Điện tử viễn thông chapter 6 DRT NVD khotailieu

Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Chương GIẢM CẤP CHẤT LƯỢNG ĐƯỜNG TRUYỀN DẪN VÀ BIỆN PHÁP CHỐNG PHA ĐINH 6.1 GIỚI THIỆU CHUNG Các chủ đề xét chương √ Giảm cấp chất lượng đường truyền √ Méo kênh truyền dẫn thiết bị √ Méo kênh truyền dẫn truyền sóng √ Phân biệt phân cực vng góc √ Các kỹ thuật chống pha đinh giảm cấp Mục đích chương √ Hiểu nguyên nhân làm giảm cấp chất lượng truyền dẫn √ Hiểu loại méo tín hiệu, phân biệt chúng ảnh hưởng chúng lên hiệu hệ thống √ Hiểu biện pháp chống pha đinh giảm cấp chất lượng đường truyền √ Mô cân 6.2 GIẢM CẤP CHẤT LƯỢNG ĐƯỜNG TRUYỀN Như xét chương 2, xung thu bị méo dạng đặc tính đường truyền dẫn khác với đặc tính lý tưởng Thơng thường kênh truyền dẫn vơ tuyến bao gồm lọc phát thu, modem (điều chế giải điều chế), máy phát, máy thu môi trường truyền dẫn thay đổi theo điều kiện khí hậu thời tiết điạ hình Ngồi méo tuyến tính méo phi tuyến có thêm méo tuyến tính phađinh nhiều tia gây q trình truyền sóng Cùng với méo dạng sóng sai lệch đặc tính trễ biên độ lọc thiết bị khác so với đặc tính lý tưởng có méo tuyến tính gây từ thiết bị khác như: sai pha sóng mang q trình giải điều chế, thăng giáng mức phân biệt định thời đồng hồ Ngồi méo phần tử tích cực như: diod, transistor lưỡng, FET đèn sóng chay tầng khuếch đại công suất lớn Méo pha đinh nhiều tia hệ thống vô tuyến số dẫn đến đồng tần số làm méo dạng sóng thu Các dạng méo đề cập nguyên nhân gây giảm cấp tín hiệu, làm tăng tỷ số bit lỗi BER, dẫn đến phải tăng công suất so với hệ thống truyền dẫn lý tưởng để đảm bảo tỷ số tín hiệu tạp âm Hình 6.1 mơ tả lượng tăng tỷ số sóng mang tạp âm C/N (Carrier to Noise Ratio) hệ thống truyền dẫn thực tế để đạt tỷ số C/N tương đương với hệ thống lý tưởng Dưới ta đánh giá yêu tố giảm cấp khác gây toàn méo đường truyền dẫn thực tế độ giảm cấp C/N tương đương nói -175- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Pe Hình 6.1 Lượng giảm cấp C/N tương đương 6.3 MÉO KÊNH TRUYỀN DẪN DO THIẾT BỊ Mơ hình kênh truyền dẫn Mơ hình tổng qt đường truyền dẫn thể hình 6.2 Khi xét tín hiệu điều chế PSK QAM khơng gian tín hiệu, ta biểu diễn chúng dạng tín hiệu điều chế đồng pha vng góc sau: s k = a k + jb k (6.1) N0 ( W/Hz ) Sq ( ω) yI ( t ) + jyQ ( t ) H ( ω) H1 ( ω) e jωc t +θc e jωc t a k , bk yI ( t ) , yQ ( t ) Sq ( ω) Hình 6.2 Mơ hình kênh truyền dẫn vơ tuyến số Trong trừơng hợp 4-PSK, ak bk ±1 Nếu giả thiết xung đơn vị ∏T(t) có độ rộng xung sau: 1, ≤ t ≤ T Π T (t) =  0, nÕu kh¸c (6.2) Thì chuỗi xung biên độ ±A đưa lên điều chế có dạng sau: -176- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh p(t) = ∞ ∑AΠ k =−∞ k T (t − kT) (6.3) Tín hiệu sau điều chế có dạng:  ∞  s(t) =  ∑ A k Π T (t − kT)(a k + jb k )  e jωc t  k =−∞  (6.4) ωc tần số góc sóng mang Giả thiết phổ xung điều chế S1(f), đặc tính truyền dẫn phát tương đương với lọc thông thấp H1(ω) thu tương đương lọc thơng thấp H2(ω), tín hiệu thu trường hợp biểu diễn sau:   r (t ) = ∑ s ,k ( t − kT )(a k + jb k ) + n (t )  e jω t k  c (6.5) s '(t) = ∫ S1 (ω).H1 (ω).H (ω)e jωc t dω= R ( t ) + jI ( t ) (6.6) đó: +∞ −∞ Ta biểu diển s'k(t-kT) dạng phức sau: s 'k (t − kT) = R k ( t ) + jIk ( t ) (6.7) n(t) tạp âm Gausơ trắng trung bình khơng, phương sai σ = N0 N0 mật độ phổ tạp âm, biểu diễn n(t) dạng phức sau: x(t) = x I ( t ) + jx Q ( t ) (6.8) xI(t) xQ(t) biểu diễn thành phần đồng pha vng góc Khi thực tách pha qn sóng mang khơi phục với tần số ωc sai pha θc, bỏ qua thành phần hài bậc cao ta biểu diễn tín hiệu sau tách sóng dạng phức sau: y(t) = yI ( t ) + jyQ ( t ) = r ( t ) e − j( ωc t +θc ) (6.9)    YI ( t ) = Re   ∑ s '(t − kT)(a k + jb k ) + x(t)  e jωc t e− ( ωc t +θc )    k  (6.10)    YQ ( t ) = Im   ∑ s '(t − kT)(a k + jb k ) + x(t)  e jωc t e − ( ωc t +θc )    k  (6.11) đó: với Re[ ] Im[] ký hiệu cho phần thực phần ảo Sử dụng (6.7) (6.8) cho (6.10) (6.11) ta được: y I ( t ) = ∑ {[ a k R k (t) − b k Ik (t) ] cos θc + [ b k R k (t) + a k Ik (t) ] sin θc } + x x k (6.12) = ∑ (a k U k − b k Vk ) + x x -177- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh y Q ( t ) = ∑ (a k U k + b k Vk ) + x y (6.13) U k = R k ( t ) cos θc + Ik ( t ) sin θc (6.14) Vk = Ik ( t ) cos θc − R k ( t ) sin θc (6.15) x k = x I ( t ) cos θc + x Q ( t ) sin θc (6.16) x y = x Q ( t ) cos θc − x I ( t ) sin θc (6.17) Ngồi cơng suất thành phần tạp âm nhiệt xx xy tương ứng xác định sau: E  x 2x  = E  x 2y  = +∞ N0 H (ω) dω −∞ ∫ (6.18) E[.] ký hiệu cho kỳ vọng tốn học Tỷ số lỗi ký hiệu Khi xẩy giao thoa ký hiệu, giá trị mẫu biên độ tín hiệu bị tác động chuỗi xung tín hiệu trước sau, phân bố xung quanh giá trị mẫu đường truyền dẫn lý tưởng Sự phân bố thể hình 6.3 Tỷ số lỗi giá trị mẫu kênh truyền dẫn có phân bố đánh giá tỷ số lỗi trung bình −U i′ −U i −U i′′ U i′′ Ui U i′ Hình 6.3 Mối quan hệ méo dạng sóng tỷ số lỗi Nếu gọi xác suất phát mức biên độ Ui Pi tỷ số lỗi mức (các suất lỗi có điều kiện thu sai mức Ui phát mức này) Pei tỷ số lỗi trung bình tính theo công thức sau: -178- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Pe = ∑ Pi Pei (6.19) Giả thiết phía phát phát mức nghĩa Pi=1, từ (2.79) tính tỷ số lỗi tín hiệu có biên độ Ui cộng tạp âm Gausơ (biên độ nx công suất tạp âm σ2) sau: Pe = P ( − U i + n x ≥ ) =  U  U  erfc  i  = Q  i   σ   2σ  (6.20) Sự thăng giáng mức ngưỡng dẫn đến giảm tín hiệu Việc mức ngưỡng lệch khoảng Vd so với tín hiệu tối ưu tương ứng với việc tín hiệu đầu vào so sánh ngưỡng chuyển từ Ui thành (Ui-Vd) Ui dương chuyển thành -(Ui-Vd) Ui âm Mức phát Ui thay đổi phía thu do: (i) Ảnh hưởng đặc tính tần số tuyến phát/thu dẫn đến ISI; (ii) Sai pha sóng mang khơi phục Nếu ta xét cho nhánh điều chế đồng pha tỷ số lỗi ký hiệu trường hợp xác định sau Đối với hệ thống 4-PSK có hai mức tín hiệu: i=1,2 Pe =  P( − U i' + Vd + x x ≥ 0) + P(U i' − Vd + x x ≤  2 (6.21) U'i= Ui+D, D đại lượng méo tín hiệu so với tín hiệu phát Ui Do tín hiệu phát Ui=ak nên từ (6.12) ta xác định D sau: D = a k − ( a k U k − b k Vk ) = a k (1 − U k ) + b k Vk (6.22) Trong hệ số thống 16-QAM, tín hiệu đồng pha ak tín hiệu bốn mức tương ứng với: i=1,2,3,4 (xem phần M-ASK) xác suất suất mức Pi=1/4, tỷ số lỗi cuả thành phần đồng pha tính sau Pe = [ P(− U + Vd + D + x x ≥ + P(U3 − Vd + D + x x ≤ 0)] (6.23) đó: D xác đinh theo (6.22) Méo tuyến tính Méo dạng sóng Ở kênh truyền dẫn thực tế tránh khỏi méo trễ méo biên độ xẩy điều chế, lọc, khuếch đại Các méo trễ biên độ bậc kênh truyền dẫn biểu diễn sau f f τ(f ) = 2τ1 + 4τ2   fp fp     f f A(f) = + 2A1 + 4A   fp fp  (6.24)    (6.25) r1, r2, A1, A2 tương ứng với méo trễ biên độ bậc hai tần số cách tần số trung tâm ±1/2T hình 6.4, fp tần số đồng hồ, τ=d/T mối quan hệ méo trễ -179- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh A A1 , d1 A2 , d −1/ T 1/ T τ1 = d1 / T τ2 = d / T f Hình 6.4 Các méo bậc bậc hai Khi coi sai pha sóng mang θc=0, viết lại biểu thức (6.12) (6.13) ta y I ( t ) = ∑ { [ a k R k (t) − b k I k (t)]} + x x (6.26) y Q ( t ) = ∑ { [ a k I k (t) − b k R k (t)]} + x y (6.27) k k Méo đặc tính tần số xác định theo (6.24) (6.25) gây nhiễu giao thoa ký hiệu thành phần đồng pha ak pha vng góc bk Bằng cách triển khai chuỗi tương ứng với hệ thống điều chế ta nhận đặc tính giảm cấp C/N méo bậc bậc gây Hình 6.5 cho thấy giảm cấp C/N hệ số độ dốc lọc Nyquist α=0,5 A1 A2 α = 0,5 α = 0,5 A2 A1 Hình 6.5 Quan hệ méo biên giảm cấp C/N Vì độ rộng băng tần Nyquist bị chiếm đường truyền dẫn thay đổi theo hệ số độ dốc, nên ảnh hưởng méo kênh truyền dẫn lên đặc tính tỷ số lỗi thay đổi theo Hình 6.6 minh họa đặc tính giảm cấp tỷ số C/N hệ thống 16-QAM méo biên độ bậc theo hệ số dốc α -180- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh b) Giảm cấp C/N A2 a) Giảm cấp C/N A1 Giảm cấp C/N (dB) Giảm cấp C/N (dB) 16-QAM α = 0,1 0,3 0,5 0,7 1,0 16-QAM α = 1,0 0,7 0,5 0,3 0,1 0 0,1 0,2 0,3 0,1 0,2 0,3 A2 A1 Hình 6.6 Độ giảm cấp C/N méo biên độ độ dốc Nyquist khác α 16-QAM Sai pha định thời sóng mang Ta xét trường hợp đường truyền có đặc tính truyền dẫn đối xứng Trong trường hợp khơng có đáp ứng suất từ thành vng góc nên từ (6.12) (6.13) ta y I ( t ) = ∑ { [ a k R k (t) cos θk + b k R k (t) sin θk ]} + x x (6.26b) y Q ( t ) = ∑ { [ a k R k (t) cos θk − a k R k (t) sin θk ]} + x y (6.27b) k k Điều biẻu thị biểu đồ khơng gian tín hiệu hình 6.7 ∑b R k k ∑ a R cosθ + ∑ b R k k c k k sin θc θc ∑a k Rk Hình 6.7 Mối quan hệ đầu giải điều chế sai pha sóng mang Quan hệ gữa sai pha sóng mang độ giảm cấp C/N cho hình 6.8 -181- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Hình 6.8 Độ giảm cấp sai pha sóng mang Giảm cấp C/N (dB) Giảm cấp C/N (dB) Tương tự ta tính sau pha định thời cách đặt t = nT+∆T (∆T: sai pha định thời) vào biểu thức trước Hình 6.9a,b minh họa đặc tính giảm cấp C/N phụ thuộc vào sai pha định thời hệ thống điều chế khác với hệ số độ dốc tham số Từ hình 6.9b cho thấy hệ số độ dốc ảnh hưởng lớn lên sai pha định thời α = 0,5 α = 0,1 ∆T ∆T Hình 6.9 Quan hệ sai pha định thời giảm cấp C/N Thăng giáng mức ngưỡng Sự thay đổi nhiệt độ điện áp nguồn nuôi dẫn đến thăng giáng mức ngưỡng Sự thăng giáng thể hình 6.10a Hình 6.10 minh hoạ đặc tính giảm cấp C/N số hệ thống điều chế nhiều trạng thái Từ hình cho thấy, để giảm độ giảm cấp C/N xuống nhỏ 0,52 dB hệ thống 16-QAM ta cần điều chỉnh thăng giáng mức ngưỡng nhỏ 2% 1/2 −∆V ∆V 1/2 +∆V Hình 6.10 Giảm cấp C/N0 thăng giáng mức ngưỡng -182- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Méo phi tuyến Méo phi tuyến khuếch đại công xuất lớn gây méo đặc tuyến biên đặc tuyến trễ Hình 6.11 minh họa méo phi tuyến đặc tuyến biên pha tầng khuếch đại cơng suất sử dụng đèn sóng chạy (TWT: Travelling Wave Tube) Khi mức tín hiệu vào thấp, đặc tính TWT hàm tuyến tính, mức vào tăng đầu tăng đến điểm bão hoà Để đạt khuếch đại tuyến tính hệ thống thơng tin số cần sử dụng điểm làm việc thấp điểm xẩy bão hoà độ lùi cần thiết để đạt tuyến tính Hình 6.11 Đặc tuyến vào – đèn sóng chạy TWT Ở khuếch đại phi tuyến, biên độ pha sóng điều chế bị ảnh hưởng méo dẫn đến méo dạng sóng Hình 6.12 minh hoạ méo điểm tín hiệu tính phi tuyến đặc tuyến biên pha khuếch đại Hình 6.12 Méo dạng vị trí điểm tín hiệu méo phi tuyến kênh truyền dẫn Mức độ méo phi tuyến phụ thuộc vào tính chất phi tuyến bị ảnh hưởng lớn đặc tính thăng giáng biên độ đầu vào Sự thăng giáng biên độ đầu vào phụ thuộc vào giới hạn lọc Nyquist, số mức tín hiệu điều chế vị trí tín hiệu điều chế biểu đồ vectơ 6.4 MÉO KÊNH TRUYỀN DẪN DO TRUYỀN SÓNG 6.4.1 Cơ chế méo dạng truyền sóng Ở hệ thống vơ tuyến số, nhiều trường hợp ta mô tả pha đinh pha đinh nhiều tia Khi ta thường mô tả đặc tính đường truyền sóng sau ( H(ω) = A + ρe − jωτ ) (6.28) -183- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh A biên độ sóng trực tiếp, ρ tỷ số sóng phản xạ sóng trực tiếp τ hiệu số thời gian trễ sóng trực tiếp sóng phản xạ Vì ta quan tâm chủ yếu vùng lõm đặc tuyến pha đinh gây ra, nên ta đặt ω = 2(n+1)π+∆ω (6.29) ∆ω=ω-ω0 độ dịch tần số ω so với tần số lõm ω0=2πflõm Nếu ta gọi A(ω) đặc tính biên tần, D(ω) đặc tính trễ tần với lưu ý đặc tuyến trễ tần xác định đạo hàm đặc tuyến pha tần thay (6.29) vào (6.28), ta được: A(ω) = A + ρ2 − 2ρ cos(ω − ω0 )τ D(ω) = (6.30) ρτ(cos(ω − ω0 )τ − ρ) + ρ2 − 2ρ cos(ω − ω0 )τ (6.31) Biểu thức (6.28) cho thấy H (ω), A(ω) D(ω) hàm tuần hoàn ω với chu kỳ 1/τ A(ω) nhận giá trị cực tiểu A(1-ρ) ω=ω0+2πk/τ với k số nguyên Tần số điểm gọi tần số lõm (flõm) pha đinh Nếu băng tần thu nằm vùng xung quanh tần số lõm tín hiệu thu bị méo dạng nhiều Vì ta xét đặc tính truyền lan vùng xung quanh tần số cho k=0 Đặc tính biên đặc tính trễ cho hình 6.13 Từ hình 6.13 ta thấy pha đinh làm cho đặc tuyến không phẳng điều gây méo dạng sóng điểm thu τ = 2ns τ = 10ns 5ns ρ = 0,8 2ns ρ = 1,2 ρ = 0,8 τ = 2ns ρ = 1, 03 ρ = 0,8 Hình 6.13 Các đặc tính tần số đường truyền dẫn bị pha đinh -184- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh cưỡng ép khơng (Zero-forcing equalizer) Vì vậy, đầu vào tách sóng tín hiệu ( k = 0,1, ) z k = a k + ηk , (6.44) đó: ηk tạp âm cộng; a k ký hiệu mong muốn Thực tế, méo kênh thường gây ISI lên phần ký hiệu mang tin (hai bên ký hiệu mang tin) Do đó, mức độ ISI tổng (2.28) hữu hạn Dẫn đến việc thực cân kênh lọc có đáp ứng xung hữu hạn FIR, hay lọc ngang (Transversal filter) có hệ số nhánh điều chỉnh {cn}, minh họa hình 6.27 Trễ thời gian τ nhánh lân cận chọn lớn thời gian ký hiệu mang tin T Trong trường hợp này, đầu vào cân chuỗi mẫu (2.27) Tuy nhiên, ta cần ý < 2W , tần số tín hiệu thu lớn tần số gập phổ 1/T T tốc độ ký hiệu bị chồng phổ (aliased) lên tần số số nhỏ 1/T Trong trường hợp này, cân bù cho tín hiệu bị kênh làm méo chồng phổ (Aliased channel-distorted signal) Trong trường hợp, chọn trễ thời gian τ nhánh lân cận cho 1 ≥ 2W > khơng xảy chồng phổ; đó, cân kênh nghịch đảo thực bù τ T méo kênh Vì τ < T nên cân kênh gọi cân phân cách phần (Fractionally spaced equalizer) Thực tế, τ thường chọn τ = T / Khi này, tốc độ lấy mẫu đầu vào lọc G E ( f ) 2/T Đáp ứng xung kim đáp ứng tần số cân FIR gE ( t ) = K ∑ c δ ( t − nτ ) n =− K GE ( t ) = K ∑ce n =− K (6.45) n − j2 πfnτ (6.46) n đó: {cn } 2K + hệ số cân bằng; K chọn đủ lớn để cân bắc ngang độ dài ISI – nghĩa 2K + ≥ L ; L số mẫu tín hiệu liên quan đến ISI Vì X ( f ) = G T ( f ) C ( f ) G R ( f ) x ( t ) xung tín hiệu tương ứng với X ( f ) , nên xung tín đầu cân (được cân méo) q (t)= K ∑ c x ( t − nτ ) (6.47) n n =− K Tại đây, điều kiện cưỡng ép khơng áp dụng lên mẫu q ( t ) lấy thời điểm t = mT Các mẫu q ( mT ) = K ∑ c x ( mT − nτ ) , n =− K n m = 0, ± 1, ± 2, , ± K (6.48) Do có 2K + hệ số cân bằng, nên ta điều khiển 2K + mẫu q(t ) Cụ thể, ta ép buộc điều kiện q ( mT ) = K 1 , m = m = ± 1, ± 2, , ± K  ∑ c x ( mT − nτ ) =  , n =− K n -193- (6.49) Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh biểu diễn dạng ma trận Xc = q , X ma trận kích thước ( 2K + 1) × ( 2K + 1) có phần tử x ( mT − nτ ) ; c véc-tơ hệ số kích thước ( 2K + 1) ; q véc-tơ cột kích thước ( 2K + 1) có phần tử khác không Như vậy, ta nhận hệ phương trình gồm 2K + phương trình tuyến tính hệ số cân cưỡng ép không Ta cần lưu ý rằng, cân cưỡng ép khơng FIR khơng loại bỏ hồn tồn ISI có độ dài hữu hạn Tuy nhiên, tăng K, giảm phần ISI dư K → ∞ , ISI bị triệt tiêu hoàn toàn Hạn chế cân cưỡng ép khơng khơng tính đến thành phần tạp âm, làm tăng đáng kể tạp âm Ta dễ dàng nhận thấy để ý đến dải tần số C ( f ) nhỏ, cân kênh G E ( t ) = 1/ C ( f ) bù cách tăng ích lớn dải tần số Dẫn đến tạp âm dải tần số tăng mạnh Một cách khác áp dụng giảm nhẹ điều kiện ISI khơng chọn đặc tính cân kênh cho giảm thiểu công suất ISI dư tạp âm cộng đầu cân kênh Ta dùng cân kênh tối ưu dựa tiêu chí sai số trung bình bình phương cực tiểu (MMSE:Minimum Mean-Square Error) đạt mục đích Để chi tiết hơn, ta xét tín hiệu đầu bị nhiễu tạp âm cân FIR z(t) = K ∑ c y ( t − nτ ) k =− K (6.50) n y (t ) tín hiệu đầu vào cân bằng, cho (6.44) Đầu cân lấy mẫu thời điểm t = mT Vì vậy, ta nhận z ( mT ) = K ∑ c y ( mT − nτ ) k =− K (6.51) n Đáp ứng mong muốn lối cân t = mT ký hiệu phát a m Sai số định nghĩa độ chênh lệch a m z ( mT ) Khi sai số trung bình bình phương mẫu thực tế đầu z ( mT ) giá trị mong muốn a m (lưu ý rằng, tín hiệu z ( t ) y ( t ) tín hiệu phức chuỗi liệu phức) MSE = E z ( mT ) − a m =  K = E  ∑ cn y ( mT − nτ ) − a m  k =− K    ∑ ∑ c c R (n − k) − ∑ c R (k) + E ( a K K n =− K k =− K K n k y k =− K k ay m ) (6.52) hàm tương quan xác định R y ( n − k ) = E  y* ( mT − nτ ) y ( mT − kτ )  R ay ( k ) = E  y ( mT − nτ ) a *m  (6.53) giá trị kỳ vọng lấy theo chuỗi thông tin ngẫu nhiên {a m } tạp âm cộng Nghiệm MMSE nhận cách lấy vi phân (6.52) theo hệ số cân {cn } Vì vậy, ta điều kiện cần để MSE cực tiểu -194- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh K ∑ c R (n − k) = R (k), k =− K n y ay k = 0, ± 1, ± 2, , ± K (6.54) Đây 2K+1 phương trình tuyến tính hệ số cân Trái với giải pháp cưỡng ép không xét trên, phương trình phụ thuộc vào thuộc tính thơng kê (tự tương quan) tạp âm ISI thông qua hàm tự tương quan R y ( n ) Trên thực tế, ma trận tự tương quan R y ( n ) véc-tơ tương quan chéo R ay ( n ) khơng biết trước Tuy nhiên, ta ước tính chuỗi tương quan cách phát tín hiệu thử qua kênh sử dụng ước tính trung bình theo thời gian N ˆ ( n ) = ∑ y* ( kT − nτ ) y ( kT ) R y N k =−1 R ay ( n ) = N ∑ y ( kT − nτ ) a *k N k =−1 (6.55) thay cho trị trung bình tồn để tìm hệ số cân mà cho (6.54) Bộ cân tuyến tính thích ứng Ở cho thấy rằng, ta tìm hệ số nhánh cân tuyến tính cách giải hệ phương trình tuyến tính Với tiêu chuẩn tối ưu cưỡng ép khơng, phương trình tuyến tính cho (6.46) Mặt khác, tiêu chuẩn tối ưu lại dựa việc cực tiểu hóa MSE, ta tính hệ số cân tối ưu cách giải hệ phương trình tuyến tính (6.54) Trong hai trường hợp, ta biểu diễn hệ phương trình tuyến tính dạng ma trận Bc = d (6.56) đó: B ma trận kích thước (2 K + 1) × (2 K + 1) ; c véc-tơ cột biểu diễn (2 K + 1) hệ số cân bằng; d véc-tơ cột (2 K + 1) chiều Giải (6.56) ta copt = B −1d (6.57) Trong thực tế triển khai cân bằng, thường tìm nghiệm (6.6.18) véc-tơ hệ số tối ưu giải pháp lặp, tránh việc tính tốn nghịch đảo ma trận B Thủ tục lặp đơn giản phương pháp giảm độ dốc lớn (steepest descent), khởi đầu việc chọn tùy ý véc-tơ hệ số c, cho c0 Việc lựa chọn véc-tơ hệ số c0 khởi tạo tương ứng với điểm hàm tiêu chí tối ưu hóa Thí dụ, trường hợp tiêu chuẩn MSE, đoán ban đầu c0 tương ứng với điểm mặt cong MSE bậc hai không gian (2 K + 1) chiều hệ số Véc-tơ gradient g0 đạo hàm MSE theo (2 K + 1) hệ số lọc, tính điểm mặt cong tiêu chí hệ số nhánh thay đổi theo chiều hướng ngược với thành phần gradient tương ứng Việc thay đổi hệ số nhánh thứ j tỷ lệ với độ lớn thành phần gradient thứ j Chẳng hạn, tiêu chuẩn MSE tìm véc-tơ gradient g k cách lấy đạo hàm (riêng) MSE theo hệ số ( 2K + 1) hệ số, g k = Bc k − d , k = 0,1, 2, (6.58) -195- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh c2 c1 Hình 6.25: Minh họa đặc tính hội tụ thuật tốn gradient Sau véc-tơ hệ số c k cập nhập theo quan hệ c k +1 = c k − ∆g k (6.59) ∆ tham số kích cỡ bước thủ tục lặp Để đảm bảo hội tụ thủ tục lặp, ∆ phải lựa chọn số dương đủ nhỏ Trong trường hợp này, véc-tơ gradient g k hội tụ không, nghĩa g k → k → ∞ véc-tơ hệ số c k → copt , minh họa hình 6.25 sở tối ưu hóa hai chiều Một cách tổng quát, ta đạt mức độ hội tụ hệ số nhánh đến copt sau số hữu hạn bước lặp với phương pháp giảm dốc Tuy nhiên, đạt gần đến nghiệm tối ưu copt sau vài trăm bước lặp Trong hệ thống thông tin số sử dụng cân kênh, bước lặp tương đương với khoảng thời gian để truyền ký hiệu, vài trăm bước lặp để đạt hội tụ đến copt phần giây Việc cân kênh thích ứng cần thiết kênh có đặc tính thay đổi theo thời gian, ISI biến đổi theo thời gian Để giảm ISI, hệ số nhánh cân kênh thiết phải bám theo biến thiên đáp ứng kênh Trong phạm vi toán đề cập trên, véc-tơ hệ số tối ưu copt thay đổi theo thời gian biến thiên theo thời gian ma trận B, trường hợp tiêu chuẩn MSE, biến thiên theo thời gian véc-tơ d Với điều kiện này, phương pháp lặp nói cải biến để sử dụng ước tính thành phần gradient Vì vậy, thuật tốn điều chỉnh hệ số nhánh cân biểu diễn cˆ k +1 = cˆ k − ∆gˆ k (6.60) đó: gˆ k ước tính véc-tơ gradient g k ; cˆ k ước tính véc-tơ hệ số nhánh c k Trong trường hợp tiêu chuẩn MSE, véc-tơ gradient g k cho (6.58) biểu diễn ( g k = − E e k y *k ) Ước tính gˆ k véc-tơ gradient bước lặp thứ k tính gˆ k = − e k y *k (6.61) -196- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh đó: ek chênh lệch đầu mong muốn cân thời điểm thứ k giá trị lối thực tế z ( kT ) ; y k véc-tơ cột gồm 2k + giá trị tín hiệu thu chứa cân thời điểm thứ k Tín hiệu lỗi e k biểu diễn ek = a k − z k (6.62) đó: zk = z (kT ) lối cân cho (6.51); ak ký hiệu mong muốn Do đó, cách thay (6.61) vào (6.60), ta nhận thuật tốn thích ứng để tối ưu hóa hệ số nhánh (theo chuẩn MSE) cˆ k +1 = cˆ k − ∆.ek y *k (6.63) Do dùng ước tính véc-tơ gradient (6.63), nên thuật toán gọi thuật toán gradient ngẫu nhiên (Stochastic gradient algorithm) Nó biết đến với tên gọi thuật tốn bình phương trung bình nhỏ LMS (Least Mean Square) Sơ đồ khối cân thích ứng hệ số nhánh thay đổi theo (6.63), minh họa hình 6.26 Cần lưu ý rằng, sai lệch đầu mong muốn ak đầu thực tế zk từ cân sử dụng để tạo nên tín hiệu lỗi ek Lỗi tỷ lệ hóa tham số kích cỡ bước lặp ∆ , tín hiệu lỗi tỷ lệ hóa ∆.e k nhân với giá trị tín hiệu thu {y ( kT − nτ )} 2K + nhánh Các tích ∆.e k y*k ( kT − nτ ) K + nhánh sau cộng với giá trị trước hệ số nhánh để có hệ số nhánh (cập nhật) theo (6.63) Tính tốn lặp lại ký hiệu thu Vì vậy, hệ số cân cập nhật tốc độ ký hiệu Tín hiệu vào {y k } c− K τ c− K −1 {ek } c1 c0 + ∆ τ τ τ τ cK {z k } Bộ tách tín hiệu {a k } Tín hiệu Hình 6.26: Bộ cân thích ứng tuyến tính dựa tiêu chuẩn MSE -197- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Khởi đầu, cân thích ứng huấn luyện việc truyền dẫn chuỗi giả ngẫu nhiên biết trước {a m } qua kênh Tại giải điều chế, cân sử dụng chuỗi biết để điều chỉnh hệ số Tùy vào mức độ điều chỉnh khởi đầu này, cân thích ứng chuyển từ phương thức tập huấn (training mode) sang phương thức định trực tiếp (decision-directed mode), trường hợp định đầu tách tín hiệu đủ tin cậy cho tín hiệu lỗi tạo cách tính sai lệch lối tách tín hiệu lối cân bằng, tức e k = aˆ k − z k (6.64) đó: aˆk lối tách tín hiệu Nói chung, lỗi định lối tách tín hiệu xảy không thường xuyên; hệ là, lỗi có ảnh hưởng lên hiệu thuật tốn bám (6.63) Kinh nghiệm chọn tham số kích cỡ bước nhằm đảm bảo khả hội tụ bám xác môi trường kênh biến đổi chậm là: ∆= ( 2K + 1) PR (6.65) PR ký hiệu cho cơng suất tín hiệu thu cộng với tạp âm mà ước tính từ tín hiệu thu Mặc dù ta xét tương đối chi tiết hoạt động cân thích ứng tối ưu theo tiêu chí MSE, hoạt động cân thích ứng dựa phương pháp cưỡng ép không tương tự Điểm khác là: phương pháp ước tính véc-tơ gradient g k bước lặp Sơ đồ khối cân thích ứng cưỡng ép khơng thể hình 6.27 ∑ τ τ ∑ ∑ τ yk ∑ ak εk ∆ Hình 6.27: Bộ cân thích ứng cưỡng ép không Bộ cân phi tuyến Các cân tuyến tính xét hiệu môi trường kênh kênh điện thoại hữu tuyến, ISI khơng q trầm trọng Mức độ nghiêm trọng -198- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh ISI liên quan trực tiếp với đặc tính phổ kênh không thiết liên quan tới dãn thời gian ISI Nói chung, hạn chế cân tuyến tính chỗ hoạt động kênh có điểm phổ không (Spectral null), thường kênh tầng điện ly với tần số 30MHz hay kênh vô tuyến di động Bộ cân hồi tiếp định (DFE: Decision-Feedback Equalizer) cân phi tuyến tính, sử dụng định trước để loại bỏ ISI gây ký hiệu tách trước ảnh hưởng tới ký hiệu thời tách Sơ đồ khối cân hồi tiếp định DFE cho hình 6.28, bao gồm hai lọc: (1) Bộ lọc thứ gọi lọc hướng thuận (feedforward filter), lọc FIR phân cách phần có hệ số nhánh khả chỉnh, giống cân tuyến tính; (2) Bộ lọc thứ hai lọc hồi tiếp (feedback filter), thực lọc FIR phân cách nhánh ký hiệu, hệ số nhánh khả chỉnh, đầu vào tập ký hiệu tách trước, đầu trừ với đầu lọc hướng thuận để tạo nên đầu vào tách tín hiệu (xem hình 6.28) Vì vậy, ta có N1 N1 n =1 n =1 z m = ∑ c m y ( mT − nτ ) − ∑ b n aɶ m − n đó: {c n } {b n } hệ số khả chỉnh lọc hướng thuận lọc hồi tiếp; aɶ m − n , n=1,2, , N ký hiệu tách trước đó; N1 độ dài lọc hướng thuận; N độ dài lọc hồi tiếp Dựa đầu vào z m , tách tín hiệu xác định xem ký hiệu (trong số ký hiệu có phát) giống với tín hiệu đầu vào a m Theo đó, thực việc định cho a~m Tính phi tuyến DFE đặc tính phi tuyến tách tín hiệu tạo tín hiệu lối vào cho lọc hồi tiếp {a n } Hình 6.28: Sơ đồ khối DFE Các hệ số nhánh lọc hướng thuận lọc hồi tiếp lựa chọn để tối ưu hóa theo phép đo hiệu mong muốn Để đơn giản mặt toán học, tiêu chuẩn MSE thường dùng thường dùng thuật toán gradient ngẫu nhiên để thực DFE thích ứng Hình 6.29 minh họa sơ đồ khối DFE thích ứng mà hệ số nhánh điều chỉnh theo thuật toán gradient ngẫu nhiên LMS Ta cần ý rằng, lỗi định từ tách tín (mà đưa vào lọc hồi tiếp) có ảnh hưởng khơng đáng kể lên hiệu DFE -199- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh {yk } c −3 τ c −2 τ τ c −1 c0 τ τ τ ∆ b1 b2 b3 Hình 6.29 Sơ đồ khối DFE thích ứng Mặc dầu DFE tốt cân tuyến tính, từ quan điểm tối thiểu hóa xác suất lỗi việc định chuỗi thông tin {a k } từ mẫu tín hiệu thu {y k } cho (2.27) khơng phải cân tối ưu Ta biết rằng, truyền thông tin qua kênh gây ISI, tách tín hiệu tối ưu tách chuỗi ký hiệu theo thuật toán khả giống ML, cho lối chuỗi ký hiệu có khả { aɶ k } chuỗi mẫu thu {yk } Nghĩa là, tách tín hiệu tìm chuỗi { aɶ k } mà làm cực đại hóa hàm khả (likehood function) Λ ({a k }) = ln p ({ y k } | {a k }) p ({y k } | {a k }) xác suất liên hợp chuỗi thu {y k } với điều kiện {a k } Bộ tách ký hiệu mà chuỗi ký hiệu { aɶ k } làm cực đại hóa xác suất điều kiện liên hợp này, gọi tách chuỗi ký hiệu khả giống (maximum-likehood sequence detector) Thuật toán thực tách chuỗi có khả giống (MLSD: maximum-likehood sequence detection) thuật toán Viterbi dùng để giải mã xoắn Hạn chế MLSD kênh gây ISI mức độ độ phức tạp tính toán tăng theo hàm mũ hàm trải rộng ISI Do đó, MLSD thực tế kênh trải rộng ISI vài ký hiệu Tóm lại, cân kênh sử dụng rộng rãi hệ thống vô tuyến số nhằm hạn chế ảnh hưởng ISI gây méo kênh Các cân tuyến tính sử dụng rộng rãi modem tốc độ cao để truyền liệu qua kênh điện thoại Đối với truyền dẫn vô tuyến số thông tin di động, mơi trường truyền sóng đa đường gây ISI nghiêm trọng, dẫn đến phải dùng cân mạnh để đối phó với ISI Bộ cân -200- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh hồi tiếp định MLSD hai cân kênh phi tuyến phù hợp kênh vô tuyến gây ISI nghiêm trọng Bộ cân vùng tần số Các cân vùng tần số thiết kế để cân trực tiếp phân tán phổ cách tạo đặc tính phổ bù trừ ngược với phân tán băng pha đinh nhiều tia Các cân thường sử dụng trước giải điều chế chúng gọi cân vùng tần số Mạch bù khối có khả tạo dạng méo khác đặc tính biên tần thực lệnh số tín hiệu bên ngồi Sơ đồ cân cho hình 6.30 Méo mạch bù gây phải ngựơc với méo dạng phổ tín hiệu vào Sau khối bù thường khuếch đại đặc tuyến phẳng có hệ số khuếch đại thay đổi để giữ cho mức không đổi Mạch tự điều lượng AGC để bù trừ tổn hao mạch bù gây Các tín hiệu đưa lên hệ thống điều khiển lấy mẫu từ số tần số đặc trưng (chẳng hạn f1, fc, f2 hình vẽ; fc tần số trung tâm) Hình 8.30 Bộ cân vùng tần số Bộ cân độ dốc độ lõm đặc tuyến truyền sóng Hình 6.31 cho thấy cân độ dốc độ lõm tần số trung tâm đặc tuyến truyền sóng f1 fc f2 Hình 6.31 Bộ cân độ dốc độ lõm đặc tuyến tần số Phổ tín hiệu vào lấy mẫu tần số trung tâm fc hai tần số biên f1 f2 Các giá trị mẫu f1 f2 so sánh với để điều khiển độ nghiêng đặc tuyến tần số -201- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh LAD bù trừ độ nghiêng phổ vào Giá trị trung bình hai mẫu hai tần số f1 f2 so sánh với giá trị mẫu fc để điều chỉnh đâưc tuyến tần số QAD bù trừ độ võng phổ vào fc Bộ cân tần số cộng hưởng thay đổi Bộ cân có tần số cộng hửơng thay đổi cho hình 6.31 Ở cân tần số cộng hưởng hệ số phẩm chất Q thay đổi để bù trừ méo phổ đầu vào Phỉ tÝn hiƯu Vào Bé ph©n tÝch phỉ Q fc f1 D/A D/A fc f2 D/A µp A/D A/D A/D Hình 6.31 Bộ cân thay đổi tần số cộng hưởng Q Khi thể đặc tính pha đinh nhiều tia mơ hình hai tia, ta trình bầy đặc tính truyền sóng sau: H(ω) =1 + ρe − j( ωτ −∆θ ) (6.66) đó: ω: tần số góc ρ: Tỷ số biên độ hai sóng τ: Hiệu số thời gian hai sóng ∆θ: Hiệu số pha hai sóng Vì ta biểu diễn đặc tuyến biên sau:  2πf ∆L  A(f ) = + ρ + 2ρ − ∆θ   c  (6.67) đó: f tần số, ∆L hiệu số đường hai sóng, c tốc độ ánh sáng Để cân pha đinh chọn lọc, bù trừ phải có đặc tính truyền đạt sau: E(ω) = 1 = =1 − ρe − j( ωτ− ∆θ) + ρ e −2 ( ωτ−∆θ) + j( ωτ− ∆θ ) H (ω) + ρe -202- (6.68) Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Đặc tính thực cộng hưởng song song sử dụng mạch phân bố cố định τ/4 ngắn mạch đầu cuối Hình 6.32 cho thấy mạch điện bù với đặc tuyến tần số sau: A E (f ) = đó: (6.69) R 2πfℓ + cos Z0 3.1010 ℓ độ dài mạch phân bố cố định đo cm Z0 trở kháng đặc tính mạch R điện trở diod PIN λ /4 fc Hình 6.32 Mạch bù chống pha đinh Từ hình 6.32 ta thấy tần số cần bù chọn cách điều chỉnh điện dung diod biến dung, suy hao điểm trũng tần số cần bù điều chỉnh diod PIN Bộ vi xử lý (hình 6.31) sở số liệu nhận từ tách sóng ba tần số đặc trưng f1, f2, fc tạo tín hiệu để điều khiển hai tham số nói Phân tập Phân tập định nghĩa truyền dẫn thơng tin nhiều kênh có tương quan pha đinh so với nhỏ Nhiều biện pháp phân tập khác sử dụng vô tuyến số để chống pha đinh như: √ √ √ √ √ Phân tập tần số Phân tập không gian Phân tập phân cực Phân tập góc Phân tập thời gian Mức độ độc lập kênh phân tập trình bầy tương quan chéo đường bao pha đinh Thuật ngữ hệ số tương quan chéo đường bao, ρc, thường sử dụng để trình bầy tính độc lập tương đối giưã hai tín hiệu pha đinh Truyền dẫn phân tập ảnh hưởng lớn lên xác suất giảm vượt ngưỡng, nghĩa xác suất mà tín hiệu tổng hợp (được kết hợp từ kênh phân tập) giảm xuống thấp ngưỡng quy định: PD ( y < y th ) = f P ( y < y th , C ) (6.70) đó: C kiểu kết hợp -203- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh Hình 6.33 Các cấu hình phân tập a/ Phân tập không gian, b/ Phân tập tần số, c/ Phân tập góc Sơ đồ mơ tả nguyên lý phân tập không gian, phân tập tần số phân tập góc cho hình 6.33 Phân tập khơng gian (hình 6.33a) đòi hỏi hai anten cho hai kênh truyền dẫn: kênh kênh phân tập Tín hiệu đầu máy thu (RX1) máy thu phân tập (RX2) kết hợp đồng pha để tạo tín hiệu thu tốt Ở số sơ đồ thay cho kết hợp ngừơi ta sử dụng chuyển mạch để chọn tín hiệu tốt Phân tập tần số (hình 6.33b) cần hai thu phát làm việc hai tần số khác để tạo hai kênh truyền dẫn khác Thông tin phát đồng thời hai kênh truyền dẫn (ở hai TX1 TX2) Phía thu thực chuyển mạch để chọn kênh có chất lượng truyền tốt (từ RX1 RX2) Phân cực góc (hình 6.33c) sử dụng hai búp hướng anten để thu tín hiệu chọn búp hướng cho tín hiệu tốt Phân tập không gian dạng phân tán băng cực tiểu Phương pháp thường sử dụng phân tập không gian kết hợp hai tín hiệu thu hai anten để nhận tín hiệu thu cực đại hay kết hợp đồng pha hai tín hiệu Tuy nhiên phương pháp khơng triệt bỏ hồn tồn phân tán băng Đó tín hiệu thu ngồi sóng trực tiếp chứa sóng giao thoa tín hiệu giao thoa có thời gian trễ định so với sóng trực tiếp Vì để giảm thiểu độ phân tán tín hiệu băng phân tập khơng gian thiết để cho sóng giao thoa có pha ngược Phương pháp gọi phân tập không gian dạng phân tán băng cực tiểu (MID-SD: Minimum in Band Dispersion type Space Diversity) Nguyên lý sơ đồ MID-SPD cho hình 6.34 -204- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh a) Tín hiệu thu Tín hiệu thu Tín hiệu kết hợp S1 S2 SR1 SR2 S1 S2 S1 b) SR S1: Sóng trực tiếp S2: Sóng giao thoa SR1: Sóng thu SR2: Sóng thu SR: Sóng kết hợp S2 Mạng phân nhánh Tới hệ thống Bộ kết hợp RLO f1 Bộ dịch pha vô tận RLO: Bộ dao động nội thu fc f2 Bộ tách sóng phân tán biên độ Tín hiệu kết hợp Bộ điều khiển Hình 6.34 Nguyên lý sơ đồ khối MID-SD MID-SD hình 6.34 gồm tách sóng phân tán biên độ, điều khiển, dịch pha vô tận kết hợp Khối điều khiển định hướng dịch pha dich pha vô tận (EPS: Endless Phase Shift) làm cho quay góc pha cố định Ở trạng thái sóng giao thoa gần lêch pha hồn tồn Tuy nhiên công suất thu giảm đột ngột, thông tin bị tạp âm nhiệt nhiễu giao thoa tăng Vì cơng suất thu giảm đến ngưỡng cần điều chỉnh tăng cơng suất Phương pháp cho phép giảm phân tán băng mà đảm bạo hiệu phân tập không gian kết hợp đồng pha thông thường Triệt giao thoa phân cực chéo (XPIC) Để tiết kiệm băng tần truyền dẫn hệ thống vơ tuyến số sử dụng tần số cho hai kênh truyền dẫn Các kênh truyền dẫn sử dụng tần số gọi đồng kênh Để tránh nhiễu kênh phải sử dụng phân cực khác nhau: kênh sử dụng phân cực ngang (ký hiệu H) kênh sử dụng phân cực đứng (ký hiệu V) Pha đinh gây nhiễu giao thoa hai kênh phân cực chéo Ngoài giao thoa phân cực chéo băng vi ba làm giảm cấp dặc tính trễ đặc tính biên độ Để chống lại ảnh hưởng ta sử dụng triệt giao thoa phân cực vuông chéo XPIC (Cross Polarization Interference Canceller) dạng ngang hình 6.35 -205- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh a) Phân cực (H) H V V Phân cực (H) H Phân cực chéo (V) Phân cực chéo (V) DHI b) Phổ sửa Phổ nhiễu π /2 DEM (H) IF(H) Phổ hiệu chỉnh ∑ HYB EHI HYB DHQ ∑ HYB T EHQ T Bộ tương quan T DVI T CONT IF(V) T CONT HYB DEM (V) HYB π /2 HYB DVQ Ký hiệu: IF: Trung tần, H: Phân cực ngang, V: Phân cực đứng, HYB: Cầu sai động DEM: Giải điều chế, D: Tín hiệu sau giải điều chế, E: Tín hiệu sai lỗi Hình 6.35 Bộ loại trừ giao thoa phân cực chéo XPIC Khi tín hiệu trung tần thu phân cực đứng IF(V) qua lọc ngang, tín hiệu hiểu chỉnh có đặc tính phổ tín hiệu nhiễu tạo Tín hiệu trung tần phân cực ngang IF(H) nhánh trừ tín hiệu hiệu chỉnh để loại bỏ nhiễu Thuật tốn để tạo tín hiệu điều khiển sau: C = C - D* E (6.71) EH.DV* = ( EHI + jEHQ ) ( DVI - jDVQ ) (6.72) đó: C tín hiệu điều khiển, E tín hiệu lỗi, D tín hiệu sau giải điều chế, D* liên hợp phức D, V phân cực đứng H phân cực ngang Triệt nhiễu giao thoa điều tần (FMIC) Khi sóng giao thoa xuất từ hệ thống điều tần FM, điều chế nhiều trạng thái ảnh hưởng nhiễu lớn Sóng giao thao loại bỏ sở sóng FM thường tập trung xung quanh tần số sóng mang Khi các thành phần gần tần số -206- Chương 6: Giảm cấp chất lượng đường truyền dẫn biện pháp chống pha đinh trung tâm tách (bằng tách sóng lọc ngang) đảo pha so với sóng đầu vào Để tăng thêm hiệu triệt giao thoa FM người ta sử dụng anten thu phụ để tự động điều khiển biên độ pha tín hiệu giao thoa Sửa méo phi tuyến Méo phi tuyến gây tính phi tuyến tầng khuếch đại công suất, méo với ảnh hưởng gây méo pha đinh làm giảm chất lượng truyền dẫn Hình 6.36 cho thấy sửa méo bậc ba Ở sơ đồ này, sửa méo bậc ba tạo thành phần méo bậc ba có biên độ ngược pha với méo bậc ba gây khuếch đại cơng suất Sau thành phần đưa đến khuếch đại công suất để bù trừ méo Để hiệu chỉnh đồng pha, độ dài điện tín hiệu sửa phải cân với độ dài điện tín hiệu cần sửa X3 Hình 6.36 Mạch sửa méo cách làm méo trước 6.7 TỔNG KẾT Chương ta xét vấn đề giảm cấp chất lượng đường truyền Méo kênh truyền dẫn thiết bị kảo sát Méo kênh truyền dẫn truyền sóng Phân biệt phân cực vng góc Các kỹ thuật chống phađinh giảm cấp Đặc biệt cân cân thích ứng xét chi tiết tập dạng chương trình mơ làm rõ -207- ... thứ k Tín hiệu lỗi e k biểu diễn ek = a k − z k (6. 62) đó: zk = z (kT ) lối cân cho (6. 51); ak ký hiệu mong muốn Do đó, cách thay (6. 61) vào (6. 60), ta nhận thuật tốn thích ứng để tối ưu hóa hệ... diện tích nhỏ QPSK lớn 16- QAM, nên 16- QAM bị ảnh hưởng pha đinh lớn số ba hệ thống điều chế xét τ = 6, 3ns Bc fc τ = 6, 3ns Hình 6. 16 Các signature điều chế khác 6. 4.3 Phân tán biên độ băng Phân... / T τ2 = d / T f Hình 6. 4 Các méo bậc bậc hai Khi coi sai pha sóng mang θc=0, viết lại biểu thức (6. 12) (6. 13) ta y I ( t ) = ∑ { [ a k R k (t) − b k I k (t)]} + x x (6. 26) y Q ( t ) = ∑ { [ a