Điều chế độ rộng xung (PWM) được sử dụng trong bộ nghịch lưu thông thường có thể được cải tiến để sử dụng trong các bộ nghịch lưu đa bậc. Phương pháp PWM có thể được phân loại theo tần số đóng cắt như minh họa trong hình 1.4. Ba phương pháp multilevel PWM thảo luận nhiều nhất trong các tài liệu là: multilevel carrier- based PWM, selective harmonic elimination và multilevel space vector PWM.
Hình 1.4: Phân loại các phương pháp điều chế của bộ nghịch lưu đa bậc 1.3.1 Phương pháp sóng mang (multilevel carrier-based PWM):
- Khi tín hiệu chuẩn bị được truyền thông qua một môi trường truyền dẫn, tín hiệu này sẽ được chồng lên một sóng mang, đó là một loại sóng hình sin có tần số cao. Ta gọi là điều biến sóng mang. Sự biến đổi khi ta chồng tín hiệu lên trên sóng mang được gọi là điều biến. Các phần cứng thực hiện việc chuyển đổi này được gọi là các bộ điều biến. Đầu ra của bộ điều biến được gọi là tín hiệu đã điều biến [6].
Hình 1.5: Mô phỏng tính hiệu điều chế và sóng điện áp pha ngõ ra sử dụng 5 nguồn
dc độc lập (60V), cho bộ nghịch lưu đa bậc cascaded với ba kỹ thuật chính (a) SPWM, (b) THPWM, (c) SVM
- Kỹ thuật phổ biến nhất và đơn giản nhất để thực hiện sử dụng tín hiệu sóng mang hình tam giác và một truy xuất hoặc điều chế tín hiệu trên mỗi pha. Hình 1.5 minh họa ba kỹ thuật sóng mang chính ứng dụng trong bộ nghịch lưu đa bậc: dạng sin PWM (SPWM), hài bậc ba PWM (THPWM), và vector không gian PWM
(SVM). SPWM là một phương pháp rất phổ biến trong các ứng dụng công nghiệp [20].
- Để đạt được kết quả tốt hơn trong việc sử dụng liên kết nguồn dc với tỷ số điều biên cao, tín hiệu sin chuẩn có thể được tiêm bởi một tín hiệu hài bậc ba với một cường độ bằng 25% của các loại cơ bản; điện áp đầu ra của nó được thể hiện trong hình 1.5 (b). Ta thấy trong hình 1.5 (b) và (c), các tín hiệu sin chuẩn có một số lợi thế ở sự đồng nhất biên độ tỷ số điều biên. Rõ ràng, điện áp dc được sử dụng trong THPWM và SVM là tốt hơn so với SPWM, trong vùng điều chế tuyến tính. Lợi thế khác của kỹ thuật sóng mang là: sóng hài bội 3 PWM (SH-PWM) và tần số đóng cắt tối ưu PWM (SFO-PWM) [20].
Sóng hài bậc 3 (SHPWM)
Trong [6] mở rộng (SH-PWM) cho bộ nghịch lưu đa bậc như sau: Cho m bậc converter, m-1 carriers với cùng tần số fc và cùng biên độ Ac, dạng sóng tham chiếu có biên độ đỉnh Am, một tần số fm, và không tập trung ở giữa sóng mang. Sóng tham
chiếu tiếp tục so sánh với mỗi tín hiệu sóng mang, nếu sóng tham chiếu lớn hơn so với một tín hiệu sóng mang, thì sau đó các thiết bị hoạt động tương ứng với sóng mang đó được bật lên, và nếu sóng tham chiếu là thấp hơn so với một tín hiệu sóng mang, thì sau đó thiết bị hoạt động tương ứng với sóng mang đó được tắt. Hình 1.6 biểu diễn dạng sóng điện áp ngõ ra với sóng mang (mf =21), tỷ số điều biên là 0.8
Hình 1.6: Dạng điều chế và dạng sóng ngõ ra với các thông số (m = 6, mf = 21, ma
= 0.8)
Tần số đóng cắt tối ưu PWM (SFO-PWM)
Tần số đóng cắt tối ưu (SFO-PWM), nó là tương tự như SH-PWM, ngoại trừ thứ tự không điện được thêm vào mỗi dạng sóng mang [8].
1.3.2 Phương pháp vector không gian (multilevel space vector PWM):
Hình 1.7: Hình lục giác trong phương pháp SVPWM
- Ý tưởng của phương pháp điều chế vectơ không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của véc tơ không gian tham chiếu trên quỹ đạo đường tròn của véc tơ điện áp bộ nghịch lưu. Vectơ tham chiếu ⃗ ở đây chính là vectơ trung bình trong thời gian một chu kỳ điều chế Tpulse của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp.
Với sự dịch chuyển điều đặn của véc tơ không gian trên quĩ đạo tròn, các sóng hài bậc cao được loại bỏ và quan hệ giữa tính hiệu điều khiển và biên độ áp ra trở nên tuyến tính. Véc tơ tương đương ở đây chính là véc tơ trung bình trong thời gian một chu kỳ lấy mẫu Ts của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp.
- CHOI [11] là tác giả đầu tiên đề xuất mở rộng kỹ thuật điều chế vec tơ không gian từ hai bậc lên ba bậc, ở bộ nghịch lưu diode kẹp [20]. Hình 1.8 biểu diễn các vecter không gian trong hệ d-q cho bộ converter sáu bậc. Hình 1.9 biểu diễn thực hiện cho các liên kết nguồn dc với mỗi pha ở áp ngõ ra tương ứng với các điểm nút nguồn dc. Mỗi điểm trên véc tơ không gian biểu diễn cho một trạng thái riêng biệt điện áp ngõ ra. Ví dụ, các điểm (3, 2, 0) trên vector không gian có nghĩa là, so với đất, tại thời điểm đó pha a bằng 3Vdc, pha b bằng 2Vdc, và pha c bằng 0Vdc. Các kết nối tương ứng giữa các liên kết dc và đầu ra cho bộ nghịch lưu sáu bậc cũng được hiển thị trong hình 1.8 cho điểm (3, 2, 0).
Hình 1.9: Bộ ghép kênh mô hình của bộ nghịch lưu diode kẹp sáu bậc
- Bên cạnh đó trạng thái đóng cắt điện áp đầu ra, các điểm (3, 2, 0) trên vec tơ không gian cũng có thể đại diện cho trạng thái đóng cắt của bộ nghịch lưu. Mỗi số nguyên chỉ ra bao nhiêu thiết bị chuyển mạch trên mỗi pha đang ON cho bộ nghịch lưu diode kèm. Ví dụ cho ha = 3, hb = 2, hc =0, các trạng thái đóng cắt các khóa
0 0 1 1 1
được biểu diễn bằng ma trận Habc= 0 0
0 0
0 1 1 0 0 1
1.3.3 Phương pháp khử sóng hài chọn lọc (Selective Harmonic elimination)
- Ảnh hưởng của một số sóng hài bậc thấp chứa trong áp ra có thể khử bỏ hoặc hạn chế bằng phương pháp SHE [20]. Giản đồ kích đóng các công tắc được thiết lập trên cơ sở phân tích hàm tối ưu theo các biến là góc kích đóng các linh kiện. Biên độ các sóng hài có thể xác định qua khai triển chuỗi Fourier dạng sóng áp ra như phương trình sau:
= 4 [ ( )+ ( ) + ⋯ + ( )] ( ,
(1.3) ớ = 1, 3, 5, 7, …
Với SHE, giản đồ kích đóng được chọn sẽ khử bỏ sóng hài bậc cao và điều khiển sóng hài cơ bản, hàm tối ưu quan hệ giửa các góc , ,..., được biểu diễn qua phương trình sau:
( )= 4 [ ( )+ ( ) +⋯ + ( )] (1.4)
ớ = 1, 3, 5, 7, …
Gải phương trình (1.4) xác định góc kích , ,..., ta sẽ thiết lập được giản đồ kích đóng công tắc.
- Phụ thuộc vào số lần chuyển mạch của linh kiện, nghiệm của phương trình (1.4) luôn tồn tại và phương pháp SHE cho phép thực hiện triệt tiêu sóng hài với tần số đóng cắt tối thiểu [20].
Ví dụ: Một bộ nghịch lưu 11 bậc, sóng hài 5th, 7th, 11th, 13th có thể được khử với góc kích được chọn lọc thích hợp. Từ phương trình (1.4), với tỷ số điều biên ma ta được hệ phương trình sau: ( )+ ( )+ ( )+ ( )+ ( )=5 (5 ) + (7 ) + (5 ) + (7 ) + (5 ) + (7 ) + (5 ) + (7 ) + (5 ) = 0 (7 ) = 0 (11 ) + (13 ) + (11 ) + (13 ) + (11 ) + (13 ) + (11 ) + (13 ) + (11 ) = 0 (13 ) = 0
Dùng phương pháp Newton-Raphson giải hệ phương trình trên ta được: = 6,57 ,
= 18,94 , = 27,8 , = 45,14 , = 62,24 với ma = 0.8. Biểu diễn trên hình 1.10
Hình 1.10: Dạng sóng điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu cascaded 11 bậc
- Tuy nhiên phương pháp này có một số nhược điểm: phương pháp này giải bằng phương pháp Newton-Raphson thì cần có dự đoán ban đầu và không khả thi đặc biệt với số level lớn, mất nhiều thời gian tính toán và cần lưu trữ số lượng góc kích lớn, phạm vi điều khiển m < 0.846 [15].
1.4 Một số ứng dụng của bộ nghịch lưu đa bậc trong thực tế:
Trong công nghiệp và dân dụng:
- Có ứng dụng quan trọng và tương đối rộng rãi nhằm vào lĩnh vực truyền động điện (điều khiển động cơ không đồng bộ với độ chính xác cao và công suất lớn). Ứng dụng trong lĩnh vực tần số cao: bộ nghịch lưu được dùng trong lò cảm ứng trung tần, cao tần, thiết bị hàng trung tần. Ứng dụng trong công suất cao: điều khiển động cơ công suất lơn vài MW, vào lĩnh vực bù nhuyễn công suất phản kháng
(thiết bị Factor). Ngoài ra bộ nghịch lưu còn được dùng làm nguồn điện xoay chiều cho nhu cầu gia đình, làm nguồn điện liên tục UPS, điều khiển chiếu sáng…
Ứng dụng trong điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ
Hình1.11: Ứng dụng bộ nghịch lưu trong điều khiển động cơ
Ứng dụng trong lò cảm ứng trung tần
Trong năng lượng tái tạo:
Multilevel converter có thể được sử dụng chuyển đổi năng lượng điện một chiều dc một số pin, các tế bào nhiên liệu, các tế bào năng lượng mặt trời, tua-bin gió… có thể được kết nối thông qua một bộ nghịch lưu đa bậc để cung cấp một tải hoặc kết nối lưới điện xoay chiều.
Chương 2
PHÂN TÍCH CẤU TRÚC BỘ NGHỊCH LƯU ĐA BẬC GIẢM
SỐ KHÓA VÀ GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN
2.1 Cấu trúc bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa:
2.1.1 Cấu trúc cơ bản ghép các khóa:
- Mỗi một unit thì cần có khóa đóng cắt hai chiều để tổng hợp dòng điện và điện áp cả hai hướng, trong hình 2.1 là cách nối ghép cơ bản để phối hợp tạo ra một khóa hai chiều, điều khiển điện áp và dòng điện. Để đơn giản hóa các chương trình điều khiển đóng ngắt, nó có những ưu điểm và nhược điểm của mỗi cách ghép nối.
Hình 2.1: Một vài phương pháp bố trí khóa hai chiều
Trong hình 2.1 (a) điều khiển dễ dàng, nhưng trạng thái ON bị sụt áp cao, nó bằng tổng điện áp sụt trên hai diode và một IGBT.
Trong hình 2.1 (b) làm giảm sự sụt áp ở trạng thái ON, nhưng cần hai IGBT. Một bất lợi là mỗi IGBT cần có một cổng điều khiển độc lập dẫn đến, hệ thống phức tạp và giá thành đắt.
Trong hình 2.1 (c) là một cách nối ghép phổ biến, có tổn thất truyền dẫn giống với cấu trúc trong hình 2.1 (b). Ưu điểm của cấu trúc này so với các cấu trúc trước đó là mỗi khóa hai chiều chỉ cần có một mạch điều khiển cổng kích [3].
Cách ghép khóa hai chiều ở hình 2.1(c) được dùng làm khóa hai chiều trong cấu
trúc bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa [3].
- Cấu trúc cơ bản trong hình 2.2 gồm một điện áp dc (điện áp dc bằng Vdc) với hai khóa chuyển mạch hai chiều S1 và S2 trong hình (a) và dạng sóng điển hình V0
được thể hiện trong hình (b). Rõ ràng hai khóa S1 và S2 không thể ON cùng lúc, vì xảy ra ngắn mạch nguồn dc. Đáng chú ý là nó tạo ra được hai giá trị điện áp ở ngõ ra V0.
Hình 2.2: (a) cấu trúc cơ bản cho bộ nghịch lưu đa bậc giảm số khóa, (b) kiểu sóng
điện áp ngõ ra của V0 [3]
- Từ cấu trúc đơn vị ở hình 2.2 (a) được kết nối thành unit ở hình 2.3. Trong bảng 2.1 trình bày giá trị điện áp V0 tương ứng với các trạng thái đóng cắt của các khóa
S1, S2, … ,Sn, có thể thấy n giá trị khác nhau đạt được cho V0.
Bảng 2.1: Bảng trạng thái đóng cắt các khóa:
- Cấu trúc unit trên hình 2.3 được kết nối với nhau thành một chuỗi liên kết như hình 2.4 nhằm tăng giá trị cho điện áp V0 . Hình 2.4 có k lần unit với nk khóa đóng cắt, nhưng chỉ duy nhất một khóa trên mỗi unit được ON trong mỗi trạng thái đóng cắt khi bộ nghịch lưu hoạt động. Ở đây số bậc và điện áp maximum ngõ ra được tính như sao:
, = 2( = × × …× − 1 ) − 1 (2.1) (2.2)
Cấu trúc trong hình 2.4, để điều chế ra điện áp V0 thì cần tính điện áp dc vào cho từng unit theo công thức sau:
= + [( − 1) ] = ( . ), ≥ 2 (2.3) State Switch states v0 State S1 S2 S3 … Sn-1 Sn v0 1 … … … …
Hình 2.4: Các units được kết nối thành series 2.1.2 So sánh cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc khác:
a) [14]
-
So sánh cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc được giới thiệu trong [13] &
Được minh họa trong hình 2.5 (a) là cấu trúc đơn vị được giới thiệu trong [13] & [14], bao gồm một nguồn dc (với điện áp bằng Vdc) với bốn khóa đóng ngắt hai chiều, các dạng sóng đầu ra điển hình của V0 được thể hiện trong hình 2.5 (b). Số bậc và số khóa được tính như sau:
= ( = 2( + 1) + 1 + 1) (2.4) (2.5)
Hình 2.5: (a) cấu trúc cơ bản, (b) dạng sóng điện áp ngõ ra
- Cấu trúc unit thể hiện trong hình 2.5 (a) có thể được mở rộng bằng cách ghép các khối unit thành một chuỗi như thể hiện trong hình 2.6, để có thể làm tăng giá trị điện áp ngõ ra V0. Với số bậc điện áp và số khóa được tính như sau:
= = ( [2( + 1) + 1] + 1)] (2.6) (2.7)
Với m là số điện áp nguồn dc
Hình 2.6: (a) Mở rộng cấu trúc cơ bản, (b) kết nối k lần cấu trúc cơ bản trong [13],
[14]
Tham khảo trong [3]
- Trên hình 2.7 so sánh tỉ lệ số bậc điện áp cho V0 (Nstep) với số IGBT (NIGBT)
giữ cấu trúc cải tiến và cấu trúc giới thiệu trong [13] & [14] (hình 2.6) với n nguồn dc. Ở đây ta thấy cấu trúc cải tiến ưu điểm hơn cấu trúc trong [13] & [14].
- Tương tự trong hình 2.8 thì cấu trúc cải tiến cần ít IGBT hơn cho điều chế
Nstep điện áp ra V0.
- Hình 2.9 biểu diễn điện áp chuẩn trên các khóa, ta thấy điện áp chuẩn trên các khóa của cấu trúc cải tiến thấp hơn cấu trúc trong [13] & [14] cho điều chế Nstep
Hình 2.7: So sánh Nstep/NIGBT giữa cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc trong [13] & [14]
Hình 2.8: So sánh số IGBT cần cho điều chế Nstep điện áp ra V0 giữa cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc trong [13] & [14]
Hình 2.9: Chuẩn điện áp trên các khóa hai chiều để điều chế Nstep điện áp ra V0 giữa cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc trong [13] & [14]
b)
-
So sánh cấu trúc giảm số khóa với cấu trúc cascaded
Theo phân tích ở chương I ta thấy: cấu tạo bộ ngịch lưu cascaded gồm nhiều cầu H ghép lại mỗi cầu H có 4-switchs và một nguồn dc cung cấp cho nó. Từ công thức (1.1) và (1.2) ta suy ra để tạo được 11-level cho điệp áp ra thì cần tới 20-IGBT như hình 2.10
Nstep = 2s +1 = 2x5+1 = 11 , Nswitch=4s = 4x5 = 20
Tương tự như vậy để tạo ra 15-level thì cần tới 28-IGBT …
- So với cấu trúc giảm số khóa thì để tạo được 11-level điện áp ra theo công thức (2.1) và (2.8), thì chỉ cần 14-IGBT như hình 2.11 (a)
= 2( = × + × …× +⋯ + ) − 1 = 2 × (3 × 2) − 1 = 11 =3+2=5
Do mỗi một khóa ghép bởi 2 IGBT và mỗi cấu trúc cần 4 IGBT cầu ở ngõ ra có công suất lớn hơn suy ra cần tới 2x5 + 4 = 14 IGBT
Tương tự để tạo được 15-level thì chỉ cần 16-IGBT hình 2.11 (b) …
(a) (b)
Hình 2.11: Bộ nghịch lưu giảm số khóa (a) 11-level, (b) 15-level
- Rõ ràng ta thấy cấu trúc giảm số khóa có ưu điểm hơn so với cấu trúc truyền thống, giảm bớt được số IGBT và tạo ra số bậc nhiều hơn, đặc biệt là đối với nhu cầu điều chế số bậc cao xem bảng 2.2.
Bảng 2.2: So sánh cấu trúc giảm số khóa [3] với cấu trúc cascaded Parameter
Cascaded Cấu trúc [3] Số bậc
2.1.3 Một số cấu trúc tối ưu:
Từ [3] ta giới thiệu bốn cấu trúc tối ưu như sau:
a) Cấu trúc tối ưu cho maximun số bậc điện áp với số khóa đóng ngắt không đổi
Cấu trúc cải tiến bao gồm k lần unit liên kết với nhau, mỗi unit có ni khóa (i = 1, 2, …, k) do đó:
= + +⋯ + (2.8)
Trong trường hợp này, ta có maximum số bậc điện áp từ phương trình (2.1), xét công thức (2.1) và (2.8) để đạt được tối đa số bậc điện áp khi số switch không đổi.
= =⋯ = = (2.9)
Từ (2.8) và (2.9) ta có:
=
Maximum số voltage steps sẽ là:
=
Từ (2.10), (2.11) ta có:
=
Hình 2.12: Biến thiên so với n
(2.10)
(2.11)
Hình 2.12 cho thấy sự biến thiên của so với n. Rõ ràng là maximum số bậc