TỔNG QUAN VỀ ĐỀ TÀI
Giới thiệu chương
Điện áp không ổn định có thể gây ra sự hoạt động chập chờn và không chính xác cho các thiết bị điện, dẫn đến giảm độ bền theo thời gian Để khắc phục vấn đề này, cần thiết phải sử dụng bộ biến đổi và ổn định điện áp ở đầu ra của mạch khi điện áp đầu vào thay đổi trong một phạm vi cho phép Trong chương này, chúng ta sẽ tìm hiểu về ổn áp 1 chiều.
Tổng quan về ổn áp 1 chiều
Ổn áp một chiều là mạch giữ cho điện áp đầu ra ổn định, bất chấp sự biến đổi của điện áp lưới, dòng tải và nhiệt độ Thông thường, mạch ổn áp này được lắp đặt sau bộ chỉnh lưu và lọc để đảm bảo hiệu suất hoạt động ổn định.
+ Ổn áp tham số + Ổn áp theo nguyên lý hồi tiếp
1.2.1 Ổn áp tham số (ổn áp zenner)
Hình 1.1 Sơ đồ nguyên lý ổn áp zenner
Nguyên lý hoạt động của mạch là nguồn Vi cung cấp một điện áp cố định V0 thông qua điện trở hạn dòng Ri và ghim trên diode Zener D2, nhờ vào điện áp đánh thủng của diode.
- Ưu điểm: Mạch đơn giản, dễ thực hiện
- Nhược điểm: Cho dòng ra nhỏ ( ≤20mA )
1.2.2 Ổn áp theo nguyên lý hồi tiếp
Nguyên lý hồi tiếp, hay còn gọi là nguyên lý bù, được định nghĩa như sau: Khi dòng điện ra, điện thế vào hoặc nhiệt độ thay đổi, điện thế ở ngõ ra cũng sẽ thay đổi Mạch sẽ lấy một phần sự thay đổi này từ ngõ ra và đưa ngược lại vào ngõ vào để điều chỉnh, nhằm duy trì điện áp ngõ ra ổn định.
1.2.2.1 Ổn áp tuyến tính Ổn áp tuyến tính là ổn áp dựa trên nguyên lý hồi tiếp (nguyên lý bù), trong đó phần tử làm việc ở chế độ khuếch đại.
Có hai loại ổn áp tuyến tính chính:
+ Ổn áp tuyến tính dùng linh kiện bán dẫn.
+ Ổn áp tuyến tính dùng vi mạch tích hợp. a) Ổn áp tuyến tính dùng linh kiện bán dẫn:
Việc sử dụng các khoá cơ khí như công tắc cơ khí, khoá cơ điện, rơle cơ điện và rơle điện từ gặp phải nhiều nhược điểm, bao gồm kích thước cồng kềnh, độ tin cậy thấp và thời gian chuyển trạng thái chậm Những hạn chế này dẫn đến việc hệ thống có các khoá này không đạt độ tin cậy cao, tốc độ đáp ứng chậm và khả năng ứng dụng hạn chế.
Do vậy, chúng ta sử dụng các khóa bằng linh kiện bán dẫn như transistor,MOSFET, để khắc phục được những nhược điểm trên.
Hình 1.2 Ổn áp tuyến tính dùng linh kiện bán dẫn
Khi điện áp đầu vào tăng, điện áp đầu ra cũng tăng theo Trong trường hợp này, điện áp tại chân E của đèn Q2 tăng nhiều hơn so với chân B, do có diode Zener giữ điện áp từ chân E của đèn Q2 xuống Ura, trong khi điện áp mẫu chỉ lấy một phần của điện áp đầu ra.
Khi UBE giảm, điều này dẫn đến sự giảm của Q2, làm cho Q1 cũng giảm theo và điện áp ngõ ra giảm xuống Ngược lại, khi U vào giảm, thông qua mạch điều chỉnh, điện áp ngõ ra lại tăng lên.
Thời gian điều chỉnh của vũng hồi tiếp rất nhanh, chỉ khoảng vài giây, và được các tụ lọc đầu ra loại bỏ, giúp duy trì chất lượng điện áp một chiều ổn định Kết quả là điện áp ở ngõ ra tương đối phẳng Ổn áp tuyến tính sử dụng vi mạch tích hợp mang lại hiệu suất cao và độ tin cậy tốt.
Các vi mạch ổn áp một chiều tuyến tính được sử dụng rộng rãi do những ưu điểm như:
+ Tích hợp toàn bộ linh kiện trong một khối có kích thước nhỏ + Không cần hoặc chỉ cần thêm vài linh kiện ngoài để tạo mạch hoàn chỉnh
+ Các mạch bảo vệ quá dòng, quá nhiệt có sẵn bên trong vi mạch,
+ Một số họ vi mạch ổn áp một chiều tuyến tính thông dụng là họ 78XX (họ ổn áp dương) và họ 79XX (họ ổn áp âm).
IC ổn áp 78xx và 79xx là các linh kiện điện tử quan trọng trong việc điều chỉnh điện áp Dòng 78xx cung cấp điện áp dương, với "XX" đại diện cho giá trị điện áp đầu ra; ví dụ, 7805 cho đầu ra +5V và 7812 cho đầu ra +12V Ngược lại, dòng 79xx đảm nhận nhiệm vụ ổn định điện áp âm, với các giá trị như 7905 cho đầu ra -5V và 7912 cho đầu ra -12V.
Với những ưu điểm nêu trên thì các vi mạch ổn áp này củng có những khuyết điểm sau: + Dòng điện tối đa ở đầu ra của vi mạch thấp ( Dòng ngõ vào chạy qua cuộn cảm L, tụ C và tải Điện áp qua L: e L = L di L dt
Dòng qua cuộn dây tăng từ : I Lmin -> I Lmax
Hình 2.2 Sơ đồ Buck khi transistor mở Bắt đầu khi transistor mở tại t = t1.
Khi dòng điện qua cuộn cảm L giảm, suất điện động tự cảm xuất hiện với chiều hướng ngược lại để chống lại sự giảm này Trong quá trình này, diode dẫn và cuộn cảm L hoạt động như nguồn xả năng lượng từ trường, cung cấp năng lượng cho L, C, D và tải Dòng điện qua L giảm từ I Lmax đến I Lmin cho đến khi transistor đóng lại trong chu kỳ tiếp theo.
V ¿ ¿ (2.4) Để dòng ngỏ ra liên tục thì 1 2 △ I L < I O 2 1 fL V O (V ¿ −V ¿¿ O)
Xét trong điều kiện V IN(max) => L > V O 2 (V f V ¿ −V O ) ¿ I O (2.5)
△ I L độ gợn dòng đỉnh - đỉnh của cuộn L Theo định luật Kirchoff’s với dòng điện tức thời: i C = i L – i O
Với △i O nhỏ ta xem △i C ≈ △i L Dòng trung bình trên tụ trong nửa chu kỳ nạp:
4 (2.6) Điện áp trung bình trên tụ
V C (t)= C 1 ∫ i C ( t ) d t (2.7) Trong nửa chu kỳ xả tụ phóng ra một điện lượng tương đương.
=> Điện áp gợn sóng của tụ:
Thay △ I L từ (1.4) vào (1.8) ta được
Từ (1.4) và (1.9) ta có thể chọn L, C bằng công thức sau:
Hình 2.3 Sơ đồ dạng sóng của mạch ổn áp xung BUCK
Tính cuộn dây L
Hình 2.4 Cấu tạo cuộn cảm L
Hệ số tự cảm L được tính theo công thức:
Công thức tính toán liên quan đến số vòng dây N trong cuộn dây được biểu diễn như sau: N = 2.10^(-7) h L ln(R/r) μ, trong đó h là đường kính lõi ống dây, R là bán kính ngoài của lõi, r là bán kính trong của ống dây, và μ là độ từ thẩm của chất liệu làm lõi, đo bằng H/m.
Tính tiết diện dây dẫn: S = J I (2.14) Trong đó: I là dòng qua dây dẫn (A)
: J là mật độ dòng điện cho phép (A/mm2 )
Transistor có ưu điểm nổi bật so với tiristor là khả năng hoạt động ở tần số cao và dễ dàng điều khiển Chính vì vậy, transistor thường được sử dụng phổ biến trong các bộ băm áp một chiều.
2.4.1 So sánh các loại transistor
Hình 2.5 phạm vi làm việc của các linh điện điện tử theo tần số và điện áp
Hình 2.6 phạm vi làm việc của các linh điện điện tử theo tần số và dòng điện
Trên thị trường ngày nay thường có ba loại transistor phổ biến đó là transistor lưỡng cực BJT, transistor trường MOSFET và Transistor IGBT
Bảng 2.1 So sánh Transistor thông dụng
Tổn hao công suất Cao Thấp Thấp
Tần số làm việc Cao Rất Cao Cao
Khả năng chịu dòng, áp
Giá thành Thấp Trung Bình Cao
Căn cứ vào những ưu điểm, nhược điểm của các transistor từ bảng 2.1, hình 2.5, hình 2.6.
Và dựa theo thông số của đề tài thiết kế ta chọn transistor là MOSFET
2.4.2 Giới thiệu MOSFET a) Khái niệm
MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field-Effec Transistor), còn gọi transistor trường với ba cực: Drain (D)- máng; Source (S) – nguồn và Gate (G).
Hình 2.7 Ký hiệu MOSFET cảm ứng và đặt sẵn MOSFET điều khiển bằng điện áp U GS thể hiện bằng đặc tính truyền đạt sau:
Hình 2.8 đặc tuyến làm việc của MOSFET b) Phân loại
+ MOSFET kênh có sẵn (D – MOSFET = Depletion MOSFET).
Tức đã có sẳn một kênh loại n hay loại p nối thông 2 cực D và S Cực của cách ly qua 1 lớp điện mối SiO 2 mỏng cỡ μm.
Hình 2.9 Cấu tạo MOSFET kênh n có sẵn
+ MOSFET kênh cảm ứng (E – MOSFET = Enhancement MOSFET).
Khi chưa có điện áp điều khiển U GS thích hợp thì chưa có kênh dẫn nối D và S.
Hình 2.10 Cấu tạo MOSFET kênh n cảm ứng d) Các thông số kỹ thuật của MOSFET
+ Rds(on): trở nội– Để tính sụt áp qua MOSFET khi dẫn bão hòa + Uds: Điện áp tối đa giữa 2 đầu D-S mà MOSFET
Uds ≥ (1,5 ~2)V inmax (2.15) + Id: Dòng điện tối đa mà MOSFET chịu được
Id ≥ (1,5 ~2) I tải (2.16) + Tần số hoạt động tối đa
+ Đồ thị dòng Id theo Ugs (để cấp đủ áp mở MOSFET).
+ Công suất MOSFET: công suất tối đã MOSFET có thể làm việc
P mosfet ≥ (1,5 ~2)P tt = (1,5 ~2) I tải 2 Rds(on) (2.17) + Ugs điện áp tối đa giữa chân G và chân S s + Ugs(th) điện áp ngưỡng e) Nguyên lý hoạt động.
MOSFET hoạt động ở 2 chế độ đóng và mở
MOSFET có hai loại kênh: kênh N và kênh P Đối với kênh N, điện áp điều khiển để mở MOSFET là UGS > 0, cho phép dòng điện chảy từ S đến D Ngược lại, đối với kênh P, điện áp điều khiển để mở MOSFET là UGS ≤ 0, khiến dòng điện chảy từ D xuống S MOSFET được ứng dụng rộng rãi trong các mạch điện tử.
MOSFET có khả năng đóng cắt nhanh chóng với dòng điện và điện áp lớn, điều này tạo ra sự biến thiên của dòng điện Loại linh kiện này thường được sử dụng trong các bộ nguồn xung và mạch điều khiển điện áp cao.
Mạch điều khiển MOSFET
Hình 2.11 Sơ đồ mạch điều khiển MOSFET
Nguyên lý hoạt động: Khi nhận tín hiệu mức 1 từ mạch Monostable làm cho Q7 dẫn -> Q6 dẫn -> Vgs vượt ngưỡng tính toán -> MOSFET dẫn.
Ngược lại khi có tín hiệu mức 0 từ mạch Mono Q7 tắt -> Q2 dẫn -> lúc này Vg ≈Vs -> Vgs < Vgs(th) -> MOSFET tắt.
Hình 2.12 Sơ đồ mach và dạng sóng Astable dùng ic555
-Chức năng: Tạo xung với tần số không đổi và đồng thời tạo xung kích chân 2 cho mạch điều chế độ rộng xung.
Mạch dao động đa hài hoạt động dựa trên hai trạng thái không bền, với sự thay đổi điện áp trên tụ C giúp tự động tạo ra độ dài xung ra.
Trong khoảng thời gian 0 ≤ t < t1, mạch ở trạng thái không bền ban đầu với ngõ ra v0 = 1, dẫn đến Q RSFF = 0 BJT Q1 tắt, không có dòng chảy qua BJT, khiến tụ điện nạp từ nguồn Vcc qua điện trở theo chiều như hình vẽ Khi tụ điện nạp, điện áp trên tụ tăng dần cho đến khi đạt giá trị Vc = V(6) = V(2) ≥ 2.
Mạch chấm dứt thời gian tồn tại trang thái không bền ban đầu và chuyển sang trạng thái không bền thứ 2.
Tại thời điểm t= t1, mạch hoạt động ở trạng thái không bền thứ hai Do Q=1, BJT Q1 dẫn, dẫn đến tụ C xả điện tích qua R2 và chân số 7, rồi tới BJT Q1 và mass Khi tụ C xả, điện áp trên tụ giảm, kéo theo điện áp ở chân số 2 và 6 cũng giảm xuống Khi điện áp trên tụ C giảm đến một giá trị nhất định, mạch sẽ có những thay đổi tiếp theo.
=> Q vẫn giữ nguyên trạng thái cũ trước đó (Q=1)
=> Tụ C tiếp tục xả cho đến khi V c ≤ 1
3 V cc (điện thế ngưỡng của bộ SS1) mà V c =V (6) =V (2) nên suy ra:
Mạch chấm dứt thời gian tồn tại ở trạng thái không bền thứ hai và chuyển sang trạng thái không bền ban đầu khi Q=0, dẫn đến BJT tắt và không có dòng chảy qua BJT Q Kết quả là tụ C được nạp điện bổ sung do vẫn giữ điện thế 1.3V ở chân số 2, tạo ra quá trình liên tục và tạo độ dài xung ra.
-Tính toán độ dài xung ra : Gọi T 1 và T 2 lần lượt là thời gian ứng với ngõ ra V 0 =1 và V 0 =0 T: Chu kỳ dao động của mạch T= T 1 +T 2
+Tính T 1 : Phương trình nạp tụ C: V c ( t ) = [ V c ( ∞ ) −V c ( 0 ) ] ¿ ) + V c ( 0 )
T 1 =τ 1 ln 2 = C R 1 ln2 Vậy thời gian nạp tụ là T 1 =¿ 0,7.C R 1 (2.18) +Tính T 2 :
T 2 =τ 2 ln 2 = C R 2 ln2Vậy thời gian xả tụ là T 2 =¿ 0,7.C R 2 (2.19) Vậy chu kỳ dao động là T= T 1 +T 2 =0,7.C ¿ ¿ ).
Khối điều chế độ rộng xung (Monotable)
-Sơ đồ và dạng sóng:
Hình 2.13 Sơ đồ mach và dạng sóng Monostable dùng ic555 -Nguyên lý hoạt động:
+ 0 ≤ t S=R=1.
Vì tụ C mắc song song với transistor nên V c =V (7) =V CES =0,2 V ≈ 0.
Tụ C không được nạp điện Mạch luôn tồn tại trạng thái bền.
+ t 1 ≤ t Q=1=> v 0 =0 Mạch chấm dứt thời gian tồn tại trạng thái không bền và chuyển sang trạng thái phục hồi.
Do Q=1; v 0 =0 => transistor T dẫn => tụ xả qua T cho đến khi V c ≈ 0 Sau khi kết thúc giai đoạn phục hồi mạch trở về trạng thái bền ban đầu.
-Tính độ dài xung ra:
T 0 là thời gian cần thiết để tụ C tăng từ 0 đến 2 3 v cc Phương trình nạp của tụ: v c ( t ) = [ v c ( ∞ ) − v c ( 0 ) ] ¿ ) + v c ( 0 ) Với V c ( 0 ) =0 , V c ( ∞ ) =V cc
-Tính thời gian phục hồi:
Phương trình xả của tụ : v c ( t ) = [ v c ( 0 ) − v c ( ∞ ) ] e
3 v cc , V c ( ∞ ) =0 Khi t= T ph => v c ( T ph ) = v logic 0 ≈ 0.
Thiết kế mạch hối tiếp
Hình 2.14 Sơ đồ mach hồi tiếp
Hinh 2.15 Mạch phân áp lấy mẫu Gọi điên áp lấy mẫu là Vlm Để cho điện áp lấy mẫu chuẩn thì dòng I lm phải nhỏ hơn nhất nhiều so với dòng I 1 Nên ta có thể xem dòng I 1 ≈ I 2
R 12 (2.21) Gọi K 1 là tỷ số cho trước của Vout mach loc LC (V LC ) và L lm
=> V lm = K 1 V LC Thay vào biết thức (2.30) ta được.
2.8.2 Mạch tạo điện áp chuẩn
Để tạo điện áp chuẩn, chúng ta sử dụng diode Zener, với chức năng giữ điện áp ổn định ở chân K Các giá trị R17 và R18 được sử dụng để hạn dòng, nhằm bảo vệ cho diode.
Với giá trị I Diode cho trước ta ta tính dòng đi qua diode thông qua R1 Với I R17 < 2 Diode
2.8.3 Mạch so sánh khuyếch đại vi sai
Hình 2.17 Mạch so sánh khếch đại vi sai
Giả sử Opamp là lý tưởng:
=> Phương trình điện áp tại điểm N là
= > V out = R R 16 13 (V ch – V lm ) Đăt K 0 = R R13 16 , V lm = K 1 V LC (2.24)
Mạch khuếch đại đệm dùng để giới hạn những ảnh hưởng của tải hay để phối hợp tổng trở ổn đinh điện áp đầu rá
Kết luận chương
Chương này trình bày kiến thức về các linh kiện trong mạch, giúp chúng ta thiết kế mạch tối ưu dựa trên thông số linh kiện, đảm bảo mạch hoạt động ổn định và tiết kiệm chi phí.
THẾ, MÔ PHỎNG VÀ THI CÔNG MẠCH
Giới thiệu chương
Trên cơ sở chương 1 và 2 chúng ta đi vào thiết kế và thi công cụ thể toàn bộ các khối của mạch ổn áp xung buck.
- Tính toán mạch lọc LC
- Tính toán mạch điều khiển Mosfet
- Tính toán mạch tạo xung (Astable)
- Tính mạch điều chế đô rông xung (monostable)
- Tính toán mach hồi tiếp
Yêu cầu thiết kế
Yêu cầu thiết kế hệ thống bao gồm tần số làm việc f = 10 kHz, điện áp trung bình đầu ra V_O = 10 V, và điện áp đầu vào V_IN nằm trong khoảng 12 đến 18 V Hệ thống cần đạt dòng trung bình đầu ra I_O = 5 A, với độ gợn áp đỉnh △V_O không vượt quá 0,1 V và độ gợn dòng đỉnh △I_O tối đa là 0,1 A.
Sơ đồ mạch tổng thể
Hình 3.1 Sơ đồ mạch tổng thể
3.4, Tính toán mạch lọc LC
Hình 3.2 Sơ đồ mạch lọc LC
Tụ C phải chiệu được điện áp lớn hơn (1,5÷2).V O = 2.10 = 20V
=> Chọn tụ Hóa 22 μF/50V Điều kiện chọn Diode xung Dòng qua Diode I D ≥ 1,5.I max
Với I max = I o + △ I o = 5+ 0,1 = 5,1 A -> I D ≥ 1,5.5,1 = 7,65 A Điện áp ngược cực đại trên Diode V D ≥ (3÷4)V Inmax = 4.18 = 72 V
=> Chọn Diode MBR20100CT có:
V KA = 100 V Tính chọn thông số dây quấn cho cuộn cảm
Theo công thức (2.14) S = J I Với j chọn theo bảng 3.1 mật độ dòng điện sau.
Bảng 3.1 mật độ dòng điện j A/mm 2
Loại dây dẫn Mật độ dòng điện với T max giờ
1, dây dẫn và thanh dẫn trần
- Bằng nhôm, nhôm lõi thép
2,Cáp cách điện bằng giấy
3, Cáp cách điện bằng cao su -Bằng đồng -Bằng nhôm
Chọn J trong khoảng từ 2 ÷ 3 với dây dẫn đồng cách điện
Chon dây đồng có đường kính d = 2 √ S π = 2 √ 2 π = 1,59mm chọn dây đồng có đường kính 2mm
Chọn lõi để quấn dây là lõi hình xuyến có R = 18 mm r = 12 mm h = 15 mm
Vật liệu làm lừi là Ferit cú à = 750 -15000 (H/m) Với lừi Ferit khụng cú nhón hiệu chọn à p00 (H/m) Theo công thức (2.13)
Tính chọn Mosfet
Dựa vào Hình 1 khối Buck transistor đóng và Hình 2 khối Buck khi transistor mở
Khi chọn MOSFET, cần lưu ý rằng cực của nó phải nối với nguồn Do đó, việc lựa chọn MOSFET kênh P sẽ giúp dễ dàng tạo ra điện áp V GS để dẫn bão hòa MOSFET Điều kiện quan trọng khi chọn MOSFET là điện áp đặt trên MOSFET |V DS| phải lớn hơn (1,5 ÷ 2) lần V IN(max), với V IN(max) là 36V.
|I D | > (1,5 ÷2)I max =(1,5 ÷2) ( I O + △ I o ) = 2 (5+0.1) = 10,2 A Công suất của mosfet
P mosfet > (1,5 ÷2) P tt = 2 R DS(on) ( I 0 +△ I o ) 2 = 2.20 10 −3 5,1 2 = 1,0404W Với R DS(on) của mosfet thông dụng khoảng 5mΩ ÷ 50mΩ => chọn R DS(on) 20mΩ
Vậy ta chọn mosft IRF4905 là mosfet trường cảm ứng có các thống số như sau:
Hình 3.3 Đặc tuyến –V DS , -I D của Mosfet IRF4905
Theo hình 3.3 ta tính được K = -20(A/V 2 ) Để Mosfet dẫn bão hòa thì I D = - I max = - I o = -5A
=> V GS = -3,5 VVậy mosfet dẫn bão hòa khi V GS ≤ - 3,5 V.
Tính toán mạch điều khiển Mosfet
Chọn R 23 = 10KHz Giả sử V CES của BJT Q2 = 0,25 V ta có
Công suất của BJT P Q7(max) > 2.P tt = 2 V CES I R4(max) = 0,8875 mW Hiêu điện thế đặt trên BJT V CEO > 2 V in(max) = 2.18 = 36 V Dòng qua BJT I C(max) > 2 I R1(max) = 2 1,775 = 3,55 mA.
Vậy ta chọn BJT C1815 có các thông số như sau :
V ces = 0,25 V -> P R23(max) = I R23(max) (V in(max) -V ces ) = 1,75 10 −3 (18 – 0,25) = 0,0315 W
=>Chọn R 23 = 10K Ω / 0,25 W. Để đảm bảo Q7 hoạt động ở chế độ bảo hòa thì + V beQ7 ≥ V bes = 1 V
+ Dòng qua I BQ7(min) = I R24(min¿ ) βmin ¿ = V ¿(min)−V CES
=> Chọn I BQ7 ≥ 3 I BQ7(min) = 3 0,047 = 0,141 mA
47000 = 1,82mW Chọn R24 = 47KΩ / 0,25W. Để Vbe > 1V thì V R34 > 1 V
Chọn Q6 là A1015 vì Q6 chỉ có tác dụng xả điện áp chân G về 0 nên chọn BJT thông dụng ngoài thị trường có các thông số như sau:
Theo datasheet của IRF4905 thì giá trị tụ ký sinh trung bình khoảng 640nF, và với yêu cầu tần số 10Khz => chu kỳ là việc T = 100μs
Vậy để tạo xung vuông kích dẫn Mosfet thì thời hằng nạp tụ phải bé
Chọn R 21 = 10k Giả sử V CES của BJT Q4 = 0,25 V ta có
Công suất của BJT P Q2(max) ≥ 2.P tt = 2 V CES I R24(max)
=2.0,25.1,775 10 −3 = 0,8875 mWHiêu điện thế đặt trên BJT V CEO > 2 V in(max) = 2.18 = 36 V
Dòng qua BJT I C(max) > 2 I R1(max) = 2 1,775 = 3,55 mA.
Vậy ta chọn BJT C1815 có các thông số như sau :
V ces = 0,25 V -> P R21(max) = I R21(max) (V in(max) -V ces )= 1,775 10 −3 (18 – 0,25) = 31,5 mW Để đảm bảo Q2 hoạt động ở chế độ bảo hòa thì:
+ Dòng qua I BQ4(min) = I R21(min) βmin = V ¿(min )−V CES
R 2 βmin = 25.10000 12−0,25 = 0,047mA Chọn dòng I BQ4 ≥ 3 I BQ4(min) = 0,141 mA
=> Vậy R23 = 10KΩ thỏa mãn điều kiện trên
Tính toán mạch tạo xung (Astable)
Hình 3.4 Sơ đồ mạch Astable thiết kế
Ta có V cc =¿ V o +1,73 V Chọn V cc = 12V có các thông số : Chọn IC555 là NE 17555.
-Nguồn cung cấp : V cc V -Dòng tiêu thụ trung bình : I tb mA -Công suất tiêu tán : 600 mW.
Chọn I R 5 R 6 ≫I pc Thiết kế I R 5 R 6 P I pc = 50.125 = 620 ( μ A) => R 5 + R 6 =¿ 650 kΩ.
Chọn R 5 = R 6 25 kΩ Dùng hai con biến trở vi chỉnh 500 kΩ để thay thế R 5 , R 6 Thời gian tồn tại xung chính là thời gian nạp xả tụ C 2 Theo (2.18) thời gian nạp tụ C 2 là: T 1 =0,7 C 2 R 5
Dòng tối đa qua R 5 là :
R 5 = 325 8 =0,025 mA Công suất tiêu tán trên R 5 là:
Dòng tối đa qua R 6 là :
R 6 = 325 8 =0,025 mA Công suất tiêu tán trên R 6 là:
Chọn D 3 là loại 1N4001 với V RRM PV ; I D =1 AChọn tụ C 3 =0,01 μF để chống nhiễu.
Tính mạch xén
Hình 3.5 Sơ đồ mạch xén
Khi điện áp ngõ ra của mạch astable đạt mức 0, tụ C4 sẽ được nạp từ Vcc qua R7 đến ngõ ra của mạch astable Để mạch monotable hoạt động hiệu quả, độ dài xung kích đưa vào chân (2) của mạch mono cần phải nhỏ hơn thời gian tồn tại xung của mạch.
=> V C 4 ( t ) =V cc ¿ ) Gọi t 1 là thời gian nạp tụ C 4 được 1 3 v cc
Gọi t x là thời gian tồn tại xung của mạch monotable. v 0 là điện áp ngõ ra của ổn áp.
+Độ biến thiên áp vào: 12V->18V +Áp ra v 0 V
18.10 4 = 55,55 μs Để đảm bảo độ rộng nhỏ hơn t x ta chọn t 1 ≤ t x min = 1 5 55,55,11 μs
Tính mạch điều chế đô rông xung (monostable)
Hình 3.6 Sơ đồ mạch Monostable Chọn IC555 là loại NE17555.
Tính mạch hoạt động bình thường với áp vào V s V
Chọn R 10 "0 k Ω Dùng biến trở vi chỉnh 500 k Ω để thay thế R 10
Thời gian tồn tại xung t x chính là thời gian tụ C 5 nạp điện từ 0 đến 2 3 V cc
Theo (2.20) thời gian nạp tụ C 5 là
Dòng nạp cực đại cho tụ C 5 : I R 10 =
Công suất tiêu tán trên R 10 là P R 10 = I R 2 10 R 10 = 0,28 mW.
Tính toán mach hồi tiếp
3.10.1 Tính giá trị Vht đưa về mạch Monostable
Theo datashet của ic 555: Giá trị điện trở nội trung bình khoảng 10KΩChọn R9 =5K6 Ω
Hình 3.7 Sơ đồ mạch tính Vht từ điện trở nội ic555
Giải mạch sơ đồ trên ta rút đươc công thức tính Vc5:
-Phương trình nạp tụ của C 5
Thay các giá trị V C5 vào (3.1)
Ta nhân đươc các giá tri Vht (3.2)
Với Vin V => Vc5 = 8,19 => Vht = 8,35 V Vin V => Vc5 = 8,97 => Vht = 9,7 V Vin V => Vc5 = 9,85 => Vht = 11,412 V
3.10.2 Tính mạch tạo điên áp chuẩn
Với điện áp chuẩn là 5,1V
=> Để đảm Diode hoạt động tốt thì Với I R1 11,412 V
Vậy ta chọn Opamp Lm358 có các thông số như sau
Hình 3.8 Sơ đồ chân của LM358.
Thay công thức thay công thức (2.26) vào (2.25)
=> V ht = Ko (V ch – K 1 V LC ) (3 3) Gía trị V LC trong 3 trường hợp khi: (3.4)
V in = 12V => V LC = t x0 f.Vin = 66,67 10 −6 10000.12 = 8V Thay các giá trị Vht ở (3.2) giá trị V LC ở (3.4) vào công thức (3.3)
=> Ta giả đươc các giá tri K = 3,405
3.10.4 Tính toán mạch lấy mẫu
Kết quả đo xung thưc tế
Hình 3.9 Xung ra của khối Astable
Hình 3.10 Xung ra mạch Xén
Hình 3.11 Xung ra của khối Monostable
Hình 3.14 Xung ra của khối điều khiển Mosfet
Hình 3.12 Xung ra của Chân D Mosfet
Kết luận chương
Dựa trên các công thức được thiết lập ở chương 2, chúng tôi đã thiết kế sơ đồ mạch, tính toán giá trị linh kiện cần thiết và chế tạo thành công mạch ổn áp Buck.
Tiến gia gia công mạch và đo xung, kết quả thực tế cho thấy:
Tần số xung vẫn không hoàn toàn chính xác như tính toán lý thuyết so sai số của linh kiện điện tử có ngoài thì trường.
Biên dạng xung không hoàn toàn giống như theo lý thuyết do sai số của linh kiện.