- Mỗi một unit thì cần có khóa đóng cắt hai chiều để tổng hợp dòng điện và điện áp cả hai hướng, trong hình 2.1 là cách nối ghép cơ bản để phối hợp tạo ra một khóa hai chiều, điều khiển điện áp và dòng điện. Để đơn giản hóa các chương trình điều khiển đóng ngắt, nó có những ưu điểm và nhược điểm của mỗi cách ghép nối.
Hình 2.1: Một vài phương pháp bố trí khóa hai chiều
Trong hình 2.1 (a) điều khiển dễ dàng, nhưng trạng thái ON bị sụt áp cao, nó bằng tổng điện áp sụt trên hai diode và một IGBT.
Trong hình 2.1 (b) làm giảm sự sụt áp ở trạng thái ON, nhưng cần hai IGBT. Một bất lợi là mỗi IGBT cần có một cổng điều khiển độc lập dẫn đến, hệ thống phức tạp và giá thành đắt.
Trong hình 2.1 (c) là một cách nối ghép phổ biến, có tổn thất truyền dẫn giống với cấu trúc trong hình 2.1 (b). Ưu điểm của cấu trúc này so với các cấu trúc trước đó là mỗi khóa hai chiều chỉ cần có một mạch điều khiển cổng kích [3].
Cách ghép khóa hai chiều ở hình 2.1(c) được dùng làm khóa hai chiều trong cấu
trúc bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa [3].
- Cấu trúc cơ bản trong hình 2.2 gồm một điện áp dc (điện áp dc bằng Vdc) với hai khóa chuyển mạch hai chiều S1 và S2 trong hình (a) và dạng sóng điển hình V0
được thể hiện trong hình (b). Rõ ràng hai khóa S1 và S2 không thể ON cùng lúc, vì xảy ra ngắn mạch nguồn dc. Đáng chú ý là nó tạo ra được hai giá trị điện áp ở ngõ ra V0.
Hình 2.2: (a) cấu trúc cơ bản cho bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa, (b) kiểu sóng
điện áp ngõ ra của V0 [3]
- Từ cấu trúc đơn vị ở hình 2.2 (a) được kết nối thành unit ở hình 2.3. Trong bảng 2.1 trình bày giá trị điện áp V0 tương ứng với các trạng thái đóng cắt của các khóa
S1, S2, … ,Sn, có thể thấy n giá trị khác nhau đạt được cho V0.
Bảng 2.1: Bảng trạng thái đóng cắt các khóa:
- Cấu trúc unit trên hình 2.3 được kết nối với nhau thành một chuỗi liên kết như hình 2.4 nhằm tăng giá trị cho điện áp V0 . Hình 2.4 có k lần unit với nk khóa đóng cắt, nhưng chỉ duy nhất một khóa trên mỗi unit được ON trong mỗi trạng thái đóng cắt khi bộ nghịch lưu hoạt động. Ở đây số bậc và điện áp maximum ngõ ra được tính như sao:
, = 2( = × × …× − 1 ) − 1 (2.1) (2.2)
Cấu trúc trong hình 2.4, để điều chế ra điện áp V0 thì cần tính điện áp dc vào cho từng unit theo công thức sau:
= + [( − 1) ] = ( . ), ≥ 2 (2.3) State Switch states v0 State S1 S2 S3 … Sn-1 Sn v0 1 … … … …
Hình 2.4: Các units được kết nối thành series 2.1.2 So sánh cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc khác:
a) [14]
-
So sánh cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc được giới thiệu trong [13] &
Được minh họa trong hình 2.5 (a) là cấu trúc đơn vị được giới thiệu trong [13] & [14], bao gồm một nguồn dc (với điện áp bằng Vdc) với bốn khóa đóng ngắt hai chiều, các dạng sóng đầu ra điển hình của V0 được thể hiện trong hình 2.5 (b). Số bậc và số khóa được tính như sau:
= ( = 2( + 1) + 1 + 1) (2.4) (2.5)
Hình 2.5: (a) cấu trúc cơ bản, (b) dạng sóng điện áp ngõ ra
- Cấu trúc unit thể hiện trong hình 2.5 (a) có thể được mở rộng bằng cách ghép các khối unit thành một chuỗi như thể hiện trong hình 2.6, để có thể làm tăng giá trị điện áp ngõ ra V0. Với số bậc điện áp và số khóa được tính như sau:
= = ( [2( + 1) + 1] + 1)] (2.6) (2.7)
Với m là số điện áp nguồn dc
Hình 2.6: (a) Mở rộng cấu trúc cơ bản, (b) kết nối k lần cấu trúc cơ bản trong [13],
[14]
Tham khảo trong [3] (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
- Trên hình 2.7 so sánh tỉ lệ số bậc điện áp cho V0 (Nstep) với số IGBT (NIGBT)
giữ cấu trúc cải tiến và cấu trúc giới thiệu trong [13] & [14] (hình 2.6) với n nguồn dc. Ở đây ta thấy cấu trúc cải tiến ưu điểm hơn cấu trúc trong [13] & [14].
- Tương tự trong hình 2.8 thì cấu trúc cải tiến cần ít IGBT hơn cho điều chế
Nstep điện áp ra V0.
- Hình 2.9 biểu diễn điện áp chuẩn trên các khóa, ta thấy điện áp chuẩn trên các khóa của cấu trúc cải tiến thấp hơn cấu trúc trong [13] & [14] cho điều chế Nstep
Hình 2.7: So sánh Nstep/NIGBT giữa cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc trong [13] & [14]
Hình 2.8: So sánh số IGBT cần cho điều chế Nstep điện áp ra V0 giữa cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc trong [13] & [14]
Hình 2.9: Chuẩn điện áp trên các khóa hai chiều để điều chế Nstep điện áp ra V0 giữa cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc trong [13] & [14]
b)
-
So sánh cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc cascaded
Theo phân tích ở chương I ta thấy: cấu tạo bộ ngịch lưu cascaded gồm nhiều cầu H ghép lại mỗi cầu H có 4-switchs và một nguồn dc cung cấp cho nó. Từ công thức (1.1) và (1.2) ta suy ra để tạo được 11-level cho điệp áp ra thì cần tới 20-IGBT như hình 2.10
Nstep = 2s +1 = 2x5+1 = 11 , Nswitch=4s = 4x5 = 20
Tương tự như vậy để tạo ra 15-level thì cần tới 28-IGBT …
- So với cấu trúc giảm số khóa thì để tạo được 11-level điện áp ra theo công thức (2.1) và (2.8), thì chỉ cần 14-IGBT như hình 2.11 (a)
= 2( = × + × …× +⋯ + ) − 1 = 2 × (3 × 2) − 1 = 11 =3+2=5
Do mỗi một khóa ghép bởi 2 IGBT và mỗi cấu trúc cần 4 IGBT cầu ở ngõ ra có công suất lớn hơn suy ra cần tới 2x5 + 4 = 14 IGBT
Tương tự để tạo được 15-level thì chỉ cần 16-IGBT hình 2.11 (b) …
(a) (b)
Hình 2.11: Bộ nghịch lưu giảm số khóa (a) 11-level, (b) 15-level
- Rõ ràng ta thấy cấu trúc giảm số khóa có ưu điểm hơn so với cấu trúc truyền thống, giảm bớt được số IGBT và tạo ra số bậc nhiều hơn, đặc biệt là đối với nhu cầu điều chế số bậc cao xem bảng 2.2.
Bảng 2.2: So sánh cấu trúc giảm số khóa [3] với cấu trúc cascaded Parameter
Cascaded Cấu trúc [3] Số bậc
2.1.3 Một số cấu trúc tối ưu:
Từ [3] ta giới thiệu bốn cấu trúc tối ưu như sau:
a) Cấu trúc tối ưu cho maximun số bậc điện áp với số khóa đóng ngắt không đổi
Cấu trúc cải tiến bao gồm k lần unit liên kết với nhau, mỗi unit có ni khóa (i = 1, 2, …, k) do đó:
= + +⋯ + (2.8)
Trong trường hợp này, ta có maximum số bậc điện áp từ phương trình (2.1), xét công thức (2.1) và (2.8) để đạt được tối đa số bậc điện áp khi số switch không đổi.
= =⋯ = = (2.9) (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
Từ (2.8) và (2.9) ta có:
=
Maximum số voltage steps sẽ là:
=
Từ (2.10), (2.11) ta có:
=
Hình 2.12: Biến thiên so với n
(2.10)
(2.11)
Hình 2.12 cho thấy sự biến thiên của so với n. Rõ ràng là maximum số bậc điện áp thu được khi n = 3. Như vậy, một cấu trúc bao gồm một loạt các series cơ bản mở rộng với ba switch có thể cung cấp số bậc điện áp tối đa cho V0.
b) Cấu trúc tối ưu cho maximum số bậc điện áp với số nguồn dc không đổi
Giả sử số nguồn là không đổi và bằng (Ncapacitor), một cấu trúc bao gồm chuỗi k base
units, được trình bày ở hình 2.8, mỗi unit bao gồm (i=1, 2, …, k).
switch và − 1 nguồn dc
= ( − 1) = + +⋯ + − (2.13)
Xét (2.13) số nguồn dc có thể ghi như sau:
= − (2.14)
Suy ra maximum số bậc điện áp là:
= ( ) (2.15)
Hình 2.13: Biến thiên ( so với n
Hình 2.13 cho thấy sự biến thiên của ( so với n. Rõ ràng là maximum số bậc điện áp thu được khi n = 2. Như vậy, một cấu trúc bao gồm một loạt các series cơ bản mở rộng với ba switch có thể cung cấp số bậc điện áp tối đa cho V0.
Nó có thể được chứng minh rằng số lượng tối đa các voltage steps có thể đạt được với các switch bằng nhau. Vì vậy, nếu số lượng các thiết bị chuyển mạch trong mỗi đơn vị mở rộng được giả định bằng n, sau đó xem xét phương trình (2.12), tổng số các thiết bị chuyển mạch ( ) có thể đạt được như sau:
= × = ×
( ) (2.16)
Hình 2.14: Biến thiên n/ln(n) so với n
Vì Nstep là hằng số, Nswitch sẽ min khi n/ln(n) tiến tới max. Hình 2.14 cho thấy với n = 3 thì min số switch thực hiện Nstep cho điện áp. Ở đây cần chú ý số switch là số nguyên, khi không thu được số nguyên thì ta lấy chọn số nguyên gần với giá trị tìm được.
d) Cấu trúc tối ưu cho điện áp min thường trực trên khóa với số voltage steps
không đổi
Điện áp và dòng điện định mức của các thiết bị chuyển mạch đóng vai trò quan trọng trong chi phí và thực hiện của bộ nghịch lưu đa bậc. Trong tất cả các cấu trúc liên kết, dòng điện của tất cả các thiết bị chuyển mạch bằng với dòng của tải. Câu hỏi đặt ra là nếu điện áp Nstep được đề xuất cho V0, có cấu trúc liên kết sử dụng các thiết bị chuyển mạch với điện áp tối thiểu.
Giả sử điện áp đỉnh của switch được tính: (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
Trong phương trình này, Vswitch, j , đại diện cho điện áp đỉnh của các switch trong unit thứ j. Do đó, (2.17) có thể được xem xét như là một tiêu chuẩn để so sánh cấu trúc khác nhau từ điện áp đỉnh trên các switch [16]. Căn cứ vào các điểm nói trên và theo hình 2.8 ta có: = = × × (2.18) (2.19) Cuối cùng: , = × (2.20) Có thể viết lại (2.17) = ×( + +⋯ + ) (2.21) Ta tính P = = − , cho n là số chẳn − − , cho n là số lẽ (2.22) (2.23) Từ (2.1), (2.9), (2.10) và (2.21) ta có: = . 1+ + +⋯ + (2.24) 1+ + +⋯ + = (2.25) Từ (2.24) có thể viết gọn: = − 1 . . (2.26)
Hình 2.15: Biến thiên P/(n - 1) so với n
Biến thiên của P/(n - 1) so với n được thể hiện trong hình 2.15. Trong hình này,
Vswitch được min khi n = 2. Như vậy, cấu trúc tối ưu cho minimum điện áp của
switch, bao gồm hai thiết bị chuyển mạch.
2.1.4 Cấu trúc tối ưu cho giảm số khóa và kết luận:
a)
-
Trình bài cấu trúc tối ưu:
Theo chứng minh phần 2.1.3 (c) ta thấy cấu trúc tối ưu cho giảm số khóa khi mỗi một unit cần n = 3 khóa đóng cắt [3].
- Ta có cấu trúc được xây dựng trong hình 2.16 cấu trúc này có thể tạo ra số bậc tối đa của sóng điện áp ra, tương ứng với số khóa ít nhất.
- Một ưu điểm nổi bậc của cấu trúc giảm số khóa này là điều chế được số bậc cao nên sóng ngõ ra giảm thiểu độ méo dạng và gần sin hơn so với cấu trúc truyền thống.
b)
-
Kết luận:
Bài báo [3] đã trình bày một cấu trúc mới cho bộ nghịch lưu đa bậc. Khi thay đổi cách ghép một số khóa thì cấu trúc này sẽ tạo ra một số cấu trúc tối ưu (đã chứng minh 2.1.3) như sau: cấu trúc tối ưu cho maximun số bậc điện áp với số khóa đóng ngắt không đổi, cấu trúc tối ưu cho maximum số bậc điện áp với số nguồn dc không đổi, cấu trúc tối ưu cho minimum số khóa với số bậc điện áp không đổi, cấu trúc tối ưu cho min điện áp thường trực trên khóa với số voltage steps không đổi. - Trong [3] chỉ xây dựng một cấu trúc tối ưu về giảm số khóa khi điều chế số bậc lớn. Tuy nhiên nó có một số tồn tại giống như cấu trúc cascaded là cần nhiều nguồn dc dộc lập ngoài ra trong mỗi bộ nghịch lưu thì cần 4 IGBT công suất lớn hơn các IGBT còn lại.
- Tác giả của [3] chỉ xây dựng mô hình bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa công suất chứ không đề cập đến phương pháp điều khiển tối ưu hay đơn giản nào cho cấu trúc này. Do cấu trúc này có nhiều đặc điểm giống với cấu trúc cascaded đã phân tích ở phần (1.1 và 2.1) nên Luận văn nghiên cứu 2 phương pháp điều khiển, đã áp dụng điều khiển cho bộ nghịch lưu cascaded, để điều khiển cho bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa công suất đây là mục đích của đề tài.
2.2 Phương pháp điều khiển:
2.2.1 Phương pháp on-line xác định góc kích cho bộ nghịch lưu đa bậc
cascaded [15]:
Để khắc phục một số nhược điểm của phương pháp SHE. Một phương pháp on-line được nghiên cứu: phương pháp trong [15] tiếp cận trực tiếp xác định các góc kích
với các tính toán đơn giản, tổng hợp chính xác thành phần cơ bản dạng sóng điện áp đầu ra với giảm thiểu biến dạng và hệ số THD trên toàn bộ phạm vi của tỷ số điều biên (0 ≤ M ≤ 1). Có được những góc kích, bằng cách chia sóng điện áp chuẩn theo chiều dọc, thành những khu vực điện áp, tương ứng với nó là mỗi góc kích . Từ đó ta xác định góc kích bằng phương pháp tích phân.
a) Phương pháp on-line tính góc kích cho multilevel cascaded inverter với
nguồn dc cân bằng
- Phương pháp này là một sự kết hợp của phương pháp diện tích và nguyên lý xếp chồng. Góc kích đối với mỗi bậc điện áp có thể được xác định từ các thành phần cơ bản của dạng sóng điện áp đầu ra của từng units biến tần dạng cầu-H, phải phù hợp với từng sóng bước xung (voltage-second area) của dạng sóng điện áp
tham chiếu.
- Bộ nghịch lưu đa bậc cascaded hình 1.3 có n cầu-H units, điện áp tham chiếu có thể xác định bằng công thức:
= . . sin( ) (2.27)
- (1 ≤
Sóng điện áp ngõ ra có được từ step-pulse wave có thể tổng hợp từ k bậc ≤ ). Các thành phần cơ bản một bước xung của sóng điện áp ra với k bước, sử dụng nguyên lý xếp chồng như sau: (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
( )= 4 [ ( )+ ( )+⋯ + ( )] (2.28)
Các bước thực hiện phương pháp on-line:
1- Trước tiên phân chia diện tích sóng điện áp tham chiếu thành k lần, bằng cách phân phối các góc ( = 1 … − 1) hình 2.17(a)
2- Xác định độ lớn theo dạng sin với thành phần cơ bản cho mỗi bậc của bước xung dạng sóng ra, bằng cách sử dụng phương pháp diện tích hình 2.17(b)
⁄
( )= ( ) (2.29)
Với j = 1 … k
= . . .( − ) (2.30)
Hình 2.17: Phương pháp tiếp cận trực tiếp xác định góc kích
3- Tính toán góc kích θj cho từng bậc để biên độ của các thành phần cơ bản của sóng vuông bằng Mj, hình 2.17 (c)
= 4 . (2.31)
Vì vậy, mối quan hệ được thiết lập giữa θj và αi như sau:
= [ . ( − )] (2.32)
4- Phân tích tất cả các trường hợp có thể tổng hợp dạng bước xung sóng điện áp phù hợp với tỷ số điều biên và sự chọn lựa tối ưu với hệ số THD min.
Độ méo dạng của sóng hài được xác định theo công thức:
= ∑
Quy trình khảo sát để tổng hợp harmonic cơ bản của dạng sóng điện áp tải có thể của việc sử dụng số bước khác nhau. Ví dụ; Khi hệ số điều chế là đủ nhỏ, dạng sóng thu được có thể được tổng hợp từ các bước k (k = 1 ... n). Trong trường hợp này, tối ưu hóa của k sẽ được thực hiện bằng cách chọn hệ số THD nhỏ nhất.
Đối với phạm vi của tỷ số điều chế (M là nhỏ hơn 0.64), nó là đơn giản để sử dụng phân bố αi, tùy thuộc vào k:
= .
2 (2.34)
Đối với phạm vi của tỷ số điều chế cao, phương trình (2.32) không thể cung cấp cho một giá trị thực cho một hoặc một số θi. Vì vậy, giá trị của αi sẽ được thành lập với tham số d như sau:
= 1 . + 100 . 100 + (2.35) Ở đây d là hệ số, xác định bằng min THD%
Hình 2.18: a) Hệ số THD với k số bước xung cho 11-level và b) hệ số THD tối ưu
- Phương pháp được đề xuất [15] đã được thực hiện thành công cho converter 11-level bằng cách xử lý 4 bước nói trên với n = 5. Các kết quả xác định góc kích cho 11-level biến tần cascaded được trình bày trên bảng 2.3. Trong bảng này, giá trị