Bài viết tiến hành đề xuất phương pháp cải thiện hiệu suất bộ biến đổi IBFB dựa trên kỹ thuật chuyển mạch mềm, kết hợp với việc sử dụng công nghệ van bán dẫn SiC thay cho van Si thông thường. Thêm vào đó, công nghệ dây Litz được dùng để giảm tổn thất trên biến áp cách ly hoạt động ở tần số cao. Mô hình mô phỏng và hệ thống thực nghiệm công suất đến 2,5kW cho bộ biến đổi được thực hiện để kiểm chứng tính khả thi và hiệu quả của phương pháp đề xuất.
JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 Thiết kế thực nghiệm biến đổi DC/DC cách ly IBFB- LLC công suất 2,5kW sử dụng van SiC Mosfet Design and Implementation of 2,5 kW IBFB-LLC DC/DC Converter Using SiC Mosfet Vũ Hoàng Phương, Đỗ Tuấn Anh, Nguyễn Mạnh Linh*, Nguyễn Quang Địch Trường Đại học Bách khoa Hà Nội, Hà Nội, Việt Nam * Email: linh.nguyenmanh@hust.edu.vn Tóm tắt Bộ biến đổi DC/DC cách ly Interleaved boost Full bridge tích hợp mạng cộng hưởng LLC ( IBFB- LLC) biến đổi dẫn lượng chiều, có khả làm việc với ứng dụng có dải điện áp rộng hệ thống biến đổi lượng mặt trời Tổn thất biến đổi bao gồm tổn thất đóng cắt van tổn thất biến áp xung Bài báo đề xuất phương pháp cải thiện hiệu suất biến đổi IBFB dựa kỹ thuật chuyển mạch mềm, kết hợp với việc sử dụng công nghệ van bán dẫn SiC thay cho van Si thơng thường Thêm vào đó, công nghệ dây Litz dùng để giảm tổn thất biến áp cách ly hoạt động tần số cao Mơ hình mơ hệ thống thực nghiệm công suất đến 2,5kW cho biến đổi thực để kiểm chứng tính khả thi hiệu phương pháp đề xuất Từ khóa: IBFB-mạng cộng hưởng LLC, chuyển mạch mềm, SiC Mosfet Abstract Interleaved Boost Full Bridge integrated LLC resonant (IBFB- LLC) is an isolated DC/DC converter with directional power flow, which can cope with a wide input voltage range of PV applications The main losses of the converter are switching losses of the power switches and transformers losses This paper proposes a method to improve the efficiency of the IBFB converter due to zero voltage switching technique, in combination with employing new SiC MOSFET technology instead of the conventional Si MOSFET In addition, Litz wire is also adopted to reduce the losses on the high frequency isolation transformer Both numerical simulations and experiments with a prototype 2,5kW converter are implemented to verify the feasibility and effectiveness of the proposed solution Keywords: IBFB-LLC resonant, ZVS, SiC Mosfet Giới thiệu * hưởng LLC sử dụng, báo lựa chọn phương pháp điều chế độ rộng xung PWM cố định tần số cộng hưởng tần số đóng cắt biến đổi [6] Ngày này, nguồn lượng tái tạo lượng mặt trời, pin nhiên liệu… quan tâm nghiên cứu Các biến đổi DC/DC kết nối với nguồn lượng cần đảm bảo yêu cầu tính cách ly, khả làm việc với dải điện áp đầu vào rộng, hiệu suất cao… Cấu trúc Dual active bridge (DAB) cho phép DC/DC đáp ứng yêu cầu ứng dụng biến đổi lượng mặt trời PV [1,2] Tuy nhiên, đặc thù ứng dụng dẫn lượng theo chiều từ PV đến tải nên nhóm van phía thứ cấp DAB thay cầu diode Bên cạnh đó, cấu trúc interleaved boost sử dụng bên sơ cấp để giảm đập mạch dòng điện đầu vào [3,4] Đồng thời, mạng cộng hưởng LLC sử dụng DC/DC cách ly ưu điểm chuyển mạch mềm van, giảm nhiễu điện từ tăng mật độ công suất Mặc dù vậy, LLC truyền thống điều chế xung theo phương pháp PFM tồn nhược điểm dải khuếch đại điện áp nhỏ [5] Để khắc phục vấn đề ứng dụng PV, với cấu trúc mạch lực interleaved boost full-bridge có tích hợp mạng cộng Nhằm nâng cao hiệu suất biến đổi, công nghệ van SiC mosfet dây quấn Litz sử dụng hệ thống thực nghiệm báo Công nghệ van SiC có ưu điểm bật so với van Si thông thường: hoạt động mức điện áp cao với khả chịu nhiệt lớn hơn, điện tích mở cổng nhỏ dẫn đến thời gian đóng mở van nhỏ hơn, điện trở van dẫn nhỏ hơn, từ giảm tổn hao đóng cắt van có khả làm việc tần số cao [7-9] Như vậy, tổn thất tổng thể van SiC giảm đáng kể so với van Si thường Dây quấn Litz gần trở thành vật liệu tiềm lĩnh vực điện tử công suất, cho phép cuộn cảm biến áp hoạt động dòng cao với điện trở thấp [10], tổn thất nhỏ rơi cuộn dây đạt tần số hoạt động từ hàng chục đến hàng trăm kHz [11] Dây litz giúp giảm thiểu hiệu ứng bề mặt tối thiểu tổn thất gây dịng điện xốy [12], giảm nhiệt độ hoạt động hệ thống, từ đơn giản hóa việc thiết kế tản nhiệt ISSN: 2734-9381 https://doi.org/10.51316/jst.149.etsd.2021.1.2.2 Received: April 17, 2020; accepted: October 06, 2020 JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 S1 + S3 Vbus + S1 S3 D1 ILr Lb1 Vin Cin Cc Lb2 S2 Cc S4 Cr S2 _ Lr utank Vout D2 D4 - b Full bridge-LLC (FB-LLC) + Vc S1 S3 D1 ILb1 ILr Lb1 ILb Lr utank ILb2 Cr Lb2 S2 Vin n1 S4 a Interleaved boost (IB) Cc Lm D3 Lm D3 n1 Vout S4 D2 Cin D4 - c Interleaved boost Full BridgeLLC (IBFB-LLC) Hình Cấu trúc mạch lực IBFB Nguyên lý hoạt động Đối với mạng hưởng cộng hưởng PFM truyền thống, hệ số điều chế D giữ cố định 0,5 hệ số khuếch đại GLLC phụ thuộc vào hệ số fn Tuy nhiên, nhược điểm cộng hưởng PFM dải khuếch đại điện hẹp, khơng phù hợp với ứng dụng có dải điện áp đầu vào rộng pin mặt trời 2.1 Cấu trúc mạch lực Cấu trúc mạch lực biến đổi IBFB biễu diễn Hình 1, bao gồm phần phần Interleaved boost phần Full Bridge- LLC Ở phần Interleaved boost, lượng đầu vào qua cuộn cảm DC Lb1 Lb2 coi nguồn dòng Cuộn cảm Lb1 kết hợp với cặp van S1, S2 tạo thành mạch boost thứ nhất, cuộn cảm Lb2 kết hợp với cặp van S3, S4 tạo thành mạch boost thứ hai, hai mạch boost thiết kế xen kẽ lệch 180 độ điện áp boost Vc giữ tụ kẹp Cc Phần Full Bridge - LLC gồm module cầu mosfet phía sơ cấp cầu diode phía thứ cấp biến áp, lượng truyền theo chiều từ sơ cấp sang thứ cấp Mạng cộng hưởng LLC tích hợp phía sơ cấp gồm phần tử: điện cảm rò tổng Lr, tụ cộng hưởng Cr điện cảm từ hóa sơ cấp biến áp Lm Tỉ lệ biến áp chọn 1:1 Gboost Vin Vc GLLC Vpri 1:1 Vout Hình Khuếch đại điện áp IBFB Để khắc phục vấn đề này, cộng hưởng LLC báo lựa chọn theo phương pháp PWM thay đổi D cố định fn = [6] Khi đó, hệ số khuếch đại GLLC có độ lớn phụ thuộc vào hệ số điều chế D hệ số chất lượng Q Hệ số Q mạng cộng hưởng tính theo cơng thức: Q= 2.2 Hệ số khuếch đại biến đổi Do hệ số khuếch đại mạch boost Gboost mạng cộng hưởng GLLC hoàn toàn độc lập nên mối quan hệ điện áp đầu Vout đầu vào Vin thể Hình Trong đó, hệ số khuếch đại boost Gboost = / D với D hệ số điều chế cho van nhánh S1 S3 Các hệ số tương đối fs Lb Lm quy ước báo: = fn = ,k = ,m fr Lr Lr 2π f r Cr Rac (1) với Rac hệ số tải tương đương quy đổi từ thứ cấp Khi hệ số khuếch đại điện áp biến đổi: = G Vout GLLC = Gboost G= LLC Vin D (2) Đường đặc tính mơ GLLC G thay đổi giá Q D thể Hình Hình 4, với Gmin, Gmax 0,77; 2,86 điện áp vào Vin nhận giá trị 520 V 140 V, điện áp cố JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 định 400 V Điều cho thấy việc biến đổi hoạt động chế độ tăng áp (chế độ boost) giảm áp (chế độ buck) Bên cạnh đó, giá trị D gần 0,5, dịng qua cảm rị có dạng sin D = 0,5 điểm làm việc tối ưu hệ thống [6] DTs 1,05 0,95 0,85 0,95 0,8 0,01 0,2 0,3 0,33 0,5 0,75 0,7 0,65 0,6 -Vc Iin 0,2 0,4 tdead S3 utank tdead DTs Ts/2 iLbsum iLb2 ∆iLb1,2 t iLr 0,8 iLm t 0,01 0,2 0,3 0,33 0,35 3,5 ID2 ID1 4,5 t0 t t1 t2 t3 t4 t5 DTs a) D < 0,5 S1 (1-D)Ts S2 (1-D)Ts Vc Gmax = 2,86 0 Iin/2 DTs S4 S3 tdead tdead (1-D)Ts Ts/2 -Vc Iin 2,5 t t t ∆iLbsum iLbsum iLb1 iLb2 ∆iLb1,2 Gmin = 0,77 t t 0,6 t ∆iLbsum iLb1 Iin/2 G-D 0,5 DTs S4 Hình Hệ số khuếch đại GLLC theo D Q 1,5 S2 (1-D)Ts Vc 0,9 (1-D)Ts S1 t iLr 0,2 0,3 0,4 0,4 0,5 0,6 D 0,7 0,8 iLm t Hình Hệ số khuếch đại G theo D Q Vtr1 Xung cưa t0 S2 t Hình Đồ thị đặc tính hệ thống Góc dịch pha φ = 180 V tr2 t1 t2 t3 t4 t5 b) D > 0,5 S1 D ID2 ID1 2.3 Luật phát xung Điện cảm Lr cộng hưởng với tụ Cr với tần số cộng hưởng fr tần số đóng cắt: S4 f= f= s r S3 Hình Luật phát xung cho van phía sơ cấp 2π Lr × Cr (3) Nhận thấys iLr = iLm giai đoạn [t3, t4], khơng có lượng truyền từ sơ cấp sang thứ cấp điện cảm Lm khơng cịn bị kẹp điện áp Vout Điện cảm Lm tham gia vào mạng cộng hưởng giai đoạn với tần số cộng hưởng fm theo công thức: Góc dịch pha nhánh van chọn 180 độ để đảm bảo công suất truyền qua biến đổi lớn nhất, đồng thời đảm bảo tính đối xứng phân tích chuyển mạch Đặc tính hệ thống thể Hình ứng với trường hợp D > 0,5 D < 0,5 fm = Ở thời điểm chuyển mạch van, dòng qua cuộn cảm boost thay đổi chế độ nạp xả, tương ứng nhận giá trị nhỏ lớn fr m +1 (4) JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 2.4 Điều kiện chuyển mạch mềm Kết mô Ở thời điểm mở van, cần có dịng iZVS đủ lớn xả tụ kí sinh van thời gian deadtime lựa chọn Độ đập mạch dòng qua điện cảm boost lớn van dễ đạt ZVS Bảng đưa điều kiện chuyển mạch ZVS cho van IBFB với quy ước chiều dương dòng iLr chiều với dòng iLb1 3.1 Chuyển mạch mềm van Để kiểm tra khả chuyền mạch mềm van đánh giá hiệu suất hệ thống, mô phần mềm Ltspice tiến hành Bộ biến đổi IBFB chạy vòng hở với tải đầu trở, công suất 2500 W Điện áp đầu vào thay đổi dải từ 140 V đến 520 V Các thông số mô cho Bảng Bảng Điều kiện ZVS van Bảng Thông số mô IBFB Van Điều kiện S1 max iLb1 – iLr > iZVS Thông số Kí hiệu Giá trị S2 iLr – iLb1 > iZVS Công suất P 2500 W S3 max iLb2 + iLr > iZVS Điện áp vào Vin 140 – 520 V S4 max iLb2 + iLr < - iZVS Điện áp đầu Vout 400V Tụ lọc đầu vào Cin 110 µF Cuộn cảm boost Lb1, Lb2 500 µH Điện cảm rị tổng Lr 67,5 µH Điện cảm từ hóa Lm 337,5 µH Tụ cộng hưởng Cr 150 µF Tần số đóng cắt fs 50kHz Tụ kẹp Cc 4,7 µF Tải trở Ro 64Ω Rising time tr 100ns Falling time tf 40ns Deadtime td 300ns Do tính chất đối xứng, nên theo [6] chuyển mạch mềm dễ dàng đạt van S1, S3 S4 Van S2 khó đạt ZVS Để đạt ZVS cho tồn van phía sơ cấp, phần tử thụ động biến đổi cần lựa chọn sau: Chọn Q theo G Tính Cr theo Q Van SiC Tính Lr theo Cr Thay đổi duty D tải đầu Cả van chuyển mạch mềm với điện cảm boost 500µH (k =7) điện cảm từ hóa 337,5 µH (m = 5) Kết ZVS van quan sát trường hợp Vin = 165 V, D = 0,4, trường hợp khác cho kết hoàn toàn tương tự Chọn Lb, Lm cho van S2 đạt ZVS Hình Lưu đồ tính chọn phần tử thụ động - Bước 1: Với dải điện áp đầu vào từ 140 V đến 520 V điện áp đầu 400 V, dải khuếch đại điện áp xác định từ 0,77 đến 2,86 Từ đó, hệ số chất lượng Q lựa chọn theo hệ số khuếch đại G theo Hình Dạng dịng điện cảm rị, dòng cảm boost điện áp mạng cộng hưởng mơ giống với lý thuyết phân tích chuyển mạch biến đổi - Bước 2: Tụ cộng hưởng Cr tính theo Q hệ số tải tương đương Rac từ phương trình (1) Mơ kiểm chứng ưu điểm van SiC mosfet phần mềm Ltspice tiến hành với van SiC C3M0065090D van Si SPA11N60C3 với thông số Bảng Các thông số cho mạch driver mô van chọn giống nhau: tần số đóng cắt 50kHz, điện áp mở van Vgs_on = 15 V, điện trở driver cực gate Ron = 10 Ω, Roff = Ω Điện cảm kí sinh giả thiết thêm vào cực D mô với giá trị 100nH 3.2 So sánh van SiC Si - Bước 3: Điện cảm rò Lr tính theo Cr từ phương trình (3) - Bước 4: Giá trị điện cảm từ hóa biến áp Lm điện cảm boost lựa chọn để đảm bảo có dịng iZVS đủ lớn để xả tụ kí sinh cho van S2 - Bước 5: Thay đổi điện áp đầu vào, duty, tải kiểm tra lại chuyển mạch mềm van S2 Nếu S2 khơng cịn đạt ZVS quay lại bước 10 JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 Bảng Thông số van SiC van Si SiC C3M0065090D Thơng số Si SPA11N60C3 Điện tích Qg 30,4 nC 45 nC Rds 65 mΩ 340 mΩ Vds_max 900 V 650 V VDS1 VGS1*10 zvs , , , , , a) Van S1 VDS2 Hình 10 Đặc tính chuyển mạch van SiC van Si VGS2*10 Với giả thiết tồn giá trị cảm dị kí sinh cực D thiết kế mạch driver, kết mơ cho thấy gai điện áp Vds khóa van van Si lớn nhiều so với van SiC Do thiết kế driver hợp lý cho van SiC, khơng cần dùng đến mạch snubber, tránh ảnh hưởng đến thời gian đóng mở Vgs, Vds việc chuyển mạch mềm ZVS van zv s , , , , , b) Van S2 VDS3 VGS3*10 Bên cạnh đó, điện áp mơ Vds dẫn van Si lớn nhiều so với van SiC điện trở dẫn Rds van Si lớn gấp khoảng lần van SiC Điều dẫn đến tổn hao truyền dẫn lớn van Si zvs , , , , , , , , c) Van S3 Hiệu suất biến đổi IBFB so sánh sử dụng loại van với kịch mô phỏng: cố định công suất tải 2500 W thay đổi điện áp đầu vào từ 140 V dến 520 V VDS4 VGS4*10 zvs , , , , , , , , d) Van S4 Hình Các van đạt ZVS với D = 0.4 , , , , , , , , , , , ,, , iLb1 iLr Vtank , , , , , Hình Dạng dịng điện, điện áp với D = 0,4 Hình 11 So sánh hiệu suất van SiC Si Theo Hình 10, điện tích mở cổng gate Qg van SiC nhỏ van Si, nên với điện áp mở cổng Vgs_on điện trở đóng/mở cực G, thời gian đóng mở cực gate van SiC nhanh van Si Vì vậy, thời gian deadtime tổn thất truyền dẫn khoảng thời gian nhỏ van SiC Hình 11 cho thấy hiệu suất mô IBFB sử dụng van SiC Mosfet cao so với van Si thông thường Hiệu suất cao với van SiC đạt xấp xỉ 98% điện áp đầu vào 200 V Đây điểm làm việc tối ưu biến đổi với D = 0,5 11 JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 Hệ thống thực nghiệm Để kiểm tra sở lý thuyết chuyển mạch mềm nguyên lý hoạt động biến đổi, hệ thống thực nghiệm xây dựng cho IBFB với thông số thực nghiệm cho Bảng Hệ thống hoạt động vòng hở với công suất tải cố định 2500 W, dải điện áp vào từ 140 V đến 520 V, điện áp đầu mong muốn 400 V Như thấy biến đổi có khả hoạt động chế độ tăng giảm áp Bảng Thơng số thực nghiệm IBFB Hình 13 Mạch lực IBFB Phần tử Thơng số Mosfet phía sơ cấp S1- S4 C3M0065090D, 900V, 36A, Rds_on= 65mΩ Diode phía thứ cấp D1-D4 IDWD20G120C5, 1200 V, 20 A, Qc = 106 nC Biến áp xung T Lõi ferrite EE55, tỉ lệ 1:1, Sơ cấp:số vòng dây N1 = 29, cảm từ hóa Lm = 337,5 µH, cảm rị biến áp Lk = 10 µH Cuộn cảm phụ Ls Lõi ferrit EC42, 24 vòng, Đối với IBFB, điện cảm rị tổng phía sơ cấp Lr phần tử mạng cộng hưởng LLC Tuy nhiên, chọn giá trị cảm rò biến áp cảm rò Lr tổn hao biến áp lớn Do đó, cảm rị biến áp Lk thiết kế nhỏ có thể, phần cịn lại bù cuộn cảm rò phụ Ls Tổn hao cảm rò phụ chủ yếu tổn hao dây dẫn, nên khơng đáng kể giá trị điện trở dây dẫn nhỏ Dây Litz dùng để quấn biến áp cảm rị phụ nhằm nâng cao hiệu suất Do tần số đóng cắt cho biến đổi 50kHz, đường kính dây Litz lựa chọn 0,1 mm Đồng thời, với ưu điểm vượt trội phân tích so sánh, van SiC Mosfet C3M0065090D sử dụng cho mạch lực biến đổi Ls = 57,5 µH Điện cảm rị Lr Lr = Lk + Ls = 67,5 µH Điện cảm boost Lb 500 µH, 15 A Tụ cộng hưởng Cr 150 nF, 500VAC,tụ film Tụ kẹp Cc 4,7 µF, 920VDC, tụ film Tụ đầu vào Cin 220 µF, 400V oscilloscope Nguồn vào Điện áp vào Mạch lực Điện áp Tải Hình 12 Hệ thống thực nghiệm IBFB Hình 14 ZVS van D = 0,4 12 JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 , , , , Hình 15 ZVS S2 dạng dòng iLb1, iLr thay đổi điện áp vào Kết luận Tương tự với kịch mô phỏng, trường hợp điện áp đầu vào 165 V (D = 0,4), kết thực nghiệm Hình 14 cho thấy van phía sơ cấp đạt ZVS Thêm vào đó, khả chuyển mạch mềm với van khó đạt ZVS S2 dạng dòng điện qua cuộn cảm quan sát thay đổi điện áp đầu vào dải 140 V – 520 V Tại điện áp vào 140 V, 200 V, 520 V tương ứng với D 0,3, 0,5, 0,83 điện áp cố định 400 V, van S2 đạt ZVS thể Hình 15 Dịng qua cảm rị có dạng sin D = 0,5 bị méo dạng giá trị D lệch dần so với 0,5, theo lý thuyết mạng cộng hưởng biến đổi Với mục tiêu cải thiện hiệu suất biến đổi DC/DC cách ly ứng dụng hệ thống PV, báo đề xuất loạt giải pháp kỹ thuật bao gồm ứng dụng cấu trúc interleaved boost full bridge kết hợp mạng cộng hưởng LLC phía sơ cấp, kỹ thuật chuyển mạch mềm với công nghệ van bán dẫn SiC mosfet dây quấn Litz Tính đắn hiệu giải pháp đề xuất chứng minh chặt chẽ dựa sở phân tích lý thuyết, mơ thực nghiệm với ngun mẫu biến đổi công suất 2,5 kW Kết thực nghiệm cho thấy van bán dẫn có khả chuyển mạch mềm hiệu suất biến đổi cải thiện, đạt tới 96,2% Hiệu suất biến đổi đạt đỉnh xấp xỉ 96,2% điểm làm việc tối ưu hệ thống D = 0,5, tương ứng với Vin = 200 V Đồng thời, hiệu suất biến đổi giảm dần dải điện áp biên Lời cảm ơn 0,97 Nhóm tác giả xin gửi lời cảm ơn chân thành đến Đề tài cấp Khoa học cấp Nhà nước mã số KC.05.22/16-20 tạo điều kiện cho thực viết 0,96 Tài liệu tham khảo 0,95 [1] Y Shi, R Li, Y Xue and H Li, Optimized Operation of Current-Fed Dual Active Bridge DC–DC Converter for PV Applications, in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol 62, no 11, pp 69866995, Nov 2015 [2] M A Moonem and H Krishnaswami, Analysis of dual active bridge based power electronic transformer as a three-phase inverter, IECON 2012 - 38th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society, Montreal, QC, 2012, pp 238-243 [3] X Sun, Y Shen, W Li and H Wu, A PWM and PFM Hybrid Modulated Three-Port Converter for a Standalone PV/Battery Power System, in IEEE 0,94 0,93 0,92 Hình 16 Hiệu suất thực nghiệm IBFB 13 JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol 3, no 4, pp 984-1000, Dec 2015 [4] M C Mira, Z Zhang, A Knott and M A E Andersen, Analysis, Design, Modeling, and Control of an Interleaved-Boost Full-Bridge Three-Port Converter for Hybrid Renewable Energy Systems, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol 32, no 2, pp 1138-1155, Feb 2017 [5] Ke Jin and Xinbo Ruan, Hybrid Full-Bridge ThreeLevel LLC Resonant Converter- A Novel DC-DC Converter Suitable for Fuel Cell Power System, 2005 IEEE 36th Power Electronics Specialists Conference, Recife, 2005, pp 361-367 [6] X Sun, Y Shen, Y Zhu, and X Guo, Interleaved Boost Integrated LLC Resonant Converter with Fixed-Frequency PWM Control for Renewable Energy Generation Applications, IEEE Transactions on Power Electronics, vol 30, no 8, pp 4312 - 4326, 2015 [7] [8] M G H Aghdam and T Thiringer, Comparison of SiC and Si power semiconductor devices to be used in 2.5 kW DC/DC converter, 2009 International Conference on Power Electronics and Drive Systems (PEDS), Taipei, 2009, pp 1035-1040 [9] M Nawaz and K Ilves, Replacing Si to SiC: Opportunities and challenges, 2016 46th European Solid-State Device Research Conference (ESSDERC), Lausanne, 2016, pp 472-47 [10] C R Sullivan and R Y Zhang, Simplified design method for litz wire, 2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition - APEC 2014, Fort Worth, TX, 2014, pp 2667-2674 [11] B A Reese and C R Sullivan, Litz wire in the MHz range: Modeling and improved designs, 2017 IEEE 18th Workshop on Control and Modeling for Power Electronics (COMPEL), Stanford, CA, 2017, pp 1-8 [12] T Guillod, J Huber, F Krismer and J W Kolar, Litz wire losses: Effects of twisting imperfections, 2017 IEEE 18th Workshop on Control and Modeling for Power Electronics (COMPEL), Stanford, CA, 2017, pp.1-8 B Chen, P Wang, Y Wang, S Zhang, L Yang and F Han, A High Efficiency 2.5 kW Bidirectional FBCLTC Resonant DC–DC Converter with Large Voltage Ratio, 2018 1st Workshop on Wide Bandgap Power Devices and Applications in Asia (WiPDA Asia), Xi'an, China, 2018, pp 256-265 14 JST: Engineering and Technology for Sustainable Development Vol 1, Issue 2, April 2021, 007-014 15 ... van SiC Hình 11 cho thấy hiệu suất mơ IBFB sử dụng van SiC Mosfet cao so với van Si thông thường Hiệu suất cao với van SiC đạt xấp xỉ 98% điện áp đầu vào 200 V Đây điểm làm việc tối ưu biến đổi. .. thực nghiệm với nguyên mẫu biến đổi công suất 2,5 kW Kết thực nghiệm cho thấy van bán dẫn có khả chuyển mạch mềm hiệu suất biến đổi cải thiện, đạt tới 96,2% Hiệu suất biến đổi đạt đỉnh xấp xỉ 96,2%... so với van SiC điện trở dẫn Rds van Si lớn gấp khoảng lần van SiC Điều dẫn đến tổn hao truyền dẫn lớn van Si zvs , , , , , , , , c) Van S3 Hiệu suất biến đổi IBFB so sánh sử dụng loại van với