Điều khiển bám cộng hưởng trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện

Bài viết đề xuất phương pháp điều khiển bám cộng hưởng nhằm nâng cao hiệu suất của bộ nghịch lưu tần số cao trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện. Mạch bù LCC được thiết kế nhằm tối đa hiệu suất truyền và tạo điều kiện chuyển mạch mềm cho van MOSFET của nghịch lưu.

ĐIỀU KHIỂN BÁM CỘNG HƯỞNG TRONG HỆ THỐNG SẠC ĐỘNG KHÔNG DÂY

CHO XE ĐIỆN

RESONANT TRACKING CONTROL IN THE DYNAMIC WIRELESS CHARGING

SYSTEM FOR ELECTRIC VEHICLES

Nguyễn Thị Điệp 1,2 , Nguyễn Kiên Trung 1 , Trần Trọng Minh 1

1 Trường Đại học Bách Khoa Hà Nội, 2 Trường Đại học Điện Lực Ngày nhận bài: 07/10/2019, Ngày chấp nhận đăng: 25/12/2019, Phản biện: TS Nguyễn Đức Tuyên

Tóm tắt:

Bài báo đề xuất phương pháp điều khiển bám cộng hưởng nhằm nâng cao hiệu suất của bộ nghịch lưu tần số cao trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện Mạch bù LCC được thiết kế nhằm tối

đa hiệu suất truyền và tạo điều kiện chuyển mạch mềm cho van MOSFET của nghịch lưu Trong điều kiện làm việc thực tế, thông số của hệ thống có thể bị thay đổi làm mất điều kiện làm việc cộng hưởng đã thiết kế, thuật toán điều khiển bám cộng hưởng được thực hiện nhằm nâng cao hiệu suất của hệ thống Một hệ thống sạc động công suất 1,5 kW được xây dựng trong phòng thí nghiệm xác minh tính khả thi của phương pháp điều khiển đề xuất Hiệu suất của bộ nghịch lưu đạt được trên 95% khi thông số cuộn dây và mạch bù phía truyền thay đổi trong phạm vi ±7,5%

Từ khóa:

Điều khiển bám cộng hưởng, sạc động không dây, xe điện

Abstract:

This paper proposes a resonant tracking control method which is to improve inverter efficiency in the dynamic wireless charging systems for electric vehicles LCC compensation circuit is designed to maximize transfer efficiency and guarantee soft switching for the MOSFET inverter In hard working conditions, the system parameters can be changed which lose the designed resonance working condition The resonant tracking control algorithm is implemented to improve system efficiency A 1,5 kW dynamic charging prototype is constructed The inverter’s efficiency reaches over 95% when the primary side circuit parameters vary within ±7,5%

Keywords:

Resonant tracking control, dynamic wireless charging, electric vehicle

1 GIỚI THIỆU CHUNG

Trong thập kỷ qua, xe điện được quan

tâm, phát triển cho ngành giao thông Các

thiết bị lưu trữ năng lượng cho xe vẫn có

mật độ lưu trữ năng lượng thấp, chi phí và

kích thước lớn, tuổi thọ giới hạn Đây

cũng là các thách thức chính đối với việc phát triển hệ thống xe điện Dựa trên công nghệ truyền năng lượng điện không dây WPT (wireless power transfer) hệ thống sạc động không dây cho xe điện là một giải pháp thay thế cho nguồn năng lượng

hạn chế trên xe [1] Hệ thống này cho

phép xe điện vừa đi vừa sạc, do đó không

những mở rộng phạm vi lái xe mà còn

giúp giảm đáng kể kích thước và trọng

lượng của acquy [2] Tuy nhiên, hiệu suất

của hệ thống này thấp [3], [4] Hiện nay,

các phương pháp cải thiện hiệu suất của

hệ thống được đặc biệt quan tâm

Hình 1 Cấu trúc hệ thống sạc động không dây

cho xe điện

Hình 1 mô tả cấu trúc cơ bản của một hệ

thống sạc động không dây cho xe điện,

bao gồm bộ AC/DC phía sơ cấp, bộ

nghịch lưu tần số cao, cuộn dây và mạch

bù, bộ AC/DC phía thứ cấp, acquy Hiệu

suất của toàn hệ thống bằng tích hiệu suất

của từng phần trong hệ thống, vì vậy để

hiệu suất của hệ thống cao cần phải tối ưu

hiệu suất của từng phần trong hệ thống

Theo tiêu chuẩn SAE J2954, hiệu suất của

cả hệ thống cần đạt trên 85%, do đó hiệu

suất của bộ nghịch lưu cần phải lớn hơn

hoặc bằng 95% Đối với bộ nghịch lưu tần

số cao, để đạt được hiệu suất cao cần

giảm tổn thất chuyển mạch - đạt được

điều kiện chuyển mạch mềm ZVS (zero

voltage switching) cho van Thông

thường, trong hệ thống WPT mạch bù

được thiết kế để đạt điều kiện chuyển

mạch mềm cho van [5], [6], [7] Tuy

nhiên, trong quá trình làm việc thông số của các phần tử thụ động như cuộn dây, mạch bù có thể bị thay đổi, làm hệ thống mất cộng hưởng Điều này làm cho điều kiện chuyển mạch mềm cho van thay đổi, hiệu suất của bộ nghịch lưu tần số cao giảm Để nâng cao hiệu suất của bộ nghịch lưu và giảm công suất của thiết bị, bài báo đề xuất phương pháp điều khiển bám cộng hưởng

Để điều khiển bám cộng hưởng, các thông tin về dòng điện/điện áp đầu ra của nghịch lưu cần được biết Trong hệ thống WPT [8], sử dụng phương pháp điều khiển tần

số dựa trên việc đo cả điện áp/ dòng điện đầu ra của nghịch lưu để phát hiện góc pha và cần bổ sung mạch để hoạt động ở điều kiện chuyển mạch mềm ZPA (Zero Phase Angle) hoặc ZVS Trong hệ thống sạc tĩnh, áp đầu ra của nghịch lưu dạng hình chữ nhật và dòng gần sin nên hệ số

PF (Power Factor) của hệ thống thấp, [9] đưa ra giải pháp chỉ cần đo dòng điện đầu

ra của nghịch lưu để điều khiển theo dõi ZPA nhằm tăng hệ số công suất tăng hiệu suất nghịch lưu trong hệ thống có các thông số cố định

Trong bài báo đề xuất phương pháp điều khiển bám cộng hưởng để nâng cao hiệu suất trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện Đầu tiên, mạch bù LCC hai phía được thiết kế tại điểm tối ưu hiệu suất truyền và đạt điều kiện chuyển mạch mềm cho van Sau đó, thuật toán điều khiển bám cộng hưởng được thực hiện, sử dụng phương pháp chỉ đo dòng như trong [9], hiệu suất của hệ thống được nâng cao khi thông số hệ thống thay đổi trong phạm

vi ±7,5%

Một hệ thống sạc động công suất 1,5 kW

đã được xây dựng trong phòng thí nghiệm

xác minh phương pháp điều khiển đề

xuất Trong bài báo này, phần 2 trình bày

cơ sở lý thuyết, phần 3 đưa ra các kết quả

mô phỏng và thực nghiệm, các kết luận được đưa ra trong phần 4

Hình 2 Cấu trúc hệ thống thiết kế

2 CƠ SỞ THIẾT KẾ, ĐIỀU KHIỂN HỆ

THỐNG

2.1 Cấu trúc hệ thống

Hệ thống sạc động không dây cho xe điện

bao gồm hai phía, phía truyền và nhận

như trên hình 2 Phía truyền, gồm có

nhiều môđun truyền, mỗi môđun truyền

gồm ba cuộn dây được nối với mạch bù

LCC, nối song song với các cuộn dây

khác và được cung cấp điện bởi một bộ

nghịch lưu Phía truyền được thiết kế

kiểu môđun, các môđun được điều khiển

bật/tắt theo vị trí của xe để tăng hiệu suất

hệ thống, giảm nhiễu điện từ Ngoài ra, có

thể dễ dàng mở rộng đường truyền mà

không cần thay đổi thiết kế và điều khiển

hệ thống Điện áp vào một chiều được

biến đổi thành điện áp xoay chiều tần số

cao bằng bộ nghịch lưu và được truyền tới

phía nhận thông qua mạch từ Ở phía

nhận, điện áp xoay chiều được biến đổi thành điện áp một chiều cấp cho tải acquy Cuộn dây nhận Lr được đặt ở dưới gầm xe, các cuộn dây truyền L1, L2, L3

được gắn dưới lòng đường tạo thành làn đường sạc Làn đường bao gồm các cuộn dây của các môđun truyền đặt cạnh nhau gọi là làn đường sạc động Bộ điều khiển bám cộng hưởng nhận thông tin về dòng điện đầu ra của nghịch lưu và xuất tín hiệu điều khiển đóng/cắt các van MOSFET

2.2 Thiết kế mạch bù LCC

Trong hệ thống sạc không dây, các cuộn dây truyền nhận kết nối lỏng lẻo, điện cảm hỗ cảm nhỏ, điện cảm rò lớn Mạch

bù phía truyền được thiết kế nhằm giảm công suất của các thiết bị, tạo điều kiện chuyển mạch mềm cho van Mạch bù phía nhận được thiết kế nhằm tối đa hiệu suất

truyền Mạch bù LCC đã được chỉ ra với

nhiều ưu điểm như tần số cộng hưởng

không phụ thuộc vào hệ số kết nối và điều

kiện tải, hiệu suất cao cả khi tải nặng và

tải nhẹ, tạo điều kiện chuyển mạch mềm

ZVS cho van [5], [6], [7] Trong bài báo

đề xuất thiết kế mạch bù LCC cho cả hai

phía truyền và nhận ở điểm tối ưu hiệu

suất truyền

Hình 3 Mạch cộng hưởng tương đương

Khi bỏ qua tổn thất của các phần tử trên

mạch, mạch bù và mạch điện tử công suất

như trên hình 2 Phương pháp xấp xỉ sóng

hài cơ bản được sử dụng để phân tích

nguyên lý cộng hưởng Điện áp đầu ra của

nghịch lưu U AB và điện áp vào của chỉnh

lưu U ab gần đúng coi là hình sin, khi bỏ

qua các nội trở của các phần tử sơ đồ

mạch tương đương được đưa ra trên hình

3 Nguyên lý xếp chồng được sử dụng để

phân tích mạch cộng hưởng, theo [10]

Trong thiết kế này, tần số cộng hưởng

được thiết kế ở tần số danh định bằng

85kHz theo tiêu chuẩn SAE J2954 Tần

số cộng hưởng là tần số chuyển mạch

f0 = f sw Ở phía truyền và phía nhận hình

thành các mạch cộng hưởng như trên hình

3, quan hệ của các tham số mạch bù phía

nhận:

2

1

fr

fr

C

L



2

1

r

C

L L





Các cuộn dây truyền L1, L2, L3 được thiết

kế giống hệt nhau, do đó điện cảm tự cảm

và hỗ cảm thỏa mãn biểu thức sau:

ik ki( , 1, 2,3, )



Các cuộn dây truyền đặt sát nhau nên có hiện tượng tự kết nối điện từ với nhau Kết nối điện từ giữa các cuộn dây truyền với nhau được thể hiện bằng nguồn áp phụ thuộc dòng:

3

ik 1,

U j M I

 

Quan hệ của các tham số mạch bù phía truyền:

2

1

fi

fi

C

L



2

1

i

C







Trong đó: ω là tần số góc cộng hưởng,

ω = 2πf sw , i là chỉ số của các tham số phía truyền, i = 1,2,3

L r C r

C fr

L fr

I 2

I 3

U AB

jωM 1r I L1

jωM 2r I L2

jωM 3r I L3

I AB

R r

R L

L f1

C f1

I 1

I L1

jωM 1r I Lr

U M1

R 1

Lf2

Cf2

C 2 L2 IL2

jωM 2r I Lr

U M2

R2

L f3

C f3

C 3 L 3 I L3

jωM 3r I Lr

U M3

R 3

Hình 4 Mạch thay thế khi có tính đến nội trở

cuộn dây truyền nhận

Khi nội trở các cuộn dây truyền nhận

được xem xét như trên hình 4 Với R i

(i = 1,2,3), R r tương ứng là điện trở của

các cuộn dây truyền L1, L2, L3 và cuộn dây nhận Lr RL là trở kháng tương đương

nhìn từ đầu vào của chỉnh lưu phía nhận

Trong hệ thống WPT, acquy thường được

nối với cuộn dây thông qua chỉnh lưu

cầu điôt Acquy có thể được thay thế bằng

điện trở tương đương R b = U b /I b và R L =

8R b/π2

, do đó giá trị của RL phụ thuộc vào

trạng thái sạc của acquy Công suất ra trên

tải tương đương:

2

Phân tích mạch hình 4 và theo các điều

kiện cộng hưởng từ (1) - (4), công suất ra

tải được tính:

2 2

k L L U U R

Hiệu suất truyền ở tần số cộng hưởng

được tính như sau:

2

L r

R I

R I R I R I R I R I



2

2

3

L

fr

r i r

r

R

L

k Q Q

R







Từ biểu thức trên thấy rằng, hiệu suất

truyền phụ thuộc vào hệ số kết nối giữa

các bộ truyền và bộ nhận kr, tần số làm

việc, hệ số phẩm chất của cuộn dây truyền

Q i = ωL i /R i và nhận Q r = ωL r /R r, điện

cảm bù phía nhận Lfr và trở kháng tải

tương đương R L Nếu thông số của hệ

thống được xác định thì hiệu suất truyền

là hàm với biến số R L Từ điều kiện:

2

2

Từ (10) rút ra được:

2

2

3 3

m

k Q Q

k Q Q

2 2

3 3

fr

L opt

L R





Từ (11), (12) thấy rằng, hiệu suất truyền của hệ thống đạt giá trị lớn nhất maxở giá

trị tải tối ưu R L.opt Công thức (11) còn

dùng để đánh giá, ước lượng các thông số của hệ thống để đạt hiệu suất hiệu suất truyền mong muốn Nếu hệ số phẩm chất

Q i = 419 và Q r = 458, hệ kết nối k r = 0,14 thì max= 94,6%

Một hệ thống sạc động với công suất 1,5 kW, tần số làm việc 85 kHz được thiết

kế Thông số mạch bù được thiết kế thỏa mãn các điều kiện cộng hưởng từ (1), (2), (5), (6), thỏa mãn công suất yêu cầu (9)

và điều kiện tải tối ưu để hiệu suất truyền tối đa (12) Các thông số của hệ thống và các thông số mạch bù LCC được thiết kế như trên bảng 1

Bảng 1 Thông số hệ thống và mạch bù

2.3 Phân tích thuật toán điều khiển bám cộng hưởng

Mạch bù LCC đã thiết kế tạo ra điều kiện chuyển mạch mềm ZVS cho van Tuy nhiên, vì dạng sóng của điện áp đầu ra của nghịch lưu là sóng vuông nên hệ số PF

của u AB và i AB nhỏ Ngoài ra, trong quá

trình làm việc thông số của hệ thống có

thể thay đổi, làm mất điều kiện cộng

hưởng

Hình 5 Điểm đo dòng điện của thuật toán điều

khiển bám cộng hưởng

ắt đầu

Đo dòng I AB

I AB.avg

I AB.avg > I H I AB.avg <I L

iảm f sw Tăng f sw Duy trì f sw

I AB.avg < I ZCS

Sạc xong

Dừng hệ thống

ết thúc

Đ

Đ

S Đ

Đ

S

Đ

S

ắt đầu bám

cộng hưởng

f sw > 81.38kHz f sw < 90 kHz

f sw = 81.38kHz f sw = 90 kHz

Hình 6 Lưu đồ thuật toán phương pháp

điều khiển bám cộng hưởng

Để tăng hiệu suất của bộ nghịch lưu tần

số cao cần giảm tổn thất chuyển mạch

trên van, điều kiện chuyển mạch mềm cần đạt được Với mục đích đó điều khiển bám cộng hưởng được đề xuất Thuật toán điều khiển chỉ cần đo dòng IAB, sau đó điều chỉnh tần số làm việc sao cho tần số chuyển mạch gần với tần số cộng hưởng nhất mà vẫn đảm bảo điều kiện chuyển mạch mềm ZVS

Hình 5 minh họa điểm đo dòng điện của phương pháp điều khiển đề xuất Trên hình 6 là lưu đồ thuật toán điều khiển bám cộng hưởng Thuật toán được bắt đầu

bằng đo dòng điện i AB ở mỗi chu kỳ ngắt của bộ điều khiển PWM và điểm cảm

biến được thiết lập t1 là thời điểm kết thúc

thời gian chuyển mạch t dead (dead time) Nếu đo dòng điện IAB ở mỗi chu kỳ điều khiển, thời gian đáp ứng của bộ điều khiển sẽ nhanh hơn nhưng độ chính xác thấp hơn khi cảm biến xảy ra lỗi do nhiễu bên ngoài Do đó, bài báo sử dụng phương pháp trung bình trượt để đo dòng

điện, I AB.avg được lấy bằng trung bình

cộng của I AB trong tám chu kỳ gần nhất Mạch bù LCC với đặc tính trở kháng có

tính chất dung khi f > f0 và có tính chất

cảm khi f < f0 Tần số chuyển mạch được

xác định bằng cách so sánh I AB.avg với I AB.L

và I AB.H Lý tưởng IAB.H phải bằng 0 và

I AB.L gần bằng 0 để hoạt động ở tần số cộng hưởng Tuy nhiên, khi tần số chuyển mạch được quyết định bởi sóng mang của

bộ điều khiển số, tần số chuyển mạch không thể điều khiển tuyến tính theo

giá trị sóng mang Do đó, giá trị của I AB.L

và IAB.H cần phải được giới hạn để tránh chuyển mạch cứng cho van Để tránh chuyển mạch ZCS (Zero Current Switching), giá trị của IZCS được đặt, nếu

I AB.avg > I ZCS hệ thống sẽ dừng lại

Khi xem xét các vấn đề trên, các giá trị

được xác định: I H = 0,5 A; I L = 5 A;

I ZCS = 2 A, t dead = 200 ns Ngoài ra, vùng

tần số điều khiển được giới hạn theo tiêu

chuẩn SAE J2954, tần số làm việc danh

định là 85 kHz, dải tần số cho phép từ

81,38 đến 90 kHz cho các hệ thống xe

điện hạng nhẹ

Hình 7 Đặc tính trở kháng vào

3 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC

NGHIỆM

3.1 Kết quả mô phỏng

Để xác minh phương pháp điều khiển đề

xuất, với các thông số của hệ thống được

thiết kế như trên bảng 1, hệ thống được

mô phỏng bằng phần mềm PSIM và

LTspice Các hệ thống bậc cao có nhiều

tần số cộng hưởng ngoài tần số thiết kế,

nên đặc tính trở kháng đầu vào cần được

phân tích Hình 7 đưa ra đặc tính trở

kháng đầu vào của hệ thống khi xe di

chuyển thẳng hướng ở các vị trí khác

nhau và tải tương đương được giữ ở giá

trị tải tối ưu ết quả cho thấy, các đặc

tính này gần như chồng lên nhau, có một

điểm tần số cộng hưởng cố định bằng tần

số thiết kế là 85 kHz Đặc tính hình 7

cũng chỉ ra vùng tần số đạt điều kiện chuyển mạch ZVS cho van MOSFET của

hệ thống là từ 34 kHz đến 89 kHz

Hình 8 Đặc tính công suất và hiệu suất truyền

ở một số vị trí khác nhau của xe

Hình 9 Dạng sóng điện áp và dòng điện

Đặc tính mô phỏng công suất và hiệu suất truyền ở một số vị trí của xe và trở kháng tải giữ ở giá trị tải tối ưu RL.opt trên hình 8 Kết quả cho thấy các đặc tính hiệu suất gần như chồng lên nhau Hiệu suất truyền đạt giá trị lớn trong một dải rộng tần số,

từ 83 kHz đến 89 kHz, hiệu suất truyền cao nhất đạt 94,6% - kết quả này phù hợp với tính toán lý thuyết ở mục 2.2 Công suất tải đáp ứng yêu cầu thiết kế và phụ thuộc vào vị trí của bộ nhận Dạng sóng điện áp và dòng điện đầu ra của nghịch lưu trên mô phỏng Ltspice được đưa ra trên hình 9 Với điện áp đỉnh đặt lên van MOSFET bằng 340 V, dòng điện đỉnh bằng 11,78 A và dòng Ioff = 8,89 A Dạng

sóng cho thấy điều kiện chuyển mạch

mềm ZVS cho MOSFET đạt được

Hình 10 Đặc tính hiệu suất

khi thông số hệ thống thay đổi

Hình 11 Đặc tính chuyển mạch của MOSFET

Hình 10 đưa ra đặc tính hiệu suất khi thay

đổi thông số cuộn dây, mạch bù phía

truyền, trong trường hợp không có và có

điều khiển hi không có điều khiển bám

cộng hưởng, khi tỷ lệ thay đổi của thông

số cuộn dây và mạch bù a < 5% thì hiệu

suất của bộ nghịch lưu H NL > 95%, khi

a > 5% thì H NL< 95% hi có điều khiển

bám cộng hưởng, hiệu suất của nghịch lưu

tăng, do đó hiệu suất hệ thống được cải

thiện Trên hình 10, điểm 1 ứng với trường hợp thông số giảm 10%, khi có điều khiển hiệu suất của nghịch lưu tăng 2,75% đạt 93,8%, hiệu suất hệ thống tăng 2,6% đạt 88,83% Điểm 2 là trường hợp thông số giảm 7,5%, hiệu suất của nghịch lưu tăng 1,27% đạt 95%, hiệu suất của hệ thống tăng 1.2% đạt 90% Điểm 2’ ứng với trường hợp thông số tăng lên 7,5%, hiệu suất nghịch lưu tăng 1,33% đạt 94,7%, hiệu suất hệ thống tăng 1,26% đạt 90% Điểm 1’ là trường hợp thông số tăng 10%, tại điểm này thuật toán điều khiển bám cộng hưởng không cải thiện được hiệu suất của hệ thống Tại các điểm 3; 3’; 4; 4’ hiệu suất của nghịch lưu và của hệ thống đều được cải thiện

Hình 12 Mô hình hệ thống thực nghiệm

Hình 13 Dạng sóng điện áp/dòng điện đầu ra

của nghịch lưu

Hình 11a là đặc tính chuyển mạch của van

Tải tối

ưu RL.opt

Oscilloscope

Mạch bù LCC

Nghịch lưu SIC

Máy biến áp

tại điểm 1, khi không có điều khiển điều

kiện chuyển mạch mềm đạt được nhưng

dòng Ioff = 23,7 A, khi có điều khiển dòng

Ioff giảm xuống còn 18 A Vì thuật toán

điều khiển bám cộng hưởng làm việc

trong vùng tần số được giới hạn bởi tiêu

chuẩn SAE J2954 Trong trường hợp này,

tần số làm việc bị giới hạn ở mức trên (90

kHz) nên hiệu suất của nghịch lưu được

cải thiện nhưng chưa cải thiện nhiều

Hình 11b là đặc tính chuyển mạch tại

điểm 1’, van bị chuyển mạch cứng với

dòng IZCS lớn, do vậy thuật toán điều

khiển không có tác dụng trong trường

hợp này

3.2 Kết quả thực nghiệm

Một hệ thống sạc động với công suất thiết

kế 1,5 kW, khoảng cách truyền 150 mm,

tần số làm việc 85 kHz được xây dựng

trong phòng thí nghiệm như trên hình 12

Chỉnh lưu và acquy được thay thế bằng tải

tương đương và được đặt bằng giá trị tải

tối ưu Cuộn dây trong hệ thống sử dụng

dây đồng nhiều lõi để giảm tổn thất xoay

chiều khi làm việc ở tần số cao Sử dụng

các thanh ferrite PE40 để tăng khả năng

dẫn từ Các cuộn dây được nối với mạch

bù Tụ bù sử dụng tụ màng polypropylen

vì tổn hao nhỏ và khả năng chịu dòng điện cao ở tần số lớn Để tăng hiệu suất của nghịch lưu, các van MOSFET SIC CMF20120D được sử dụng Các kết quả được đo bằng các oscilloscope HMO2024 Hình 13 là kết quả thực nghiệm dạng sóng điện áp và dòng điện đầu ra của nghịch lưu khi bộ nhận ở vị trí

300 mm Dạng sóng cho thấy mạch bù đã thiết kết đạt điều kiện chuyển mạch mềm ZVS cho MOSFET Hiệu suất của hệ thống trong trường hợp này đạt 90%

4 KẾT LUẬN

ài báo đề xuất phương pháp điều khiển bám cộng hưởng nhằm nâng cao hiệu suất trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện Kết quả mô phỏng và thực nghiệm xác minh tính khả thi của phương pháp đề xuất Mạch bù LCC đã thiết kế đạt được hiệu suất truyền 94,6% và điều kiện chuyển mạch mềm ZVS cho van Phương pháp điều khiển bám cộng hưởng đạt hiệu quả mong muốn khi thông số cuộn dây và mạch bù phía truyền thay đổi trong phạm

vi ±7,5%, hiệu suất của bộ nghịch lưu đạt được trên 95%,

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] S Li and C.C Mi, “Wireless Power Transfer for Electric Vehicle Applications,” IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics , vol 3, no 1, pp 4–17, Mar 2015

[2] S Chopra and P Bauer, “Driving Range Extension of EV With On-Road Contactless Power Transfer-A Case Study,” IEEE Transactions on Industrial Electronics , vol 60, no 1, pp 329–338, Jan 2013

[3] S Lee, J Huh, C Park, N.-S Choi, G.-H Cho, and C.-T Rim, “On-Line Electric Vehicle using inductive power transfer system,” in 2010 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition , Atlanta, GA, 2010, pp 1598–1601

[4] J.M Miller, P T Jones, J Li, and O C Onar, “ORNL Experience and Challenges Facing Dynamic Wireless Power Charging of EV’s,” IEEE Circuits and Systems Magazine , vol 15, no 2, pp 40–53, Secondquarter 2015

[5] S Li, W Li, J Deng, T D Nguyen, and C C Mi, “A Double-Sided LCC Compensation Network and Its Tuning Method for Wireless Power Transfer,” IEEE Transactions on Vehicular Technology , vol 64, no 6, pp 2261–2273, Jun 2015

[6] H Feng, T Cai, S Duan, J Zhao, X Zhang, and C Chen, “An LCC-Compensated Resonant Converter Optimized for Robust Reaction to Large Coupling Variation in Dynamic Wireless Power Transfer,” IEEE Trans Ind Electron , vol 63, no 10, pp 6591–6601, Oct 2016

[7] Sizhao Lu, Xiaoting Deng, Wenbin Shu, Xiaochao Wei, and Siqi Li, “A New ZVS Tuning Method for Double-Sided LCC Compensated Wireless Power Transfer System,” Energies , vol 11, no 2, p

307, Feb 2018

[8] N Liu and T G Habetler, “Design of a Universal Inductive Charger for Multiple Electric Vehicle Models,” IEEE Trans Power Electron , vol 30, no 11, pp 6378–6390, Nov 2015

[9] M Kim, D Joo, and B K Lee, “Design and Control of Inductive Power Transfer System for Electric Vehicles Considering Wide Variation of Output Voltage and Coupling Coefficient,” IEEE Transactions on Power Electronics , vol 34, no 2, pp 1197–1208, Feb 2019

[10] F Lu, H Zhang, H Hofmann, and C C Mi, “A Dynamic Charging System With Reduced Output Power Pulsation for Electric Vehicles,” IEEE Trans Ind Electron , vol 63, no 10, pp 6580–6590, Oct 2016

Giới thiệu tác giả:

Tác giả Nguyễn Thị Điệp tốt nghiệp đại học và thạc sĩ ngành tự động hóa tại Trường Đại học Bách khoa Hà Nội năm 2004; 2008 Từ năm 2015 là nghiên cứu sinh tại Trường Đại học Bách khoa Hà Nội Hiện nay tác giả là giảng viên Khoa Điều khiển và Tự động hóa, Trường Đại học Điện lực

Lĩnh vực nghiên cứu: điện tử công suất, hệ thống truyền năng lượng điện không dây, hệ thống sạc không dây cho xe điện

Tác giả Nguyễn Kiên Trung tốt nghiệp Trường Đại học Bách khoa Hà Nội chuyên ngành điều khiển và tự động hóa năm 2008; nhận bằng Thạc sĩ cùng chuyên ngành vào năm 2011; năm 2016 nhận bằng Tiến sĩ tại Viện công nghệ Shibaura Tokyo, Nhật Bản với đề tài nghiên cứu về hệ thống sạc không dây cho ô tô điện; tiếp tục nghiên cứu sau tiến sĩ đến năm 2017 Hiện nay tác giả là giảng viên Bộ môn Tự động hóa công nghiệp - Viện Điện- Trường Đại học Bách khoa Hà Nội; là thành viên của IEEE, IEE of Japan

Lĩnh vực nghiên cứu chủ yếu bao gồm các bộ biến đổi tần số cao, hệ thống sạc và quản lý năng lượng cho xe điện, hệ thống sạc điện không dây cho xe điện

Tác giả Trần Trọng Minh nhận bằng Tiến sĩ ngành tự động hóa năm 2008 tại Truờng Ðại học Bách khoa Hà Nội; được phong học hàm Phó giáo sư năm 2015 Hiện nay tác giả công tác tại Bộ môn Tự động hóa công nghiệp - Viện Ðiện - Truờng Ðại học Bách khoa Hà Nội

Lĩnh vực nghiên cứu: mô hình hóa và điều khiển các bộ biến đổi bán dẫn công suất; phát triển các ứng dụng của điện tử công suất trong điều khiển hệ thống điện, điều khiển hệ thống năng luợng tái tạo, trong các dây chuyền, thiết bị công nghệ