Nghiên cứu kỹ thuật đa anten trong lte

TRUYỀN DẪN TỐC ĐỘ SỐ LIỆU CAO TRONG THÔNG TIN KHÔNG DÂY BĂNG RỘNG

Các hạn chế cơ bản đối với truyền dẫn tốc độ số liệu cao

Shannon đã đưa ra công cụ lý thuyết để xác định tốc độ cực đại mà thông tin có thể được truyền trên một kênh thông tin cho trước Trong trường hợp tổng quát công cụ này khá phức tạp, tuy nhiên trong trường hợp đặc biệt khi thông tin được truyền trên một kênh (hay một đường truyền vô tuyến) chỉ bị ảnh hưởng của tạp âm Gauss trắng cộng, dung lượng kênh C được xác định bởi một biểu thức khá đơn giản sau:

+ Bw là băng thông khả dụng cho truyền tin

+ S là ký kiệu cho công suất tín hiệu thu

+ N là kí hiệu cho công suất tạp âm trắng ảnh hưởng xấu lên tín hiệu thu

Từ (1.1) ta thấy các yếu tố căn bản hạn chế tốc độ số liệu khả dụng là công suất thu khả dụng (hay tỷ số tín hiệu trên tạp âm khả dụng) và băng thông khả dụng

Bw Để làm rõ hơn cách thức mà các nhân tố trên hạn chế tốc độ số liệu khả dụng, giả thiết rằng thông tin sử dụng một tốc độ truyền tin R nào đó Công suất tín hiệu thu khi này sẽ là: S = Eb.R (Eb: năng lượng tín hiệu thu trên bit) Ngoài ra công suất tập âm có thể được biểu diễn: N = N0.Bw (N0: mật độ phổ công suất tạp âm đo bằng W/Hz).

Rõ ràng tốc độ thông tin không bao giờ vượt quá dung lượng kênh Dựa trên điều này kết hợp với (1.1) ta được bất đẳng thức sau: w 2 w

    (1.2) Hay, nếu định nghĩa mức độ sử dụng băng thông γ = R/Bw, ta được:

Ta có thể viết lại bất đẳng thức trên để nhận được biên dưới cho năng lượng thu của một bit thông tin được chuẩn hóa theo mật độ phổ công suất tạp âm khi mức độ sử dụng băng thông γ cho trước như sau:

  (1.4) Biểu thức ngoài cùng bên phải, tỷ số Eb/N0 yêu cầu tại máy thu, là một hàm phụ thuộc vào mức độ sử dụng băng thông (hình 1.1) Từ hình 1.1 ta thấy, với mức độ sử dụng băng thông nhỏ hơn 1 (tốc độ thông tin nhỏ hơn nhiều so với băng thông được sử dụng) Eb/N0 yêu cầu tăng nhanh theo γ Vì thế trong trường hợp các tốc độ số liệu có cùng giá trị hoặc lớn hơn băng thông, mọi sự tăng tốc độ thông tin không kèm theo tăng băng thông khả dụng sẽ dẫn đến tăng tương đối khá lơn công suất tín hiệu thu yêu cầu cực tiểu.

Hình 1.1 E b /N 0 yêu cầu tối thiểu tại máy thu phụ thuộc vào mức độ sử dụng băng thông

1.1.1 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao mức độ cao trong các kịch bản giới hạn bởi tạp âm

Từ phân tích trên, có thể rút ra các kết luận liên quan đến việc đảm bảo tốc độ số liệu cao trong các hệ thống thông tin di động khi tạp âm là nguồn giảm chất lượng đường truyền vô tuyến chính:

- Trong các kịch bản này, tốc độ số liệu được cung cấp sẽ luôn luôn bị giới hạn bởi công suất thu khả dụng (hay tỷ số tín hiệu thu trên tạp âm) Ngoài ra mọi sự tăng tốc độ số liệu khả dụng trong một băng thông cho trước đều đòi hỏi ít nhất là tăng cùng một lượng tương đối công suất tín hiệu thu Đồng thời nếu có thể đảm bảo đủ công suất thu khả dụng, thì (ít nhất là theo lý thuyết) có thể đảm bảo mọi tốc độ số liệu trong một băng thông hạn chế khả dụng.

- Trong trường hợp mức độ sử dụng băng thông thấp, nghĩa là chừng nào tốc độ số liệu của đường truyền vô tuyến còn thấp hơn băng thông khả dụng, mọi sự tăng tốc độ số liệu đòi hỏi tăng tương đối gần như cùng một lượng công suất thu. Trường hợp này được gọi là hoạt động bị giới hạn bởi công suất (ngược với hoạt động giới hạn bởi băng thông), vì trong trường hợp này, tăng băng thông khả dụng không ảnh hưởng đáng kể lên việc công suất thu cần thiết đối với một tốc độ số liệu cho trước

Vì thế để sử dụng hiệu quả công suất thu (tỷ số tín hiệu trên tạp âm khả dụng), băng thông truyền dẫn ít nhất phải có cùng giá trị như tốc độ số liệu cần đảm bảo.

Cách khác, để tăng tổng công suất tín hiệu thu cho một công suất phát cho trước là sử dụng nhiều anten tại phía thu (phân tập anten thu) Có thể sử dụng nhiều anten thu tại tram gốc (cho đường lên) hay nhiều anten thu tại đầu cuối di động (cho đường xuống) Bằng cách kết hợp tín hiệu thu một cách hợp lý, tỷ số tín hiệu trên tạp âm có thể được tăng tỷ lệ với số anten thu vì thế cho phép đạt được các tốc độ số liệu cao hơn đối với một khoảng cách phát thu cho trước. Đa anten cũng có thể được áp dụng tại đầu phát , thường tại trạm gốc và được sử dụng để tập trung toàn bộ công suất phát về phía anten thu Giải pháp này cũng tăng công suất tín hiệu thu và cho phép đạt được các tốc độ số liệu cao.

Tuy nhiên việc cung cấp các tốc độ số liệu cao bằng cách sử dụng nhiều anten phát và thu chỉ hiệu quả đến một mức độ nhất định, nghĩa là chừng nào các tốc độ số liệu còn bị giới hạn bởi công suất chứ không phải băng thông Các tốc độ số liệu bắt đầu bị bão hòa và mọi sự tăng tiếp số lượng anten phát hay thu mặc dù có cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhưng không đảm bảo tăng các tốc độ số liệu. Tuy nhiên tình trạng này có thể tránh được bằng cách sử dụng đồng thời nhiều anten tại phía phát và phía thu bằng sơ đồ ghép kênh không gian (MIMO).

1.1.2 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong các kịch bản bị giới hạn bởi nhiễu

Các phân tích trên chỉ xét cho môi trường thông tin vô tuyến bị ảnh hưởng của tạp âm Tuy nhiên trong các kịch bản thông tin di động thực tế, nhiễu từ các ô lân cận (nhiễu giữa các ô) thường gây giảm cấp đường truyền vô tuyến lớn hơn tạp âm, nhất là trong trường hợp ô nhỏ và tải lưu lượng cao Ngoài nhiễu giữa các ô, còn xảy ra nhiễu từ các truyền dẫn khác trong ô được xét (nhiễu nội ô).

Xét về nhiều mặt, ảnh hưởng nhiễu lên đường truyền vô tuyến cũng tương tự ảnh hưởng của tạp âm Các nguyên tắc được xét trong các phần trên cũng áp dụng được cho kịch bản trong đó nhiễu là nguồn gây giảm cấp đường truyền vô tuyến chính:

- Khi cho trước băng thông, tốc độ số liệu cực đại có thể đạt được bị giới hạn bởi tỷ số tín hiệu trên nhiễu.

- Việc cung cấp các tốc độ số liệu lớn hơn băng thông khả dụng sẽ tốn kém từ quan điểm cần đảm bảo tỷ số tín hiệu trên nhiễu cao một cách không tương xứng. Tương tự như các kịch bản đối với tạp âm, giảm kích thước ô cũng như các kỹ thuật đa anten là các biện pháp then chốt để tăng các tốc độ số liệu trong các kịch bản bị giới hạn bởi nhiễu:

- Giảm kích thước ô sẽ giảm số người sử dụng vì thế sẽ giảm lưu lượng trên ô. Nhờ vậy, giảm mức nhiễu tương đối và vì thế cho phép đạt được tốc độ số liệu cao hơn.

- Kết hợp hợp lý các tín hiệu thu tại nhiều anten sẽ tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu sau kết hợp anten.

Ảnh hưởng của môi trường truyền sóng lên truyền dẫn không dây băng rộng

Ngoài hai vấn đề trên, một vấn đề rất quan trọng ảnh hưởng lên truyền dẫn không dây băng rộng là môi trường truyền sóng hay kênh vô tuyến Phađinh đa đường trên kênh vô tuyến dẫn đến tán thời và chọn lọc tần số làm hỏng tín hiệu thu.Tán thời và chọn lọc tần số xảy ra khi tín hiệu phát truyền đến máy thu qua nhiều đường truyền với trễ khác nhau (hình 1.2a)

Hình 1.2 Truyền sóng đa đường (a) gây ra tán thời (b) và chọn lọc tần số (c)

Trong miền thời gian khi trạm gốc (đầu vào kênh vô tuyến tán thời) phát đi một xung kim thì đầu ra là một dãy xung có trễ và biên độ khác nhau (hình 1.2b) được đặc trưng bằng ba thông số: (1) trải trễ trung bình quân phương (RDS: Root Mean Squared Delay Spread): , (2) trễ trội trung bình  và (3) trễ trội max  m ax.

Trễ trội là một khái niệm được sử dụng để biểu thị trễ của một đường truyền so với đường truyền đến sớm nhất (thường là đường truyền trực tiếp) Một thông số thời gian quan trọng của tán thời là trải trễ trung bình quân phương (RDS): căn bậc hai mômen trung tâm của lý lịch trễ công suất RDS là một số đo thích hợp cho trải đa đường của kênh Ta có thể sử dụng nó để đánh giá ảnh hưởng của nhiễu giao thoa giữa các kí hiệu.

Trong đó P ( ) k là công suất trung bình đa đường tại thời điểm  k

Trong miền tần số kênh vô tuyến tán thời tương ứng với đáp ứng kênh tần số thay đổi theo tần số (1.2c) Tán thời trong miền thời gian và tính chọn lọc trong miền tần số của kênh sẽ làm hỏng cấu trúc tín hiệu phát trong miền thời gian và miền tần số dẫn đến tỷ số lỗi cao hơn Tất cả các kênh vô tuyến đều bị chọn lọc tần số ở một mức độ nhất định Tuy nhiên mức độ ảnh hưởng này càng lớn khi băng thông truyền dẫn càng lớn Ngoài ra mức độ chọn lọc tần số cũng phụ thuộc vào môi trường, chẳng hạn chọn lọc tần số ít hơn trong môi trường ô nhỏ (ít tán thời hơn) và các môi trường có ít vật tán xạ và phản xạ sóng hơn như môi trường nông thôn Tương tự như các thông số trải trễ trong miền thời gian, ta có thể sử dụng băng thông nhất quán để đặc trưng kênh trong miền tần số Trải trễ trung bình quân phương tỷ lệ nghịch với băng thông nhấy quán và ngược lại, mặc dù quan hệ chính xác của chúng là một hàm phụ thuộc vào cấu trúc đa đường Ta kí hiệu băng thông nhất quán là Bc và trải trễ trung bình quân phương là  Khi hàm tương quan tần số lớn hơn 0,9 băng thông nhất quán có quan hệ sau đây với trải trễ trung bình quân phương:

Một đánh giá gần đúng Bc cũng thường được sử dụng là độ rộng băng với tương quan ít nhất bằng 0,5 là:

Ngoài ra, hiệu ứng Doopler cũng ảnh hưởng xấu lên các đặc tính truyền dẫn của kênh vô tuyến di động Do chuyển động của máy di động, hiệu ứng Doopler gây ra dịch tần số đối với từng sóng mang thành phần Nếu ta định nghĩa góc tới  n là góc hợp bởi phương tới của sóng tới thứ n và phương chuyển động của máy di động (hình 1.3), thì góc này sẽ xác định tần số Doopler của sóng tới theo biểu thức sau: fc = fD.cosα (1.10)Tốc độ thay đổi của các đáp ứng kênh phụ thuộc vào tốc độ chuyển động của đầu cuối di động và liên quan đến trải Doopler fD được định nghĩa là: fD = fc.v/c,trong đó fc là tần số sóng mang, v là vận tốc chuyển động của đầu cuối và c là tốc độ ánh sáng.

Thời gian nhất quán chịu ảnh hưởng trực tiếp của dịch Doopler, nó là thông số kênh trong miền thời gian đối ngẫu với trải Doopler Trải Doopler và thời gian nhất quán là hai thông số tỷ lệ nghịch với nhau Nghĩa là:

Phụ thuộc vào quan hệ giữa các thông số tín hiệu (độ rộng băng tần, chu kỳ kí hiệu…) và các thông số kênh (trải trễ trung bình quân phương, trải Doopler…) ta có thể phân loại phađinh phạm vi hẹp dựa trên hai đặc tính: trải trễ đa đường và phađinh chọn lọc tần số Trải trễ đa đường là một thông số trong miền thời gian, trong khi đó phađinh phẳng hay chọn lọc tần số lại tương ứng với miền tần số Vì thế thông số miền thời gian, trải trễ đa đường, ảnh hưởng lên đặc tính kênh trong miền tần số Trải Doopler dẫn đến tán tần và phađinh chọn lọc thời gian, vì thế liên quan đến trải Doopler ta có thể phân loại phađinh phạm vi hẹp thành phađinh nhanh và phađinh chậm Trải Doopler là một thông số trong miền tần số trong khi đó hiện tượng kênh thay đổi nhanh hay chậm lại phụ thuộc miền thời gian Vậy trong trường hợp này, trải Doopler, thông số trong miền tần số, ảnh hưởng lên đặc tính kênh trong miền thời gian.

Nếu băng thông nhất quán kênh lớn hơn rất nhiều so với độ rộng băng tần tín hiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị phađinh phẳng Khi này chu kỳ kí hiệu lớn hơn nhiều so với trải trễ đa đường của kênh Ngược lại, nếu băng thông nhất quán kênh nhỏ hơn độ rộng băng tần tín hiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị phađinh chọn lọc tần số Trong trường hợp này chu kỳ tín hiệu nhỏ hơn trải trễ đa dường kênh Khi xảy ra trường hợp này, tín hiệu thu bị méo dạng dẫn đến nhiễu giao thoa giữa các kí hiệu Ngoài ra việc lập mô hình các kênh phađinh chọn lọc tần số phức tạp hơn nhiều so với lập mô hình kênh phađinh phẳng, vì để lập mô hình cho kênh phađinh chọn lọc tần số ta phải sử dụng bộ lọc tuyến tính Do đó ta cần cố gắng chuyển vào kênh phađinh phẳng chi tín hiệu truyền dẫn Tuy nhiên do không thể thay đổi trải trễ đa đường và băng thông nhất quán, nên ta chỉ có thể thiết kế chu kỳ kí hiệu và độ rộng băng tần tín hiệu để đạt được kênh phađinh phẳng Vì thế nếu cho trước trải trễ, để cải thiện hiệu năng tuyền dẫn, ta chọn giá trị chu kỳ kí hiệu trong giải thuật điều chế thích ứng để đạt được kênh phađinh phẳng thay vì kênh phađinh chọn lọc.

Dựa trên trải Doopler, ta có thể phân loại kênh thành phađinh nhanh và phađinh chậm Nếu đáp ứng xung kim kênh (trong miền thời gian) thay đổi nhanh trong chu kỳ kí hiệu, nghĩa là nếu thời gian nhất quán kênh nhỏ hơn chu kỳ kí hiệu của tín hiệu phát, kênh sẽ gây phađinh nhanh đối với tín hiệu thu Điều này sẽ dẫn đến méo dạng tín hiệu Nếu đáp ứng xung kim kênh thay đổi với tốc độ chậm hơn nhiều so với kí hiệu băng gốc phát, kênh sẽ gây ra phađinh chậm đối với tín hiệu thu Trong trường hợp này kênh tỏ ra tĩnh đối với một số chu kỳ kí hiệu Tất nhiên ta muốn có phađinh chậm vì nó hỗ trợ chất lượng truyền dẫn ổn định hơn Ta không thể xác định Doopler khi thiết kế hệ thống Vì thế, khi cho trước trải Doopler, ta cần chọn độ rộng băng tần tín hiệu (băng thông sóng mang con) trong giải thuật điều chế thích ứng để nhận được kênh phađinh chậm thay vì kênh phađinh nhanh Như vậy ta sẽ đạt được chất lượng truyền dẫn tốt hơn.

Cách tiếp cận khác là nghiên cứu các sơ đồ truyền dẫn và thiết kế tín hiệu để đạt được hiệu năng truyền dẫn tốt ngay cả khi độ chọn lọc tần số kênh vô tuyến cao mà vẫn đảm bảo độ phức tạp của máy thu ở mức độ cho phép Dưới đây là hai giải pháp cho truyền dẫn băng rộng đạt tiêu chí nói trên:

- Sử dụng các kiểu truyền dẫn đa sóng mang khác nhau để phát tín hiệu băng rộng tổng bằng nhiều tín hiệu băng hẹp ghép kênh theo tần số.

- Sử dụng các sơ đồ truyền dẫn đơn sóng mang được thiết kế đặc biệt để có thể cân bằng hiệu quả nhưng với độ phức tạp hợp lý.

Cân bằng chống pha đinh chọn lọc tần số

Trước đây phương pháp chủ yếu để xử lý sự giảm cấp tín hiệu do phađinh chọn lọc tần số của kênh vô tuyến là áp dụng cac dạng cân bằng khác nhau tại phía thu cho truyền dẫn đơn sóng mang Mục đích của cân bằng sửa méo đặc tuyến tần số (cân bằng miền tần số) hoặc dạng xung tín hiệu (cân bằng miền thời gian) do phađinh chọn lọc tần số gây ra và ở mức độ nhất định khôi phục lại dạng tín hiệu ban đầu Truyền dẫn đơn sóng mang sẽ được sử dụng cho đường lên của LTE vì thế trong phần này ta sẽ xét các giải pháp cân bằng chống phađinh cho truyền dẫn đơn sóng mang.

1.4.1 Cân bằng tuyến tính miền thời gian

Phương pháp cân bằng căn bản nhất là bộ cân bằng tuyến tính miền thời gian cấu tạo từ một bộ lọc tuyến tính có đáp ứng xung kim w( )  (hình 1.3) Bằng cách chọn các đáp ứng xung kim khác nhau, ta có thể thực hiện các chiến lược cân bằng (máy thu) khác nhau

Hình 1.3 Cân bằng cơ bản trong miền thời gian

Một giải pháp khác là chọn lựa bộ lọc máy thu bù trừ toàn bộ đối với chọn lọc tần số kênh vô tuyến Điều này có thể đạt được bằng cách chọn đáp ứng xung kim bộ lọc máy thu theo quan hệ sau:

( ) w( )=1 h   (1.12) trong đó ‘  ’ kí hiệu cho tích chập tuyến tính Cách chọn bộ lọc này còn được gọi là cân bằng ép buộc về không (ZF: Zero Forcing) Cân bằng ZF cho phép bù trừ toàn bộ chọn lọc tần số kênh vô tuyến (cân bằng hoàn toàn) và vì thế hoàn toàn triệt được mọi giảm cấp tín hiệu liên quan Tuy nhiên cân bằng ZF có thể dẫn đến tỷ số tín hiệu trên tạp âm sau cân bằng rất lớn và vì thế giảm hiệu năng đường truyền tổng thể, đặc biệt khi kênh có đáp ứng tần số biến động nhanh.

Giải pháp thứ ba và là giải pháp cho phép chọn được bộ lọc cân xứng giữa giảm cấp tín hiệu do chọn lọc tần số và tạp âm/nhiễu được gọi là cân bằng MMSE (Minimum Mean Square Error: sai lỗi trung bình nhỏ nhất) Bộ lọc trong trường hợp này được lựa chọn phải đảm bảo giảm thiểu sai lỗi trung bình bình phương giữa tín hiệu đầu ra bộ cân bằng và tín hiệu được phát:

Trong thực tế bộ lọc cân bằng tuyến tính thường được thực hiện ở dạng bộ lọc FIR rời rạc theo thời gian với L nhánh trễ nhận các mẫu tín hiệu thu như minh họa trên hình 1.4.

Hình 1.4 Cân bằng tuyến tính được thực hiện theo bộ lọc FIR rời rạc thời gian

1.4.2 Cân bằng miền tần số

Một cách khác để giảm độ phức tạp của cân bằng tuyến tính là thực hiện cân bằng trong miền tần số như minh họa trên hình 1.5 Trong cân bằng tuyến tính miền tần số, cân bằng được thực hiện theo từng khối kích thước N Trước tiên tín hiệu thu sau lấy mẫu được chuyển đổi vào miền tần số bởi DFT kích thước N (Discrete Fourier Transform: biến đổi Fourier rời rạc) Sau đó cân bằng được thực hiện bằng lọc trong miền tần số với các nhánh lọc trong miền tần số là W0, W1,…, Wn-1 chẳng hạn bằng DFT cho các nhánh lọc miền thời gian w0, w1,…, wL-1 của hình 1.4 Sau cùng tín hiệu miền tần số nhận được sau cân bằng được chuyển đổi ngược vào miền thời gian bằng IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform: biến đổi Fourier ngược rời rạc) kích thước N Nên chọn kích thước N của khối là hai lũy thừa của một số nguyên: N = 2 n với n là một số nguyên để có thể thực hiện tính toán FFT/IFFT theo cơ số hai cho xử lý DFT/IDFT Đối với mỗi lần xử lý khối kích thước N, cân bằng miền tần số cơ bản bao gồm:

- Một DFT/FFT kích thước N.

- N lần nhân phức (bộ lọc miền tần số).

- Một biến đổi ngược IDFT/IFFT kích thước N.

Hình 1.5 Cân bằng tuyến tính miền tần số

Tuy nhiên có hai vấn đề gặp phải đối với cân bằng miền tần số:

- Lọc miền thời gian trên hình 1.4 thực hiện tích chập tuyến tính rời rạc thời gian Trái lại lọc miền tần số theo hình 1.5 tương ứng với tích chập vòng trong miền thời gian Nếu giả thiết bộ cân bằng miền thời gian có độ dài L, thì L-1 mẫu đầu tiên tại đầu ra của bộ cân bằng miền tần số sẽ không giống như đầu ra tương ứng của bộ cân bằng miền thời gian.

- Các nhánh của bộ lọc miền tần số W0, W1,…, WN-1 có thể được xác định như sau: trước hết xác định đáp ứng xung của bộ lọc miền thời gian tương ứng sau đó chuyển đổi bộ lọc này vào miền tần số bằng DFT Tuy nhiên việc xác định bộ lọc miền thời gian có thể khá phức tạp trong trường hợp độ dài L của bộ cân bằng lớn.

Một cách để giải quyết vấn đề thứ nhất là thực hiện chồng lấn quá trình xử lý từng khối của bộ lọc cân bằng miền tần số như minh họa trên hình 1.6, trong đó chồng lấn được thực hiện ít nhất là L-1 mẫu Với chồng lấn này, L-1 mẫu (không chính xác) đầu tiên tại đầu ra của bộ cân bằng miền tần số có thể được loại vì các mẫu tương ứng này (các mẫu đúng) cũng đã được cung cấp tại phần cuối của khối thu được cân bằng trước đó Nhược điểm của kiểu “chồng lấn và loại bỏ” này là chi phí tính toán và vì thế máy thu sẽ phần nào phức tạp hơn.

Hình 1.6 Xử lý chồng lấn và loại bỏ

Một cách để giải quyết cả hai vấn đề nói trên là chèn tiền tố chu trình (CP: Cyclic-prefix) tại phía phát (hình 1.7), tương tự như OFDM trong trường hợp truyền dẫn đơn sóng mang có nghĩa là chèn V mẫu của CP vào từng khối tại phía phát. Kích thước khối phát phải bằng kích thước khối N sử dụng cho cân bằng miền tần số phía thu.

Hình 1.7 Chèn CP trong trường hợp truyền dẫn đa sóng mang

Nhược điểm của chèn CP là mất thêm chi phí cho cả công suất và băng thông Một phương pháp để giảm chi phí CP là tăng kích thước N của bộ cân bằng miền tần số Tuy nhiên để cân bằng theo khối được chính xác, kênh phải hầu như không thay đổi trong đoạn thời gian tương ứng với kích thước khối xử lý Hạn chế này đảm bảo giới hạn trên đối với kích thước khối N, trong đó kích thước này phụ thuộc vào tốc độ thay đổi kênh.

1.5 Truyền dẫn đa sóng mang cho không dây băng rộng

Một cách để tăng tổng băng thông truyền dẫn mà không làm hại tín hiệu do chọn lọc tần số kênh vô tuyến là sử dụng truyền dẫn đa sóng mang Như được mô tả trên hình 1.8, trong truyền dẫn đa sóng mang, thay vì truyền một tín hiệu băng rộng,nhiều tín hiệu băng hẹp (thường được gọi là các sóng mang con) được ghép kênh theo tần số và được truyền đồng thời trên cùng một đường truyền vô tuyến đến cùng một máy thu Bằng cách phát N tín hiệu song song trên cùng một đường truyền vô tuyến , có thể tăng tốc độ số liệu tổng lên N lần Khi này ảnh hưởng gây hại đối với tín hiệu do chọn lọc tần số kênh vô tuyến phụ thuộc vào băng thông khá hẹp của từng sóng mang con Ảnh hưởng này không khác gì ảnh hưởng đối với sơ đồ truyền dẫn băng hẹp có băng thông tương đương với băng thông của từng sóng mang con.

Hình 1.8 Mở rộng đến truyền dẫn băng thông rộng hơn bằng đa sóng mang

Nhược điểm của kiểu phát triển truyền dẫn đa sóng mang trên hình 1.8 là khi mở rộng một công nghệ truy nhập vô tuyến băng hẹp hiện có vào một băng thông truyền dẫn rộng hơn bằng cách truyền dẫn song song N sóng mang băng hẹp là phải ghép các băng thông sóng mang con này phân cách nhau để chúng không gây nhiễu cho nhau Điều này ảnh hưởng tiêu cực lên hiệu suất sử dụng băng thông.

Nhược điểm thứ hai của truyền dẫn đa sóng mang là tương tự như điều chế bậc cao, truyền dẫn song song nhiều sóng mang con sẽ dẫn đến các thay đổi công suất tức thời lớn hơn Vì thế truyền dẫn đa sóng mang cũng sẽ dẫn đến ảnh hưởng tiêu cực lên hiệu suất của bộ khuếch đại công suất Một giải pháp cho vấn đề này là giảm công suất trung bình, nghĩa là giảm dải động tín hiệu đối với một tốc độ số liệu cho trước Vì thế như việc sử dụng điều chế bậc cao, truyền dẫn đa sóng mang thích hợp hơn đối với đường xuống (truyền dẫn đầu cuối di động) do tầm quan trọng của việc đảm bảo hiệu suất bộ khuếch đại công suất tại đầu cuối di động cao hơn. Ưu điểm chính của kiểu phát triển đa sóng mang như hình 1.8 là đảm bảo sự phát triển rất từ từ cả về thiết bị lẫn phổ tần của các công nghệ truy nhập vô tuyến đến băng thông truyền dẫn rộng hơn nhất là đối với đường xuống Điều quan trọng là có thể thiết kế đa sóng mang theo hướng phát triển lên truyền dẫn băng rộng nói trên mà vẫn cho phép sử dụng các thiết bị hiện có không có khả năng thu đa sóng mang với điều kiện mỗi sóng mang con đường xuống thể hiện như một sóng mang băng hẹp, trong khi đó đối với các đầu cuối di động đa sóng mang, mạng có thể cung cấp cho nó toàn bộ băng thông đa sóng mang để truyền tốc độ số liệu cao hơn.

Truyền dẫn đa sống mang cho không dây băng rộng

Hình 1.10 Nguyên lý DFTS OFDM hay SC-FDMA

Kết luận

Chương này đã xét các nguyên nhân hạn chế truyền dẫn băng rộng trong các hệ thống thông tin vô tuyến và các giải pháp khắc phục Truyền dẫn tốc độ cao (băng rộng) có thể bị hạn chế bởi các yếu tố sau: băng thông hạn chế, tạp âm, nhiễu, méo dạng tín hiệu do ảnh hưởng phađinh chọn lọc tần số của đường truyền.

Trong chương tiếp theo, luận văn sẽ trình bày tổng quan về kỹ thuật MIMO,một trong những phát minh lớn trong lĩnh vực vô tuyến, được ứng dụng trong hệ thống 3G và các hệ thống thông tin di động tương lai Với MIMO, hiệu năng cả mức hệ thống và mức liên kết được nâng cao lên đáng kể.

KỸ THUẬT ĐA ANTEN

Mở đầu

2.1.1 Các cấu hình đa anten

Một đặc trưng quan trọng của mọi cấu hình đa anten là khoảng cách giữa các phần tử anten do quan hệ giữa khoảng cách anten và tương quan tương hỗ giữa phađinh kênh vô tuyến tại các anten khác nhau Các anten được đặt xa nhau để độ tương quan fading thấp Ngược lại, các anten được đặt gần nhau để độ tương quan fading cao, bản chất là các anten khác nhau sẽ có fading tức thời tương tự nhau.

Khoảng cách anten thực tế cần thiết để đạt được tương quan tương hỗ thấp hoặc cao phụ thuộc vào bước sóng hay tần số sóng mang sử dụng Ngoài ra nó cũng phụ thuộc vào kịch bản triển khai Trong trường hợp các anten trạm gốc, môi trường là các ô vĩ mô (tức là ô lớn và vị trí đặt anten khá cao), khoảng cách giữa các anten thường là vài chục bước sóng để đảm bảo tương quan phađinh tương hỗ thấp. Nhưng đối với đầu cuối di động trong môi trường tương tự, khoảng cách giữa các anten chỉ cần nửa bước sóng Lý do khác nhau giữa trạm gốc và đầu cuối di động trong môi trường các ô vĩ mô là các phản xạ đa đường gây ra phađinh chủ yếu xẩy ra ở vùng gần đầu cuối di động Vì thế, nhìn từ đầu cuối di động, các đường truyền khác nhau thường đến với góc rộng và điều này có nghĩa là tương quan phađinh thấp ngay cả khi khoảng cách giữa các anten nhỏ.

Trong kịch bản triển khai khác, như triển khai ô vi mô với các anten trạm gốc thấp hơn mái nhà và triển khai trong nhà, môi trường nhìn từ trạm gốc lúc này rất giống với môi trường máy đầu cuối, cho nên khoảng cách anten trạm gốc nhỏ hơn vẫn đảm bảo độ tương quan phađinh thấp

Các anten giả thiết ở trên có cùng phân cực Một cách khác để đạt được độ tương quan fading thấp là áp dụng phân cực khác nhau đối với anten khác nhau Khi đó các anten có thể được đặt gần nhau.

2.1.2 Lợi ích của kỹ thuật đa anten

Kỹ thuật đa anten mang lại những lợi ích khác nhau phụ thuộc vào những mục đích khác nhau:

Nhiều anten phát/thu có thể được sử dụng để đảm bảo phân tập, chống phađinh kênh vô tuyến Trong trường hợp này, các kênh truyền do các anten này tạo ra phải có độ tương quan thấp, hay nói cách khác cần có khoảng cách giữa các anten đủ lớn (phân tập không gian) hoặc sử dụng các anten có phân cực khác nhau (phân tập phân cực).

Nhiều anten phát/thu có thể được sử dụng để ‘tạo’ dạng búp anten tổng hợp (búp phát và búp thu) chẳng hạn để đạt được tăng ích cực đại trong phương đến máy phát hoặc máy thu hoặc để triệt các tín hiệu nhiễu chính Quá trình tạo búp này có thể được thực hiện dựa trên độ tương quan cao hoặc thấp giữa các anten.

Sự có mặt đồng thời nhiều anten tại máy phát và thu có thể được sử dụng để tạo ra nhiều kênh thông tin song song trên giao diện vô tuyến Điều này đảm bảo khả năng sử dụng băng thông cao mà không gây giảm hiệu suất sử dụng công suất.Nói cách khác là cho phép tốc độ truyền dẫn cao mà không gây ảnh hưởng đến phủ sóng Giải pháp này được gọi là ghép kênh không gian.

Mô hình MIMO

2.2.1 Mô hình MIMO tổng quát

Hình 2.1 cho thấy mô hình kênh MIMO tổng quát gồm Nt anten phát và Nr anten thu:

Hình 2.1 Mô hình kênh MIMO với N t anten phát và N r anten thu

Ma trận kênh H cho mô hình MIMO được biểu diễn như sau: t t

(2.1) trong đó hm,n là độ lợi kênh giữa anten phát thứ n và anten thu thứ m.

  là vecto các số liệu phát từ Nt anten phát và

0 1 1 yy y, , ,y N t  T là số liệu thu từ Nr anten thu và   0 , , , 1  N r  1 T là tạp âm Gauss trắng phức của Nr máy thu, trong đó (.) T kí hiệu phép toán chuyển vị Quan hệ giữa tín hiệu đầu vào kênh x và tín hiệu đầu ra kênh y được xác định như sau:

Có thể viết lại quan hệ vào ra kênh ma trận NrxNt trong phương trình (2.2) như sau: y H x  (2.3)

2.2.2 Mô hình MIMO tối ưu

2.2.2.1 Mô hình kênh SVD MIMO

Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến bao gồm Nt anten phát và Nr anten thu như trên hình 2.1 Để tiện phân tích ta viết lại phương trình (2.3): y H x  (2.3)

Trong đó  là vector AWGN phức với  i  c (0,  2 ) và E    H    σI I 2 Nr

  ; H là ma trận kênh NrxNt; khi khoảng cách giữa các anten > / 2 và môi trường nhiều tán xạ ta có thể coi H có các hàng và cột độc lập với nhau Khi này phân chia giá trị đơn (SVD: Singular Value Decomposition) cho ta:

H = UDV H (2.4) trong đó U và V H là các ma trận nhất phân kích thước NrxNr và NtxNt, (.) H là chuyển vị Hermitian; đối với ma trận nhất phân ta có: UU H = INr và VV H = INt D là ma trận NrxNt gồm:

NA = min {Nr, Nt} (2.5) các giá trị đơn không âm được kí hiệu là 1 1/ 2 ,…,  1/ 2 N A trên đường chéo chính của nó, trong đó i với i = 0,2,…, N-1 là các giá trị eigen của ma trận HH H Các giá trị eigen của HH H được xác định như sau: det(HH H - •I) = 0 (2.6) hay det(Q - •I) = 0 (2.7) trong đó Q là ma trận Wirshart được xác định như sau:

Các cột của ma trận U là vector eigen của HH H còn các cột của ma trận V là vector eigen của H H H Số các giá trị eigen khác không của HH H chính bằng hạng của ma trận này.

Nếu Nt= Nr thì D là một ma trận đường chéo Nếu Nt >Nr thì D gồm một ma trận đường chéo Nr x Nr và sau đó là Nt –Nr cột bằng không.

Trong trường hợp số anten phát lớn hơn số anten thu, D sẽ được tạo ra từ ma trận vuông bậc Nr và tiếp sau là Nt- Nr cột bằng 0 như sau:

Trong trường hợp này ma trận V chỉ có Nr hàng sử dụng được, còn Nt- Nr hàng còn lại không sử dụng được Khi này Nr phần tử đầu của ma trận x được sử dụng và Nt- Nr phần tử còn lại của nó được đặt vào không Trường hợp đặc biệt có

Nt anten phát nhưng chỉ có một anten thu (Nr = 1) Khi này ma trận U có kích thước 1x1 và chỉ sử dụng được một hàng của ma trận V.

Trường hợp thứ hai tương ứng với khi số anten thu nhiều hơn số anten phát (Nt 1 và Nr=1 Nếu có được một số hiểu biết và các kênh đường xuống của các anten phát khác nhau và nhất là một số hiểu biết về pha kênh tương đối tại phía phát, các anten phát ngoài phân tập còn có thể đảm bảo tạo búp, nghĩa là tạo dạng cho toàn bộ búp anten theo phương đến máy thu đích Nói chung tạo búp có thể tăng cường độ tín hiệu tại anten thu lên đến thừa số Nt, nghĩa là tỷ lệ với số anten phát Khi nói về các sơ đồ truyền dẫn dựa trên nhiều anten phát để cung cấp tạo búp, ta cần phân biệt giữa các trường hợp tương quan anten tương hỗ cao và thấp.

Tương quan anten tương hỗ cao liên quan đến cấu hình anten với khoảng cách giữa anten nhỏ như trên hình 2.14a Trong trường hợp này, các kênh giữa các anten khác nhau và máy thu đặc thù hầu như giống nhau kể cả phađinh kênh vô tuyến ngoại trừ sự khác nhau về pha phụ thuộc vào phương Khi này có thể lái búp truyền dẫn tổng đến các phương khác nhau bằng cách sử dụng các dịch pha khác nhau đối với các tín hiệu phát trên các anten khác nhau như trên hình 2.14b.

Hình 2.14 Tạo búp kinh điển với tương quan anten tương hỗ cao

(a) cấu hình anten và (b) cấu trúc búp

Phương pháp tạo búp phía phát bằng cách sử dụng các dịch pha khác nhau cho các anten có tương quan cao đôi khi được gọi là tạo búp kinh điển Do khoảng cách giữa các anten nhỏ, búp phát tổng khá rộng và các điều chỉnh phương búp sóng (trong thực tế là điều chỉnh các dịch pha anten) thông thường được thực hiện khá chậm Điều chỉnh có thể được thực hiện trên cơ sở đánh giá phương đến đầu cuối di động đích được rút ra từ đo đạc trên đường lên.

Ngoài ra do giả thiết tương quan cao giữa các anten phát khác nhau, tạo búp kinh điển không thể đảm bảo phân tập chống phađinh kênh vô tuyến ngoài việc chỉ tăng cường độ tín hiệu thu.

Kết luận

Trong chương 2, luận văn đã trình bày những kĩ thuật đa anten khác nhau áp dụng cho thông tin không dây nói chung và trong các hệ thống thông tin di động3G+ nói riêng (LTE, HSPDA) Các sơ đồ MIMO được thiết kế để khai thác tài nguyên nào đó trong môi trường truyền dẫn vô tuyến, tốc độ dữ liệu được nâng cao bằng cách truyền nhiều luồng dữ liệu song song Do đó nhìn chung kỹ thuật đa anten được ứng dụng trong 3G+ với mục đích lớn nhất là tăng tốc độ dữ liệu, nâng cao hiệu suất sử dụng đường truyền vô tuyến Cụ thể kỹ thuật đa anten trong LTE sẽ được trình bày trong chương 3.

LTE MIMO

Tổng quan LTE và phân tập phát trong LTE

3GPP đã hoàn thiện đặc tả chuẩn LTE vào cuối năm 2009 Phần lớn các nhà khai thác và cung cấp thiết bị đã cam kết triển khai và phát triển LTE để làm cho nó trở thành hệ thống dẫn đầu trong quá trình tiến đến các hệ thông thông tin di động 4G Các công nghệ MIMO được đưa ra trong LTE như ghép kênh không gian, phân tập phát và tạo búp là các phần tử then chốt để cung cấp tốc độ số liệu đỉnh cao hơn với hiệu suất phổ tốt hơn và là các công nghệ căn bản để hỗ trợ dịch vụ số liệu băng rộng không dây tương lai Cải thiện hơn nữa các công nghệ này đang được tiến hành nghiên cứu trong danh mục nghiên cứu

“LTE-Advanced” để đáp ứng các yêu cầu cuả LTE-Advanced do ITU-R thiết lập.

Trong LTE, MIMO được sử dụng để cải thiện tốc độ số liệu đỉnh đường xuống, vùng phủ sóng cũng như thông lượng trung bình LTE sử dụng đa anten với các công nghệ MIMO khác nhau bao gồm SU-MIMO (Single-UserMIMO: MIMO đơn người sử dụng), MU-MIMO (Multi-User MIMO: MIMO đa người sử dụng, tiền mã hóa vòng kín và tạo búp dành riêng Các sơ đồ SU-MIMO được đặc tả cho cấu hình hai hay bốn anten phát trên đường xuống để hỗ trợ truyền dẫn nhiều lớp không gian (lên đến bốn lớp) cho một UE Sơ đồ phân tập phát được đặc tả cho bốn anten phát trên đường xuống và hai anten phát trên đường lên (phiên bản cải tiến) Sơ đồ MU-MIMO cho phép ấn định các lớp không gian khác nhau cho các người sử dụng khác nhau trong cùng một tài nguyên thời gian-tần số và được hỗ trợ cả ở đường lên lẫn đường xuống Sơ đồ tiền mã hóa vòng kín được sử dụng để cải thiện vùng phủ sóng sử dụng công nghệ SU-MIMO dựa trên tín hiệu tham chuẩn chung đặc thù ô với việc sử dụng một bản tin báo hiệu điều khiển thông lượng thấp để giảm chi phí băng thông bổ sung Sơ đồ tạo búp dành riêng được sử dụng để mở rộng vùng phủ số liệu khi tách sóng số liệu dựa trên tín hiệu tham chuẩn riêng được hỗ trợ bởi UE.

LTE hỗ trợ di động trên toàn mạng và được tối ưu hóa cho tốc độ di động thấp từ 0 đến 15km/giờ Tốc độ di động cao hơn từ 15 đến 120 km/giờ cũng được hỗ trợ với hiệu năng cao Ngoài ra LTE cũng có thể hỗ trợ tốc độ từ 120 đến 350km/giờ (thậm chí lên đến 500 km/giờ).

3.1.2 Phân tập phát trong LTE Đối với đường xuống của LTE, các sơ đồ phân tập phát có thể được áp dụng cho các kênh như: PDSCH, PBCH, PCFICH, PDCCH và PHICH, trong khi các sơ đồ MIMO khác chỉ áp dụng cho PDSCH.

Bằng cách giải mã mù kênh PDCH, UE tìm được số lượng anten phát của eNodeB là 1,2 hay 3 Lưu ý rằng không sơ đồ phân tập nào đựơc áp dụng cho các tín hiệu đồng bộ sơ cấp và thứ cấp được đặc tả trong LTE Sau khi đã tìm đựơc số lượng các anten phát của eNodeB, sơ đồ phân tập phát áp dụng cho các kênh đường xuống vật lý khác cũng được xác định.

3.1.2.1 Sơ đồ phân tập phát đường xuống dựa trên SFBC

Mã khối không gian tần số (SFBC: Space Frequency Block Code) cũng giống như mã STBC chỉ khác là mã hóa được thực hiện trong miền không gian (anten)/tần số chứ không trong miền không gian (anten)/thời gian Vì thế SFBC có thể được áp dụng cho các sơ đồ OFDM và các sơ đồ truyền dẫn miền tần số khác.

Trong trường hợp này chỉ số khe thời gian i được thay bằng chỉ sỗ mẫu tần số của FFT.

Trên hình 3.1, luồng vào mã hóa SFBC được chia thành các tập hai ký hiệu điều chế, tại đầu ra các cặp ký hiệu điều chế các ký hiệu X(0), X(1) và X(2),X(3), … được sắp xếp trực tiếp lên các sóng mang con OFDM của anten thứ nhất, trong khi đó các cạp ký hiệu –X*(1), X*(0) và -X*(3), X*(2), …được sắp xếp lên các sóng mang con OFDM của anten thứ hai.

Hình 3.1 Sơ đồ phân tập phát dựa trên SFBC với hai anten

Giả sử Yp(i) là tín hiệu phát đi từ anten p trên sóng mang con i, ma trận phát cho sơ đồ STBC được xác định như sau:

3.1.2.2 Sơ đồ phân tập phát đường xuống kết hợp giữa SFBC và SFTD Đối với eNodeB có bốn anten Sơ đồ phân tập phát dựa trên kết hợp giữa SFBC và FSTD (Frequency-Switched Transmit Diversity: phân tập phát chuyển mạch tần số) được cho trên hình 3.2.

Hình 3.2 Sơ đồ phân tập phát dựa trên SFBC và FSTD

Giả sử Yp(i) là tín hiệu phát đi từ anten p trên sóng mang con i, thì:

Sơ đồ phân tập phát trên hình 3.1 có thể sử dụng cho tất cả các kênh đường xuống trừ kênh PHICH PHICH sử dụng sơ đồ phân tập phát SFBC+FSTD cải tiến như trên hình 3.2 Trong sơ đồ này bốn bit ACK/NACK khác nhau được ghép chung bằng cách sử dụng các mã trải phổ có hệ số trải phổ bốn trên một nhóm bốn sóng mang và nhóm nhận được được phát lặp ba lần trên miền tần số để nhận được độ lợi phân tập tần số Để duy trì tính trực giao giữa các mã khác nhau, không sử dụn chuyển mạch anten trong mỗi lần phát lặp Thay vào đó thay đổi anten xẩy ra tại các lần lặp khác nhau như trên hình 3.3.

Hình 3.3 Sơ đồ SFBC + FSTD cải tiến với bốn cửa anten cho PHICH

SU-MIMO đường xuống

Sơ đồ SU-MIMO được áp dụng cho PDSCH (kênh vật lý chia sẻ đường xuống) Bằng ghép kênh không gian của SU-MIMO, hệ thống LTE cung cấp tốc độ đường xuống 150Mbps với hai anten phát và 300Mbps với bốn anten phát Tồn tại hai chế độ khai thác trong ghép kênh không gian SU-MIMO: chế độ ghép kênh không gian vòng kín và ghép kênh không gian vòng hở.

3.2.1 Mô hình truyền dẫn SU-MIMO đường xuống

Mô hình truyền dẫn SU-MIMO tổng quát cho trường hợp truyền dẫn vòng kín được cho trên hình 3.4 Mô hình trên hình vẽ sử dụng cấp hạng L với P cửa anten cho truyền dẫn SU-MIMO từ eNodeB đến UE (đường xuống) trên tài nguyên thời gian tần số được cấp phát riêng cho UE Để mô hình này hoạt động số lượng anten phát tại eNodeB (P) và số lượng các anten tại UE (M) phải bằng hoặc lớn số luồng (≥L) Từ mô hình này ta thấy tại eNodeB, L luồng (hay còn gọi là L lớp) được tiền mã hóa bởi bộ tiền mã hóa đựơc chọn lựa từ thông tin phản hồi từ

UE (RI: Rank Indication: chỉ thị cấp hạng, PMI: Precoder Matrix Indication: chỉ ma trận tiền mã) và được phát đi từ P anten theo L búp sóng đến các anten của UE.

Mô hình này cũng áp dụng cho SU-MIMO vòng hở với ngoại lệ là trong SU- MIMO vòng hở không có thông tin chọn tiền mã hóa phản hồi từ UE.

Hình 3.4 Mô hình truyền dẫn SU-MIMO tổng quát

Các lớp tạo nên một vectơ 1xL:

Trong đó XL(i) là ma trận ký hiệu điều chế thứ i kích thước L nhận được sau sắp xếp từ mã vào lớp, X i  ( ) là ký hiệu điều chế thứ i trên lớp  ,  =0,1,…,L-1 là số thứ tự lớp và L là số lớp; i=0,1,…,N -1 là số thứ tự ký hiệu điều chế trên lớp  nhận được từ sắp xếp từ mã và N là số ký hiệu điều chế trên lớp .

Sau bộ tiền mã hóa ta đựơc vectơ 1xP:

Trong đó YP(i) là ma trận ký hiệu thứ i kích thước L trên P anten, Y 0 (i) là ký hiệu thứ i trên anten thứ p với p=0,1,…, P-1 và P là số anten, WPxL(i) là ma trận tiền mã hóa kích thước PxL.

Vecto YP(i) được phân bố lên lưới các phần tử tài nguyên số liệu thuộc khối tài nguyên được ấn định cho kênh số liệu PDSCH Tín hiệu thu được trên M anten thu của UE là một vecto 1xM:

Trong đó NM(i) là vecto tạp âm.

3.2.2 Xử lý tín hiệu số trong SU-MIMO đường xuống

3.2.2.1 Quá trình xử lý tín hiệu số phía phát

Ghép kênh không gian vòng kín với L lớp và N anten phát (N≥L) được minh họa trên hình 3.5.

Hình 3.5 Xử lý tín hiệu SU-MIMO vòng kín phía phát

Chuỗi xử lý tín hiệu trên hình 2 bao gồm ba quá trình xử lý chính:

- Sắp xếp Q từ mã cần phát vào L lớp khác nhau (phân luồng cho các từ mã)

- Sắp xếp các từ mã sau tiền mã hóa lên các tài nguyên truyền dẫn trước khi đưa đến N anten để phát đi

3.2.2.2 Quá trình xử lý tín hiệu số phía thu

Xử lý thu tuyến tính có thể được sử dụng kết hợp với quá trình khôi phục tín hiệu ghép không gian Tuy nhiên, hệ thống có thể đạt được hiệu năng giải điều chế tốt hơn nếu áp dụng xử lý thu phi tuyến trong trường hợp ghép kênh không gian.

Giải pháp máy thu tối ưu cho các tín hiệu ghép không gian là áp dụng tách tín hiệu khả giống cực đại (ML: Maximum-Likelihood) Tuy nhiên trong nhiều trường hợp, tách tín hiệu ML quá phức tạp Vì thế đã có một số đề xuất để giảm độ phức tạp cho hầu hết các sơ đồ ML.

Một giải pháp khác, xử lý phi tuyến để giải điều chế các tín hiệu ghép không gian được gọi là khử nhiễu lần lượt (SIC: Successive Interferrence Cancellation).SIC dựa trên giả thiết là các tín hiệu đã được mã hóa riêng biệt trước khi ghép không gian Quá trình này thường được gọi là truyền dẫn nhiều từ mã (Multi-Codeword) Trong trường hợp đa từ mã, các CRC cá lẻ được gắn vào các khối thông tin nhỏ hơn (cho từng từ mã) và sau đó các khối nhỏ này được mã hóa kênh và điều chế riêng rẽ Cần lưu ý rằng trong trường hợp truyền dẫn đa từ mã, điều chế và mã hóa khác nhau có thể được áp dụng cho từng luồng cá lẻ dẫn đến sơ đồ PARC (per antenna control: điều khiển theo từng anten) Truyền dẫn đa từ mã cho phép loại nhiễu sau giải mã hiệu quả hơn bằng cách sử dụng máy thu MMSE-SIC như trên hình 3.6 Sở dĩ như vậy vì có thể kiểm tra CRC trên từng từ mã trước khi loại bỏ nó từ tổng tín hiệu Bằng cách làm này, chỉ các từ mã thu đúng là được loại bỏ nhờ vậy tránh được truyền lan nhiễu trong quá trình loại bỏ.

Hình 3.6 Máy thu MMSE-SIC

Nguyên lý khử nhiễu lần lượt như sau: Trước hết máy thu giải điều chế và giải mã một trong số các tín hiệu được ghép không gian Sau đó số liệu sau giải mã, nếu giải mã đúng, được mã hóa lại và các tín hiệu thu sẽ trừ số liệu này để loại bỏ nó Sau đó tín hiệu ghép không gian thứ hai sẽ được giải điều chế và giải mã mà không bị nhiễu (ít nhất là trong trường hợp lý tưởng) bởi tín hiệu thứ nhất và nếu được giải mã đúng, nó được mã hóa lại và được loại bỏ khỏi các tín hiệu thu còn lại trước khi thực hiện giải điều chế và giải mã tín hiệu thứ ba. Quá trình này được lặp lại nhiều lần cho đến khi tất cả các tín hiệu ghép không gian được giải điều chế và giải mã.

Hình 3.7 minh họa quá trình xử lý thu cho trường hợp hai từ mã mã được sắp xếp lên bốn lớp với cấu hình truyền dẫn bốn anten Tại phía phát (hình 7a), từ mãCW0 đựơc sắp xếp lên hai lớp [0,1], từ mã CW1 đựơc sắp xếp lên hai lớp [2,3] bằng các bộ chuyển đổi nối tiếp vào song song Sau đó cả bốn lớp này đựơc tiền mã hóa và được sắp xếp lên bốn anten Tại phía thu (hình 7b) trước hết các lớp 0, và 1 được giải điều chế để giải mã ra từ mã CW0, sau đó các lớp 0 và 1 (được coi là nhiễu) được cấu trúc lại và được trừ với luồng thu tổng để được tín hiệu của hai lớp 3 và 4 con lại. Cuối cùng hai lớp này đựơc giải điều chế và giải mã để tìm ra từ mã CW3.

Hình 3.7 Mô hình truyền dẫn SU-MIMO bốn cửa anten, hai từ mã, bốn lớp với máy thu SIC

3.2.3 Ghép kênh không gian SU-MIMO vòng kín trong LTE

3.2.3.1 Thao tác ghép kênh không gian vòng kín

Trong ghép kênh không gian vòng kín, trạm gốc (hay eNodeB) sử dụng tiền mã hóa không gian cho tín hiệu phát dựa trên chỉ thị ma trận tiền mã hóa (PMI:Primary Matrix Indicator) do UE báo cáo để phát tín hiệu phù hợp với kênh không gian mà UE trải nghiệm Để hỗ trợ ghép kênh không gian vòng kín trên đường xuống, UE cần phản hồi chỉ thị cấp hạng (RI: Rank Indicator), PMI và chất lượng kênh (CQI) trên đường lên RI chỉ thị số các lớp không gian có thể được hỗ trợ bởi kênh hiện được UE trải nghiệm eNodeB có thể quyết định cấp hạng truyền dẫn (số lớp), L, dựa trên RI cũng như các yếu tố khác như mẫu lưu lượng, công suất phát khả dụng … Phản hồi CQI chỉ thị tổ hợp sơ đồ điều chế và tỷ lệ mã hóa kênh(MCS: Modulationand Coding Scheme) cùng với kích thước khối truyền tải (TBS:Transport Block Size) mà eNodeB cần sử dụng để đảm bảo rằng xác suất lỗi khối trải nghiệm bởi UE không bị vượt quá 10%.

Thao tác tiền mã hóa cho ghép kênh không gian vòng kín được định nghĩa như sau:

Y P (i)=W PxL (i)X L (i) (3.6) Trong đó YP(i)=[Y0(i),…, YP-1(i)] T , YP(i) kí hiệu cho kí hiệu phức được phát trên anten thứ p, XL(i)=[X0(i), X1(i),…, XL-1(i)] T với X i  ( ) kí hiệu cho kí hiệu điều chế thứ i được phát trên lớp  và WPxL(i) kí hiệu cho ma trận tiền mã hóa PxL, p=0,1,…,P-1 là số thứ tự anten và  =0,1,…,L-1 là số thứ tự lớp, P là số anten và L là số lớp.

LTE hỗ trợ truyền dẫn với hai hay bốn cửa anten, vì thế ma trận tiền mã hóa được định nghĩa cho:

- Hai cửa anten (P=2) và một hoặc hai lớp (L=1 hoặc 2)tương ứng với ma trận tiền mã hóa 2x1 và 2x2.

- Bốn cửa anten (P=4) và một, hai, ba hay bốn lớp (L=1, 2,3 hoặc 4) tương ứng với các ma trận tiền mã hóa 4x1, 4x2, 4x3 và 4x3.

Ma trận tiền mã hóa được thiết kế để thỏa mãn các tính chất sau:

- Module không đổi Tất cả các anten vật lý đều sử dụng một mức công suất phát không phụ thuộc vào ma trận tiền mã hóa nào được sử dụng để đạt được hiệu suất sử dụng bộ khuếch đại công suất lớn nhất.

- Giảm độ phức tạp khi xử lý CQI tại MS.

MU-MIMO trong ITE

3.3.1 MIMO đa người sử dụng (MU-MIMO) đường xuống

Các sơ đồ được trình bày trên đây đều liên quan đến truyền dẫn cho một người sử dụng (UE) Ghép kênh không gian chia sẻ SINR cao giữa một số lớp để đạt được tốc độ số liệu đỉnh cao cho một người sử dụng Tuy nhiên ta cũng có thể sử dụng cùng một nguyên tắc chia sẻ SINR cao của ghép kênh không gian để truyền dẫn đến nhiều người sử dụng đồng thời Thực chất, MIMO đa người sử dụng (MU-MIMO) là phân đoạn không gian và truyền dẫn đến nhiều người sử dụng đồng thời trên các phần tử tài nguyên giống nhau, mặc dù từ các ô khác nhau, có thể được xem như là một dạng ghép kênh không gian Tuy nhiên 3GPP cũng đồng ý hỗ trợ sơ đẳng ghép kênh không gian cho các UE khác nhau trong cùng một ô Sơ đồ này giống như đa truy nhập phân chia theo không gian (SDMA) nhưng trong 3GPP đựơc gọi là MU-MIMO (MIMO đa người sử dụng) Khác với SU-MIMO, mục tiêu của MU-MIMO là hỗ trợ SDMA cho các cấu hình anten tương thích, nghĩa là các cấu hình anten được đặt cách nhau nửa bước sóng tại phía eNodeB dẫn đến các kênh có tương quan cao Bằng cách lập biểu đồng thời cho một số UE nằm tại các phương vật lý đủ cách biệt nhau và tập trung truyền dẫn vào các búp hẹp đến từng UE để có thể duy trì nhiễu thấp giữa các UE đựơc lập biểu đồng thời trong cùng một ô Vì kênh có tương quan cao, mỗi UE được phục vụ bởi tạo búp cấp hạng đơn (Rank-1) Rõ ràng rằng điều này hướng đến các kịch bản có trải góc nhỏ tại eNodeB.

Trong chế độ MU-MIMO, truyền dẫn đến một số đầu cuối được thực hiện trên cùng một tài nguyên thời gian-tần số bằng cách khai thác phân tập không gian của kênh truyền sóng Để khai thác toàn diện các chế độ truyền dẫn MU- MIMO, các không gian dự định cho truyền dẫn đến các đầu cuối đích phải đủ phân cách, lý tưởng phải trực giao tại cả đầu phát lẫn đầu thu Về lý thuyết độ lợi hiệu năng của MU-MIMO so với SU-MIMO được kỳ vọng tăng đáng kể trong các kênh tương quan không gian cùng với tăng số lượng anten tại eNodeB.

LTE đã đưa ra rất nhiều chức năng cần thiết cho kiểu SDMA kinh điển này. Tạo búp dựa trên trên bảng mã được hỗ trợ bởi sơ đồ tiền mã hóa phụ thuộc kênh cho truyền dẫn rank-3 Vì thế các UE được lập cấu hình cho sơ đồ tiền mã hóa phụ thuộc kênh rank-1 và báo cáo vectơ tiền mã hóa tương ứng cho eNodeB. Như vậy một chức năng thực sự quan trọng đặc thù MU-MIMO là các UE phải có khả năng rút ra đựơc tỷ số công suất giữa các tín hiệu tham chuẩn và và công suất trên một phần tử tài nguyên số liệu và anten sử dụng để truyền dẫn cho nó để có thể thực hiện giải điều chế Vấn đề tỷ số công suất là rất quan trọng vì các

UE chia sẻ cùng tài nguyên và vì thế có thể chia sẻ công suất hữu hạn của các

PA Điều này có thể dẫn đến thăng giáng công suất với tốc độ khung con truyền dẫn đến UE Vì UE không nhất thiết phải ước tính mù tỷ số công suất này cho tất cả các điều chế khác nhau, nên cần thông báo các thăng giáng công suất này đến UE Đối với truyền dẫn QPSK, UE có thể không cần biết tỷ số công suất, nhưng đối với điều chế bậc cao hơn (16QAM, 64QAM) UE cần được thông báo tỷ số công suất tất nhiên không phải cho mỗi khung con.

Vấn đề căn bản trong MU-MIMO là các UE có thể được lập biểu đồng thời (cung cấp cùng một tài nguyên) nếu các búp sóng ưu việt của chúng đủ phân cách.

Bộ lập biểu cần phối hợp các UE có số liệu cần truyền, báo cáo các búp tương thích và có địa lý đủ cao.Vì thế để MU-MIMO có lợi, tải hệ thông phải cao với nhiều UE tích cực yêu cầu số liệu trong từng khung Điều này cho phép bộ lập biểu tìm đựơc nhiều UE có thể được lập biểu đồng thời trên các búp ít gây nhiễu nội ô. Đối với MU-MIMO đường xuống, có thể chia kỹ thuật này theo các loại đang được nghiên cứu tại 3GPP: các luồng cố định và các luồng đặc thù người sử dụng.

Trong MU-MIMO luồng cố định, eNodeB sẽ phát nhiều luồng còn bộ lập biểu sẽ ấn định từng người sử dụng vào luồng thích hợp để đạt được hiệu năng tốt nhất Phương pháp này phù hợp cho trường hợp tốc độ di động cao và có thể làm việc không cần các hoa tiêu dành riêng Ngoài ra hiệu năng của phương pháp này có thể được cải thiện với sử dụng các phần tử anten gần nhau trong không gian với các búp hẹp hơn Trong trường hợp các luồng đặc thù người sử dụng, các luồng được tạo ra cho từng người sử dụng tùy theo CQI của từng người sử dụng.

Trong trường hợp UE phản hồi CSI đến eNodeB, các luồng đặc thù người sử dụng sẽ cải thiện SINR nhiều hơn các luồng cố định Điều quan trọng là kênh không đựơc thay đổi đáng kể trong khi đo CQI và phản hồi về eNodeB. Phương pháp này phù hợp cho các kịch bản di động tốc độ thấp và trung bình. Các kỹ thuật MU-MIMO được phân loại thành các kỹ thuật bảng mã đơn nhất và bảng mã không đơn nhất.

MU-MIMO dựa trên bảng mã đơn nhất tạo búp từ một bảng mã đơn nhất tối ưu Tuy nhiên phương pháp bảng mã không đơn nhất có hiệu năng tốt hơn MU-MIMO bảng mã đơn nhất vì kênh thực tế mã UE trải nghiệm không phù hợp hoàn toàn với từ mã đơn nhất Điều này sẽ gây ra nhiễu giữa các người sử dụng và giảm hiệu năng Trong trường hợp MU-MIMO dựa trên bảng mã không đơn nhất các búp có thể hướng chính xác đến UE, nhưng nếu sử dụng các luồng bảng mã không đơn nhất đặc thù người sử dụng thì cần có tín hiệu tham chuẩn đặc thù người sử dụng để ước tính kênh.

Hình 3.12 trình bày mô hình MU-MIMO với tạo búp dựa trên bảng mã cho nhiều UE sử dụng cùng một tài nguyên thời gian-tần số.

Hình 3.12 MU-MIMO với tạo búp dựa trên bảng mã cho nhiều UE sử dụng cùng tài nguyên thời gian tần số

Trong LTE R8 chỉ một chế độ truyền dẫn được sử dụng cho MU-MIMO đó là TM5 (Transmission Mode 5: chế độ truyền dẫn 5) Khi được lập cấu hình trong TM5, UE coi rằng truyền dẫn đường xuống của eNodeB được thực hiện trên cùng một kênh chia sẻ bằng một luồng (một lớp) Đối với truyền dẫn hai cửa anten hai luồng số liệu (L=2) được phát đồng thời đến hai UE trên cùng một tài nguyên thời gian tần số với bốn bộ tiền mã hóa được sử dụng theo bảng mã được cho trong bảng 1 cho Rank-1 dựa trên phản hồi từ UE Trong trường hợp bốn cửa anten bốn luồng số liệu (L=4) được phát đồng thời đến bốn UE trên cùng một tài nguyên thời gian tần số bằng cách sử dụng 16 bộ tiền mã hóa được cho trong bảng 2 cho Rank-1 dựa trên phản hồi từ UE.

3.3.2 MIMO đa người sử dụng (MU-MIMO) đường lên

Trong R8, UE sử dụng một anten phát và nhiều anten thu Vì thế SU- MIMO không thể sử dụng trên đường lên nhưng có thể sử dụng MU-MIMO đường lên Hỗ trợ nhiều anten phát tại UE chỉ được áp dụng cho LTE-Advanced Khi kênh không gian giữa UE1 và eNodeB rất khác kênh không gian giữa UE2 và eNodeB, cả hai UE đều có thể sử dụng cùng một tài nguyên thời gian tần số Hình 3.13 cho thấy thí dụ về MU-MIMO đường lên cho UE1 và UE2 MU-MIMO có lợi khi có nhiều người sử dụng trong một đoạn ô (các người sử dụng VoIP) và số anten thu tại eNodeB lớn hơn hoặc bằng hai.

Hình 3.13 MU-MIMO đường lên Để hỗ trợ MU-MIMO đường lên, các tín hiệu tham chuẩn cho các UE được lập biểu phải khác nhau và phải có tương quan chéo tốt Nếu hai hay nhiều người sử dụng trong cùng một đoạn ô được ấn định cùng một tài nguyên tần số, các tín hiệu tham chuẩn cho chúng phải được rút ra từ cùng một chuỗi với ’dịch vòng’ trong miền thời gian Trong LTE, để eNodeB có thể phân biệt và giải điều chế các tín hiệu của cá UE được lập biểu cho truyền dẫn MU-MIMO, eNodeB cần ấn định các tín hiệu tham chuẩn cho các UE này Hình 3.14 cho thấy cấu trúc khe nơi tín hiệu tham chuẩn được phát, trong đó ký hiệu OFDM thứ tư được sử dụng để truyền tín hiệu tham chuẩn còn các ký hiệu khác dùng để truyền số liệu.

Hình 3.14 Ghép kênh số liệu và tín hiệu tham chuẩn trên đường lên Đối với một khe và một khung con cho trước trong mỗi ô, chuỗi Zadoff- Chu được định nghĩa làm chuỗi cơ sở cho các tín hiệu tham chuẩn đường lên. Các phiên bản dịch vòng của chuỗi này tạo ra một tập các chuỗi trực giao. Mỗi UE được lập biểu cho truyền dẫn MU-MIMO được ấn định một giá trị dịch vòng riêng và UE kết hợp giá trị dịch vòng này với hiểu biết về chuỗi Zadoff- Chu để tạo nên mọt chuỗi tín hiệu tham chuẩn trực giao với các chuỗi tín hiệu tham chuẩn của các người sử dụng khác Trong LTE, các dịch vòng đối với một tín hiệu tham chuẩn UE có thể có 8 giá trị Lý tưởng 8 giá trị này có thể hỗ trợ

UL MU-MIMO cho từ 2 đến 6 UE Nhưng trong thực tế, chỉ hai người sử dụng là có thể cặp chung do khả năng phức tạp có hạn của máy thu Có thể nhận thấy rằng độ dài của các tín hiệu tham chuẩn phụ thuộc vào số RB (khối tài nguyên được ấn định cho một người sử dụng) Các tín hiệu tham chuẩn có độ dài bằng 36 hoặc lớn hơn dựa trên các chuỗi ZC (Zadoff-Chu) mở rộng Cần lưu ý rằng giá trị dịch vòng được được mang trong báo hiệu điều khiển mà UE nhận được trong truyền dẫn số liệu không phụ thuộc vào việc MU-MIMO có được sử dụng hay không.

Nhiễu đối với tín hiệu của người sử dụng gồm hai phần: nhiễu nội ô do các người sử dụng khác tham gia vào UL MU-MIMO và nhiễu giữa các ô do các người sử dụng trong các đoạn ô khác Vì các UE trong một đoạn ô hoạt động với các mức MCS khác nhau và đa đường có thể tạo ra giá trị không cũng như đỉnh trên một truyền dẫn, nên nhiễu giữa các ô đối với các người sử dụng này từ góc độ các ô lân cận có thể không như nhau trong miền tần số Một người sử dụng có thể chọn để đánh giá mẫu không gian của nhiễu giữa các ô trên một hay nhiều khối tài nguyên Có nhiều giải thuật thu UL MIMO sử dụng cho LTE ULMIMO Khi sử dụng MU-MIMO, hai UE phát trên các sóng mang con giống nhau tại cùng một thời điểm Vì thế xẩy ra xuyên nhiễu giữa hai UE này Với máy thu MMSE tại BTS, có thể giảm đáng kể nhiễu giữa các UE Hình 3.15 cho thấy thí dụ xử lý UL MU-MIMO trong máy thu MMSE đối với hệ thống 10MHz.

Hình 3.15 Máy thu MMSE cho UL MIMO

Đánh giá hiệu năng của các sơ đồ MIMO

3.4.1 Các cấu hình anten chuẩn để đánh giá hiệu năng đường xuống

3.4.1.1 Cấu hình anten eNodeB với 4 hoặc 8 anten a) Đồng cực không tương quan: Các anten đồng cực cách nhau 4•.

(Minh họa cho 4 Tx: | | | |) b) Đồng cực theo nhóm: Hai nhóm anten đồng cực Khoảng cách giữa tâm của mỗi nhóm là 10 • Khoảng cách trong mỗi nhóm là 0,5•.

(Minh họa cho 4 Tx: || || ) c) Đồng cực tương quan: Khoảng cách giữa các anten là 0,5•.

(Minh họa 4 Tx: |||| ) d) Phân cực chéo không tương quan: Các cột với các anten phân cực tuyến tính chéo nhau ±450, các cột cách nhau 4•.

(Minh họa cho 4 Tx: X X) e) Phân cực chéo tương quan: Các cột với các anten phân cực tuyến tính chéo nhau ±450, các cột cách nhau 0,5•.

(Minh họa cho 8Tx: XXXX)

Các anten phân cực đứng với khoảng cách 0,5• hoặc các cột với các anten phân cực tuyến tính trực giao có khoảng cách giữa các cột bằng 0,5•.

3.4.2 Các kết quả đánh giá hiệu suất phổ cho các sơ đồ MIMO

Hiệu suất phổ trung bình và biên ô được đánh giá bằng nhiều mô phỏng của một số hãng Trong các bảng dưới đây ta sẽ tổng kết các đánh giá này cho một số cấu hình anten điển hình và xét xem chúng có thỏa mãn các yêu cầu của ITU hay không. Đối với đường xuống hiệu suất phổ trung bình và biên ô được đánh giá với giả thiết băng thông cho các kênh đường xuống tính theo số ký hiệu OFDM L vớiL=1, L=2 và L=3 Mỗi giá trị trong bảng được nhận từ lấy trung bình các mẫu nhận được từ các hãng khác nhau Số mẫu (đây là các mẫu đánh giá nhận được từ các hãng khác nhau) cũng được cho trong bảng.

3.4.2.1.Hiệu suất phổ cho tốc độ UE từ 0 đến 15Km (trong nhà: Indoor Hotspot)

Bảng 3.6 Hiệu suất phổ đường xuống trong nhà (InH),FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên)

* L: số ký hiệu OFDM sử dụng cho các kênh điều khiển đường xuống.

Bảng 3.7.Hiệu suất phổ đường lên trong nhà (InH), FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên) Số mẫu Trung bình ô

Cho ô vi mô thành phố (Umi:Urban Macro): các ô 1km, từ ngoài nhà vào trong nhà.

Bảng 3.8 Hiệu suất phổ đường xuống ô vi mô thành phố (Umi), FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên)

Bảng 3.9 Hiệu suất phổ đường lên ô vi mô thành phố (Umi), FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên) Số mẫu

Trung bình ô [b/s/Hz/cell] Biên ô

Các ô vĩ mô thành phố (Uma: Urban Macro), các ô 5km, từ ngoài nhà đến xe.

Bảng 3.10 Hiệu suất phổ đường xuống ô vĩ mô thành phố (Uma),FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên)

Trung bình ô [b/s/Hz/cell] Biên ô [b/s/Hz]

Bảng 3.11 Hiệu suất phổ đường lên cho ô macro thành phố (Uma), FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên) Số mẫu

3.6.2.2 Hiệu suất phổ cho tốc độ UE cao từ 15 đến 120 km/giờ

Các ô vĩ mô nông thôn (Rma: Rural Macro)

Bảng 3.12 Hiệu suất phổ đường xuống cho ô vĩ mô nông thôn (Rma),FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên)

Trung bình ô [b/s/Hz/cell] Biên ô [b/s/Hz]

Bảng 3.13 Hiệu suất đường lên cho ô vĩ mô nông thôn (Rma), FDD

Sơ đồ và cấu hình anten

Yêu cầu ITU (trung bình/biên)

Từ các kết quả nhận được trong các bảng trên ta có thể kết luận rằng các cấu hình LTE MIMO đựơc đánh giá đều thỏa mãn các yêu cầu hiệu suất phổ trung bình và biên ô của ITU.

Kết luận

Như vậy, trong chương cuối luận văn đã trình bày kỹ thuật đa anten MIMO trong LTE bao gồm các vấn đề về phân tập phát trong LTE, các công nghệ MIMO khác nhau bao gồm SU-MIMO, MU-MIMO, mã hóa vòng kín… Có thể nói việc sử dụng kĩ thuật đa anten trong LTE đã mang lại rất nhiều những ưu điểm: phân tập không gian cải thiện đáng kể độ tin cậy nhờ tăng tỉ số tín hiệu trên tạp âm nhiều lần,tăng hiệu suất hay độ lợi phân tập…