) Rời rạc; (b) Liên tục

Với cùng các tham số như cho cách xử lý c a biên đ fading ph ủ ộ ụthuộc thời gian c( )t , ta có thể ọi g H( )f là một hàm truyền đ t ng u nhiên hay ạ ẫ

là một quá trình ng u nhiên có bi n tẫ ế ần số Sự ấ b t bi n dế ịch chuyển t n s ầ ố(tương ứng v i tr ng thái dừng cho biến thời gian) có thểớ ạ đư c coi là mộ ựợ t s

xấp xỉ Đi m lưu ý tương tể ự v ề việc mô hình hóa thực tế ệ thố h ng cũng gi ng ốnhư ở phần trước Do bi n số cho quá trình này là 1 t n s , có phân bế ầ ố ố mậ ột đ công suất là 1 hàm của biến số thời gian τ mà có thể được xác đ nh là thời ịgian tr Hình 1.8ễ mô tả 1 phổ công suất ễ tr SH( )τ như vậy tương ứng v i quá ớtrình được bi u di n bởể ễ i bi u th c (1.40) và (1.41) Tuy nhiên suấể ứ t th c tế, tín ựhiệu nhận được là một tín hiệu liên tục hơn là một tín hi u c a s x p ch ng ệ ủ ự ế ồcác thành phần tín hiệu trễ, dẫn đ n phổ công ế suất ễ tr SH( )τ cũng là liên tục như mô tả ở Hình 1.8(b) và phổ này phản ánh sự phân bố ủ c a đ dài đư ng ộ ờtruyền Ta có thể xác đ nh đ trị ộ ải trễ là;

(1.43)

Với các tham số tương t như cho ph Doppler, ta cũng đ t đưự ổ ạ ợc ho t ạ

động c a h th ng thông tin Theo kênh fading ch n lủ ệ ố ọ ựa theo tần số không phụthuộc vào hình dạng phổ S H( )τ mà chỉ phụ thuộc vào moment cấp 2 Phổ biến hơn cả ta thường có SH( )τ là một phân bố hàm mũ:

(1.44)

( ) {S τ} μ {S ( )τ}

μ

1 H

τ τ

τ

τ π

1 k

t f j2 k t j2

jθ

k e ke ks t τ e 0a

2 t

k t

rất sơ lư c, và nó sẽ được bổ sung đợ ầy đ ủ hơn bằng cách thêm vào các thành phần do các vật ph n xả ạ kho ng cách đáng kể ả

Giả ử ự ấ s s b t bi n dế ịch tần (tương ứng v i sự ừớ d ng nghĩa r ng v i bi n th i ộ ớ ế ờgian) Khi đó hàm t tương quan (ACF) tự ần số ợc cho bởi biểu thức: đư

(1.45)Phổ công su t trấ ễ là bi n đ i Fourier ngượế ổ c c a ACF Ta có: ủ

(1 ) 46

với phổ công suất trễ hàm mũ, ta có ACF là:

(1 )47

1.2.6 Kênh phụ thuộ c th i gian và phụ ờ thu c tần số ộ

Bây giờ sta ẽ xét m t kênh mà có phụộ thu c tần s và th i gian Kộ ố ờ ết

hợp 2 biểu thức (1.33) và (1.47) ta sẽ được tín hiệu nhận đư c là: ợ

(1.48) Mối quan hệ giữa tín hi u phát ệ s( )t và tín hiệu thu r( )t là:

(1.51)

Ta có mối liên h gi a tín hi u thu ệ ữ ệ r( )t và biến đ i Fourier ổ S( )f của tín hiệu phát s( )t :

(1.52) Hàm mật đ công suộ ất cho c ải phổ Doppler và trải trễ bây giờ ẽả tr s được g p chung thành một hàm đượộ c g i là hàm tán xạọ có thu c tính sau: ộ

j2π

t j2

jθ

k e ke k e ka

t f,

( ) ( ) ( )f,0 R ( )f R

t R t 0, R

H

c

=

=

max MC

ISI,

T N

τ

N

1.2.7 Nhiễu xuyên “ký hi u” (ISI) và nhi ệ ễu xuyên kênh (ICI)

Trải tr s gây ra hiệễ ẽ n tư ng nhiễu xuyên ký t ISI khi các “ký hiợ ự ệu”

d ữ liệu lân cận chồng lấn và gây nhi u cho nhau do s khác nhau vễ ự ề độ trễ trên các đường truy n sóng khác nhau Sề ố lư ng “ký ợ hiệu” gây trễ trong hệ thống điều ch ế sóng mang đơn cho bởi bi u th c: ể ứ

(1.58)

Với các ứng dụng có tốc độ d ữ liệu cao thì kho ng thả ời gian “ký hiệu”

là rất ngắn T <d τmax do vậy ảnh hư ng của ISI lên các ứng dụng này sẽ tăng ởlên đáng kể Ả nh hưởng c a ISI có thểủ đư c kh c ph c b ng các bi n pháp ợ ắ ụ ằ ệkhác nhau như lượng t hóa trong mi n tử ề ần số ho c mi n th i gian Trong các ặ ề ờ

h ệ thống trải phổ, các máy thu Rake đượ ử ục s d ng đ gi m ể ả ảnh hưởng của ISI bằng cách khai thác ưu điểm c a phân tập đa đườủ ng N u khoảng thời gian ếcủa “ký hiệu” phát lớn hơn nhi u so với trề ễ ớ l n nhất T <<d τmax s ố lượng ISI đượ ạc t o ra trên kênh là không đáng k Hi u qu này c a kênh đư c khai ể ệ ả ủ ợthác trong phương pháp truyền dẫn đa sóng mang mà ở đó kho ng thời gian ảcủa 1 “ký hiệu” phát tăng lên cùng với số ợ lư ng của sóng mang con Nc và do

vậy số lượng ISI được giảm xuống Số lượng “ký hiệu” gây nhiễu trong hệ thống điều ch ế đa sóng mang được cho bởi bi u thể ức:

(1.59) Các ISI còn lại có thể đư c lo i bỏ ằợ ạ b ng cách s dung thêm 1 khoảng ử

bảo vệ Trải phổ Doppler tối đa trong các ứng dụng vô tuyến di đ ng s d ng ộ ử ụ

điều ch ế sóng mang đơn thường nhỏ hơn rất nhi u so v i khoề ớ ảng cách giữa các kênh lân cận nhau, do đó nh hưả ởng của ISI lên các kênh lân cận do hiệu

ứng tr i Doppler không được xét đến trong các hệ thốả ng đi u chế sóng mang ềđơn Đối với các h th ng đi u ch đa sóng mang, khoảng cách kênh con ệ ố ề ế Fs

F <<

trở nên nhỏ hơn nhi u, do đó trải Doppler sẽề gây nh hư ng đáng kể và gây ra ả ở

hiện tượng nhiễu xuyên kênh ICI Tuy nhiên, n u toàn bế ộ các sóng mang con

đều ch u nh hư ng c a cùng m t đ d ch ph Doppler chung ị ả ở ủ ộ ộ ị ổ fD thì độ ịch d

Doppler này có thể được bù lại ở phía thu và do vậy sẽ tránh đư c ICI Tuy ợ

nhiên, nếu trải ph Doppler chiổ ếm mộ ỉ ệt t l vài phần trăm của không gian

sóng mang con x y ra thì ICI có thả ể ẽ s làm suy giảm đáng k hoạt động của ể

h ệ thống Đ tránh s suy giể ự ảm này của hệ ố th ng do ICI hoặc nhiều hơn n a ữ

máy thu phức tạp với khả năng lượng tử hóa ICI, không gian sóng mang con

s

F cần phải đư c lựa chọn sao cho: ợ

(1 )60

Do vậy ảnh hư ng do trải phở ổ Doppler có thể được loại bỏ Gi i pháp ả

này tương ứng với nguyên lý của OFDM Dù sao, nếu mộ ệ ốt h th ng đa sóng

mang có trải phổ Doppler chi m mộ ỉ ệế t t l không gian sóng mang con hoặc cao

hơn, máy thu Rake trong miền tần số ẽ s ợ ử ụđư c s d ng trong đó mỗi nhánh c a ủ

Rake sẽ ử x lý mộ ầt t n s ốDoppler khác nhau

Chương 2 ĐIỀU CHẾ PHÂN CHIA THEO T N SỐ Ầ TR C GIAO Ự

OFDM

2.1 Khái niệ m truy n d n đa sóng mang ề ẫ

Nguyên tắc cơ bản c a truyủ ền d n đa sóng mang đó là bi n đẫ ế ổi một luồng dữ ệ li u n i ti p tố ế ốc đ ộ cao thành nhiều lu ng dồ ữ ệ li u con song song có

tốc đ thấp Mỗi luồng dữ liệu con sẽ đượộ c đi u chế ởi 1 sóng mang con Do ề b

tốc đ ký hiệ trên mỗi sóng mang con nhỏộ u hơn r t nhiề ốấ u t c đ ký hi u n i ộ ệ ốtiếp ban đầu, các ảnh hưởng c a tr i trễủ ả và nhi u ISI đưễ ợc giảm đáng kể do đó

s ẽ làm giảm đ ph c tạộ ứ p của các bộ cân b ng (equalizer) OFDM là mộằ t kỹ thuật có đ ph c tạp thấộ ứ p đi u chế đa sóng mang có hiệề u qu b ng xử lý tín ả ằhiệu số

Hình 2.1: Điều chế đa sóng mang với Nc = 4 kênh con

Hình 2.1 là một ví d minh h a cho việụ ọ c đi u chếề đa sóng mang v i 4 ớkênh con Nc = 4 Hình khố ội h p tư ng trưng cho ph m vi m t đ công su t, ợ ạ ậ ộ ấ

tần số và thời gian c a tín hiủ ệu mà trong đó năng lượng c a tín hi u tập trung ủ ệnhiều nhất Với truyền d n đa sóng mang dựa trên OFDM trong kênh vô ẫtuyến di động, các kênh này sẽ được coi là bất bi n trong 1 khoế ảng th i gian ờ

ký hiệu OFDM và fading trên một kênh con được coi là phẳng Do vậy, khoảng thời gian ký hiệu OFDM sẽ nhỏ hơn b r ng ề ộ độ ổ n định thờ gian i

(time coherence) ( )∆ t Ccủa kênh và độ ộ r ng c a sóng mang con sẽủ nh hơn b ỏ ề

rộng độ ổn đ nh băng thông (coherence bandwith) ị ( )∆ f Ccủa kênh

2.2 Truyề n d n đa sóng mang b ng OFFDM ẫ ằ

2.2.1 Tính trực giao của OFDM

OFDM là kỹ thuật truyền dẫn song song (đồng thời) nhiều băng con chồng lấn nhau trên cùng một độ rộng băng tần cấp phát của hệ thống Việc xếp chồng lấn các băng tần con trên toàn bộ băng tần được cấp phát dẫn đến không những đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần cao mà còn có tác dụng phân tán lỗi cụm khi truyền qua kênh, nhờ tính phân tán lỗi mà khi được kết hợp với các kỹ thuật mã hoá kênh kiểm soát lỗi hiệu năng hệ thống được cải thiện đáng kể So với hệ thống ghép kênh phân chia theo tần số FDM truyền thống thì, ở FDM cũng truyền theo cơ chế song song nhưng các băng con không những không được phép chồng lấn nhau mà còn phải dành khoảng băng tần bảo vệ (để giảm thiểu độ phức tạp bộ lọc thu) dẫn đến hiệu quả sử dụng phổ tần kém

Vậy làm thế nào tách các băng con từ băng tổng chồng lấn hay nói cách khác sau khi được tách ra chúng không giao thoa với nhau trong các miền tần số (ICI) và giao thoa nhau trong miền thời gian (ISI) Câu trả lời và cũng là vấn đề mấu chốt của truyền dẫn OFDM là nhờ tính trực giao của các sóng mang con Vì vậy ta kết luận rằng nhờ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang con cho phép truyền dẫn đồng thời nhiều băng tần con chồng lấn nhưng phía thu vẫn tách chúng ra được, đặc biệt là tính khả thi và kinh tế cao do sử dụng xử lý tín hiệu số và tần dụng tối đa ưu việt của VLSI

Theo đó trước hết ta định nghĩa tính trực giao, sau đó ta áp dụng tính trực giao này vào hệ thống truyền dẫn OFDM hay nói cách khác sử dụng tính trực giao vào quá trình tạo và thu tín hiệu OFDM cũng như các điều kiện cần thiết để đảm bảo tính trực giao

Nếu ký hiệu các sóng mang con được dùng trong hệ thống OFDM là

si(t) và sj(t) Để đảm bảo tính trực giao cho OFDM, các hàm sin của sóng mang con phải thoả mãn điều kiện sau:

j i 1 dt ) t ( s ) t ( s T

1 s s s

T t t

j i s

N , , 2 , 1 k e

) t ( s

t k 2 j k

f

∆ π

s

f = 1 / T

∆ là khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con, Ts là thời gian ký hiệu, là số các sóng mang con N và N ∆ f là băng thông truyền dẫn, ts là dịch thời gian

-1 0 1

TÝn hiÖu trong miÒn thêi gian

10 20 30 40 50 0

10 20

10 20 30 40 50 0

10 20

-1 0 1

10 20 30 40 50 0

10 20

-1 0 1

10 20 30 40 50 0

10 20

-5 0 5

Thêi gian (s)

10 20 30 40 50 0

10 20

TÇn sè (Hz)

Hình 2.2: Tín hiệu OFDM trong miền thời gian và miền tần số

OFDM đạt tính trực giao trong miền tần số bằng cách phân phối mỗi tín hiệu thông tin riêng biệt vào các sóng mang con khác nhau Các tín hiệu OFDM được tạo ra từ tổng của các hàm sin tương ứng với mỗi sóng mang Tần số băng tần cơ sở của mỗi sóng mang con được chọn là một số nguyên