ĐỒNG BỘ TRONG CÁC HỆ THỐNG VÔ TUYẾN THÔNG DỤNG VÀ

3.1 ĐỒNG BỘ TRONG CÁC HỆ THỐNG VÔ TUYẾN THÔNG DỤNG VÀ COGNITIVE COGNITIVE

3.1.1 Đồng bộ trong các hệ thống thông tin.

Trong bất kỳ hệ thống thông tin liên lạc nào, quá trình xây dựng thông tin ở máy thu đều cần biết một số thông tin về tín hiệu được phát và kênh truyền dẫn mà điển hình là đáp ứng pha kênh, tần số sóng mang, định thời thông tin đến và pha sóng mang. Tuy nhiên, trong thực tế, những thông tin đó không có sẵn trước đó và phải được ước tính từ tín hiệu thu được. Tần số sóng mạng ở máy thu bị lệch so với tần số sóng mang tại máy phát vì nhiều lí do. Hiệu ứng Doppler sinh ra từ chuyển động tương đối của máy phát với máy thu là một ví dụ, hay phần cứng không lí tưởng đã đề cậptrong chương II cũng gây ra những thay đổi trên. Do đó sự khác biệt các thông số giữa máy phát và máy thu cần được ước tính và hiệu chỉnh để cải thiện hiệu năng hệ thống ở mức có thể chấp nhận được. Tương tự như vậy, trong môi trường thông tin liên lạc thực tế, phải mất một lượng hữu hạn thời gian để sóng mang mang thông tin từ máy phát đến máy thu. Trễ truyền dẫn do lan truyền trong môi trường dẫn dến không khớp định thời ký hiệu giữa máy phát và máy thu. Do đó, chúng ta cần phải biết định thời ký hiệu chính xác ở máy thu để khắc phục sự xuống cấp hiệu năng do không khớp định thời. Dịch pha sóng mang của tín hiệu thu được chủ yếu bao gồm: đáp ứng pha kênh, pha do dịch định thời và nhiễu pha từ máy phát dao động nội. Nó cần được tính toán và bù đắp trong trường hợp giải điều chế nhất quán.

Để mô hình hóa sự khác biệt nói trên, chúng ta cần phải bổ sung các mô hình kênh không phân tán đơn giản mà chúng ta sử dụng trong các chương trước. Tín hiệu thu được trong mô hình là:

trong đó v(t) là tín hiệu băng cơ sở và các thông số mới Δf và τ được sử dụng để mô hình độ lệch của tần số sóng mang thu được từ tần số sóng mang danh định và trễ truyền dẫn tương ứng. Quá trình ước tính các thông số này được gọi là đồng bộ hóa.

Phần này trình bày về các tác động của các lỗi đồng bộ hóa tần số và thời gian đến hiệu năng của một hệ thống thông tin đơn giản bằng cách lấy một hệ thống truyền dẫn BPSK như một ví dụ.

Hình 3.1 Bộ điều chế BPSK với các thông số được ước tính

Trong hệ thống BPSK tín hiệu thu được có thể được đưa ra như sau:

r(t) = ±ApT (t – τ) cos[2π(fc +∆f)(t + τ) + θ] + n(t) = ± ApT (t – τ) cos[2π (fc +∆f )t +ϕ] + n(t)

trong đó n(t) là kênh AWGN với mật độ phổ N0/2 và φ là sự kết hợp của đáp ứng pha, pha do định thời dịch và nhiễu pha. Giả sử chúng ta ước tính được , và của các thông số Δf, τ và φ với việc sử dụng một thuật toán đồng bộ nào đó. Do đó, việc bù tại máy thu có thể được thực hiện bằng cách sử dụng các thông số đã được ước tính thể hiện trong sơ đồ khối trong hình 3.1 ở trên. Khi τ - ≤ T, xác suất lỗi bit có thể được tính như sau:

α có giá trị nhỏ hơn hoặc bằng phần tử đơn vị, đẳng thức xảy ra chỉ khi Δf = , τ =

và φ = . Do đó, từ phương trình (3.5), chúng ta thấy rằng bất kỳ lỗi nào trong các tham số được ước tính sẽ đẩy khả năng lỗi bit lên trên xác suất lỗi tối ưu. Ngoài ra, nếu lỗi ước tính Δf, |Δf - |, nhỏ hơn rất nhiều so với tốc độ truyền tải dữ liệu ( ), vì thế:

(3.4) (3.5) (3.2) (3.3)

ở đây Δτ = τ - và Δφ = φ - . Do đó lỗi trong ước tính dịch tần số và trễ thời gian gây ra sự xuống cấp đáng kể trong hiệu suất tỷ lệ lỗi bit. Các số liệu khác để đo hiệu suất của thuật toán đồng bộ hóa sẽ được thảo luận trong chương này kết hợp với các thuật toán đồng bộ hóa dựa trên OFDM.

3.1.2 Đồng bộ thời gian và tần số trong hệ thống OFDM

3.1.2.1 Giới thiệu chung

OFDM đã nổi lên như một trong những công nghệ truy cập vô tuyến hứa hẹn nhất trong hai thập niên qua. Phạm vi ứng dụng của nó từ truyền thông có dây như DSL đến mạng cục bộ không dây hay truyền phát âm thanh và hình ảnh kỹ thuật số. OFDM cũng đã là một nền tảng quan trọng trong công nghệ truyền thông di động như WiMAX di động và LTE.

Nguyên lý của OFDM là phân chia tổng băng thông cần truyền vào một số sóng mang con để có thể truyền đồng thời các sóng mang này. Bằng cách này luồng số tốc độ cao có thể được chia thành nhiều luồng tốc độ thấp hơn. Vì thế có thể giảm ảnh hưởng của trễ đa đường và chuyển đổi kênh pha đinh chọn lọc thành kênh pha-đinh phẳng. Như vậy OFDM là một giải pháp cho tính chọn lọc của các kênh pha-đinh. Việc chia tổng băng thông thành nhiều băng con với các sóng mang con dẫn đến giảm độ rộng băng con trong miền tần số và vì thế tăng độ dài ký hiệu. Số sóng mang con càng lớn thì độ dài ký hiệu càng lớn. Điều này có nghĩa là độ dài ký hiệu lớn hơn so với thời gian trải rộng trễ của kênh pha-đinh phân tán theo thời gian, hay độ rộng băng tần tín hiệu nhỏ hơn độ rộng băng tần nhất quán của kênh. Trong các sơ đồ điều chế đa sóng mang, các băng con phải đủ nhỏ và không được chồng lấn lên nhau (cần có khoảng bảo vệ). Nhưng trong OFDM các kênh con có thể chồng lấn lên nhau, nhưng phải trực giao với nhau, nhờ vậy không cần các băng tần bảo vệ và vì thế rất tiết kiệm phổ tần.

Luồng số cần truyền được phân thành các đoạn dài Nsc.log2M , trong đó, NSC là số các sóng mang con sẽ được sử dụng để mang các bit thông tin và M là số trạng thái của sơ đồ điều chế. Sau bộ biến đổi S/P các bit của khối k được chuyển thành NSC cụm zp,k với (p=0,1…. , NSC -1) và (k=-∞,∞; k để biểu thị cho thời điểm phát đoạn bit), mỗi một cụm có độ dài mlog2M bit . Sau các bộ MAP (sắp xếp tín hiệu điều chế) cụm zp,k được sắp xếp lên 1 trong M vec tơ điều chế xp k, trong miền thời gian. Sau bộ DFT NSC mẫu miền thời gian được chuyển đổi vào Nsc mẫu miền tần số: Xp k, . Bộ sắp xếp sóng mang con thực hiện sắp xếp Nsc mẫu miền tần số lên các vị trí quy định trong tập các sóng mang con đầu vào IFFT. Có hai cách sắp xếp: sắp xếp khoanh vùng và sắp xếp phân bố. trong cách sắp xếp thứ nhất, Nsc mẫu được sắp xếp lên một vùng liên tục các sóng mang con còn cách sắp xếp thứ 2 mẫu tần số được sắp xếp vào các sóng mang con phân bố trong toàn bộ băng tần. Sau đó các mẫu tần số được bộ IFFT chuyển đổi từ các mẫu trong miền tần số thành các mẫu trong miền thời gian. Tiếp theo sẽ chèn V mẫu CP tại bộ chèn CP Sau bộ biến đổi song song thành nối tiếp N+V mẫu thời gian này được chuyển đổi thành dãy xk nối tiếp Sau bộ biến đổi số vào tương tự ta được tín hiệu s(t). Ở phía thu qua trình được thực hiện ngược lại.

Để tránh nhiễu liên ký hiệu (ISI), tiền tố chu trình được thêm vào đầu của mỗi ký hiệu. Điều này có thể được thực hiện bằng cách sao chép một phần cuối cùng của ký hiệu OFDM đó như là một tiền tố. Độ dài của tiền tố chu trình TG cần lớn hơn trễ trội cực đại của kênh để tránh suy giảm hiệu suất do nhiễu ISI . Do đó, độ dài tổng của ký hiệu OFDM là độ dài tiền tố chu trình TG cộng với độ dài IFFT. Việc chèn tiền tố chu trình có thể cho phép đơn giản trong việc ước tính và cân bằng kênh trong một cấu trúc kênh song song trực giao tương đương. Mặc dù có sự gia tăng công suất truyền tải và giảm tốc độ dữ liệu do tiền tố chu trình, nhưng những lợi ích từ chúng vẫn có giá trị hơn những bất lợi trên. Sau khi chèn CP, các ký hiệu OFDM được chuyển đổi lên tần số vô tuyến RF và truyền qua kênh. Tại máy thu, tín hiệu được hạ tần xuống đến tần số trung gian (IF) và thực hiện đồng bộ hóa để xác định thời gian xuất hiện của các ký hiệu OFDM và điều chỉnh các dịch tần số.

Truyền tải dữ liệu trong các băng con hẹp trực giao hiệu quả hơn rất nhiều trong điều kiện kênh pha-đinh đa đường và sự có mặt của nhiễu xung. Tuy nhiên, nó đòi hỏi chi phí cho việc đồng bộ hóa chính xác các tần số sóng mang con ở máy phát và máy thu OFDM. Bởi vì khoảng cách giữa các sóng mang con nhận hẹp, tính trực giao của các sóng mang con này trở nên nhạy cảm hơn với dịch tần số. Ngay cả khi ước tính định thời ký hiệu áp dụng việc sử dụng các tiền tố chu trình để mở rộng các ký hiệu thì ước tính dịch tần vẫn cần khá chính xác để tránh nhiễu kênh liên sóng mang ICI. Mặt khác, nếu các ước tính định thời ký hiệu không vượt quá chiều dài CP thì dịch pha trong miền tần số chỉ đòi hỏi một quá trình thông thường thường để bù lại. Dịch tần số làm mất tính trực giao giữa các sóng mang con, do đó gây ra ICI. Có ba lỗi đồng bộ hóa chính trong hệ thống OFDM: dịch định thời ký hiệu (STO), dịch tần số sóng mang (CFO) và dịch tần số xung lấy mẫu (SCFO).

Có hai thông số chưa biết tại máy thu: thời điểm đến của ký hiệu OFDM và tần số sóng mang mà nó được truyền đi. Thời điểm đến của ký hiệu được mô phỏng như trễ trong các đáp ứng xung kênh xung δ(k - θ), trong đó θ là thời điểm đến có giá trị nguyên chưa biết của ký hiệu. Dịch tần số phân đoạn được mô phỏng như sự biến dạng bội phức của dữ liệu thu được trong miền thời gian ej2πϵk/N, trong đó ϵ biểu thị sự khác biệt giữa các máy tạo dao động ở máy phát và máy thu như một phần của khoảng cách giữa các sóng mang và N đại diện cho chiều dài FFT. Chúng ta giả định rằng máy phát

và máy thu là ổn định sao cho tất cả các sóng mang con có sự dịch chuyển tương tự nhau. Dựa trên giả định trước rằng các kênh là không phân tán và tín hiệu truyền chỉ bị ảnh hưởng bởi phức AWGN, các tín hiệu ở máy thu có thể được mô hình hóa như sau:

r(k) = s(k – θ) + n(k)

Ở đây hai thông số đồng bộ hóa khác không được tính ở mô hình này. Đầu tiên, dịch pha của sóng mang có thể ảnh hưởng đến tỷ lệ lỗi ký hiệu ở điều chế nhất quán trong trường hợp không có ước tính kênh. Tuy nhiên nếu dữ liệu được mã hóa theo kiểu khác thì hiệu ứng này được loại bỏ. Thứ hai là dịch ở tần số lấy mẫu cũng sẽ ảnh hưởng đến hiệu năng hệ thống. Chúng ta giả định rằng dịch đó là không đáng kể.

Nhiều nghiên cứu đã được thực hiện để ước tính và điều chỉnh dịch thời gian và tần số trong hệ thống OFDM dựa trên một số phương pháp khác nhau. Hầu hết các thuật toán đồng bộ thời gian và tần số tận dụng lợi thế của tính chất tuần hoàn của tín hiệu miền thời gian hay sử dụng các ký hiệu đồng bộ được thiết kế đặc biệt cho mục đích đồng bộ. Một số kỹ thuật đồng bộ thời gian và tần số sẽ được trình bày sau đây.

3.1.2.2 Các kỹ thuật đồng bộ định thời ký hiệu và tần số

Phần này đề cấp đến các phương pháp hiện có khác nhau để ước tính thời gian bắt đầu của việc truyền ký hiệu và dịch định thời. Trong [8], ước tính định thời ký hiệu đã được thực hiện dựa trên việc tìm kiếm một chuỗi đồng bộ duy nhất với hai nửa giống nhau trong thời hạn một nửa thời gian ký hiệu OFDM. Một chuỗi như thế trong miền thời gian là kết quả của việc truyền chuỗi Pseudo-Noise (PN) trên tần số chẵn và số không trên các tần số lẻ.

Chuỗi đồng bộ duy nhất sẽ được phân tích khi nó đến máy thu. Cho L là số lượng mẫu trong nửa đầu của chuỗi đồng bộ. Hai nửa của chuỗi là giống hệt nhau ngoại trừ sự dịch pha gây ra bởi dịch tần số giữa máy phát và máy thu. Tại mỗi điểm bắt đầu khung, tổng các tích của L mẫu trong nửa đầu và liên hợp của các mẫu tương ứng trong nửa thứ hai có thể được đưa ra như sau:

(3.8) (3.7)

trong đó d là thời điểm có thể bắt đầu khung, rm là các mẫu băng gốc phức. Ở điểm

khởi đầu của các ký hiệu, các tích của mỗi cặp mẫu chỉ ra công suất của các mẫu và pha gần như không đổi, 2πΔf, tương tự cho tất cả các tích. Từ phương trình (3.7), một hệ số định thời có thể được định nghĩa là:

Hình 3.3 Hệ số định thời phần mở đầu của một mạng WLAN trên kênh AWGN 20dB, chiều dài FFT là 512 và chiều dài CP là 64

Hình 3.3 ở trên cho thấy một ví dụ về một hệ số định thời của tín hiệu trong một mạng WLAN thông thường (L = 512 và CP = 64) được truyền qua kênh AWGN với SNR tổng là 20 dB. Khi hệ số định thời đạt đến một ngưỡng có độ dài tương đương với chiều dài của khoảng bảo vệ trừ đi trải trễ của kênh thì thời gian bắt đầu của khung có thể là bất cứ lúc nào trong phạm vi của ngưỡng đó mà không gây bất kỳ nhiễu nào. Tuy nhiên sự không rõ ràng này trong việc xác định thời gian lấy mẫu chính xác đặt ra vấn đề trong việc triển khai thực tế. Một số phương pháp xử lý tín hiệu đã được sử dụng nhằm tránh sự không rõ ràng này để có được một đỉnh chiếm ưu thế tương đối hẹp mà có thể dễ dàng phát hiện. Ví dụ trong mạng WLAN đã đề cập ở trên, lọc phối hợp đầu ra tương quan chuẩn hóa với một bộ lọc có hệ số thống nhất đã được sử dụng để có được một đỉnh đơn tại cạnh của ngưỡng như thể hiện trong hình 3.4 dưới đây:

Hình 3.4 Hệ số định thời và đầu ra lọc phối hợp

Dịch tần số có thể được ước tính bằng cách khai thác thực tế sau đây. Sự khác biệt duy nhất giữa hai mẫu cách nhau L/2 mẫu trong chuỗi PN là sự khác biệt về pha:

Máy thu có thể xác định pha tại các đỉnh tìm được (thời điểm bắt đầu ký hiệu) vì tại thời điểm đó các mẫu tương quan giống hệt nhau và pha của đầu ra tương quan (nếu có) là do dịch tần số giữa máy phát và máy thu. Do đó:

và do đó

Phương trình (3.11) đưa ra ước tính cho phần thập phân của dịch tần số. Bằng cách ước tính phần thập phân của dịch tần số và sửa chữa nó bằng cách nhân các mẫu với e-2jtϕ/ T chúng ta có thể tránh nhiễu sóng mang lân cận và duy trì trực giao giữa các sóng mang con liên tiếp. Điều này thường được gọi là đồng bộ hóa tần số thô.

Các thuật toán đồng bộ hóa trong [8] đòi hỏi một chuỗi PN thứ hai để ước tính sự thay đổi trong các frequency bins (phần nguyên dịch tần số). Trong kỹ thuật này, sau khi hai chuỗi PN được bù trừ cho phần thập phân của dịch tần số, chúng được chuyển vào miền tần số. FFTs của chúng là x1,k và x2,k và cho chuỗi PN điều chế vi phân trên các

tần số chẵn của các ký hiệu đồng bộ thứ hai vk. Chuỗi PN sẽ xuất hiện ở đầu ra trừ khi

(3.10) (3.11)

(3.12)

nó bị dịch vị trí do không bù dịch tần của 2z/T mà z là một số nguyên. Lưu ý rằng bởi vì có một khoảng bảo vệ và vẫn còn dịch tần số, ngay cả khi không có điều chế vi phân giữa các ký hiệu đồng bộ 1 và 2 (tức là chuỗi PN), vẫn sẽ là một dịch pha giữa