Điện tử viễn thông appendix DRT NVD 9 khotailieu

Phụ lục Phụ lục 9A TẠO TÍN HIỆU UWB Tạo tín hiệu UWB nhảy thời gian (TH-UWB) Trong sơ đồ UWB nhảy thời gian kết hợp với điều chế PPM nhị phân (2PPM-THUWB), tín hiệu UWB tạo sơ đồ hình 9A.2 d j = c jTc + a jε Rb = Tb ( bit / s ) R cb = Ns = Tb Ts (bit / s) Rc = Ns = Tb Ts jTs + d j s(t) = Rp = +∞ ∑ p ( t − jT − c T − a ε ) j=−∞ s j c j Ns = Tb Ts ( xung/s ) ( ký hiƯu/s ) Hình 9A.2 Sơ đồ tạo tín hiệu PPM-TH-UWB Giả sử ta cần phát chuỗi tín hiệu nhị phân b = ( , b0 , b1 , , b k , b k +1 , ) có tốc độ bit R b = Tb (bit/s) Khối thực lặp lại bít N s lần tạo chuỗi nhị phân ( , b0 , b0 , , b0 , b1 , b1 , b1 , , bk , , b k , b k +1 , , b k +1 , ) = ( , a , a1 , , a k , a k +1 , ) = a với tốc độ R cb = N s Tb = Ts (bit/s), mức độ lặp mức độ đưa bit dư đặc trưng (Ns,1) Khối gọi mã hóa lặp lại mã, mã hóa kênh Khối thứ hai khối mã hóa truyền dẫn sử dụng mã giá trị nguyên c = ( , c0 , c1 , , c j , c j+1 , ) với chuỗi nhị phân a = ( , a , a1 , , a k , a k +1 , ) để tạo chuỗi d Các phần tử chuỗi d biểu diễn sau: d j = c jTc + a jε (9A.2) đó: Tc ε số thỏa mãn điều kiện c jTc + ε < Ts với c j ε < Tc Lưu ý rằng, d chuỗi giá trị thực Tại đây, ta xét xu hướng phổ biến giả sử c mã giả ngẫu nhiên, phần tử c j số nguyên thỏa mãn ≤ c j ≤ N h − Mã c phải mã tuần hoàn, trường hợp tuần hồn với chu kỳ N p Ta lưu ý đến hai trường hợp đặc biệt là: (i) tính tuần hồn mã, tức N p → ∞ ; (ii) chu kỳ mã trùng với độ dài mã lặp lại N p = N s Chuỗi giá trị thực d vào khối thứ ba, khối điều chế PPM Khối tạo tạo chuỗi xung đơn vị (xung Dirac δ ( t ) ) tốc độ R p = N s Tb = Ts (xung/s) Các xung định vị thời điểm jTs + d j , lệch thời so với vị trí danh định jTs khoảng dj Các xung tương ứng thời điểm ( jTs + c jTc + a jε ) Việc mã c dịch thời so với tín hiệu tạo thị mã nhảy thời gian TH Lưu ý khoảng dịch điều chế PPM, a jε , thông thường nhỏ khoảng dịch mã TH, c jTc , tức a jε < c jTc , trừ trường hợp c j = Tc khoảng thời gian chip -379- Phụ lục Khối cuối khối định dạng xung có đáp ứng xung kim p ( t ) Đáp ứng xung kim p ( t ) phải đảm bảo tín hiệu đầu lọc dạng xung phải chuỗi xung không chồng lấn lên cách nghiêm ngặt Tín hiệu s ( t ) đầu biểu diễn sau: s(t) = +∞ ∑ p ( t − jT − c T − a ε ) j=−∞ s j c (9A.3) j Khoảng thời gian để phát bit Tb Tb = N sTs Lưu ý rằng, biểu thức (9A.3), đại lượng c jTc xác định tính ngẫu nhiên xung hay dịch (rung, xê dịch) so với vị trí danh định mặt thời gian cỡ vài lần Ts Nếu ta biểu diễn dịch thời gian mã nhảy thời gian TH c jTc đại lượng dịch TH ngẫu nhiên η j , mà coi phân bố khoảng ( 0,Tη ) với Tη < Ts , ta được: s(t) = +∞ ∑ p ( t − jT − η − a ε ) j=−∞ s j (9A.4) j Lưu ý rằng, thông thường η j lớn ε Ảnh hưởng hai đại lượng làm dịch thời ngẫu nhiên, phân bố khoảng Tη + ε < Ts , thể đại lượng θ j Vì vậy, tín hiệu phát biểu diễn sau: s(t) = +∞ ∑ p ( t − jT − θ ) j=−∞ s (9A.5) j Khái niệm dẫn đến tín hiệu (9A.3) tổng qn hóa, ý tưởng hai dạng xung khác p0 ( t ) p1 ( t ) phát tương ứng với bít thơng tin “0” “1” Lưu ý rằng, trường hợp điều chế PPM phân tích trên, mà làm dịch thời gian ε phụ thuộc vào bit biểu diễn, trường hợp cụ thể p1 ( t ) phiên dịch thời p ( t ) Biểu thức tổng quát là: s(t) = +∞ ∑ pa j ( t − jTs − c jTc ) = j=−∞ +∞ ∑ p ( t − jT − η ) j=−∞ aj s j (9A.6) Biểu thức (9A.6) biểu diễn cho trường hợp TH-UWB kết hợp với PAM (PAM-TH-UWB), p1 ( t ) thiết lập −p0 ( t ) , nghĩa p1 ( t ) = −p0 ( t ) Tạo tín hiệu UWB chuỗi trực tiếp (DS-UWB) Tín hiệu với băng tần siêu rộng tạo cách: mã hóa chuỗi bit nhị phân phát với chuỗi nhị phân giả ngẫu nhiên hay chuỗi PN, sau điều chế biên độ chuỗi xung có thời gian ngắn Phương pháp coi trường hợp hệ thống trải phổ chuỗi trực tiếp DS-SS, xung có dạng Nyquist hay dạng chữ nhật miền thời gian với Tc khoảng thời gian chip Có thể rút biểu thức giải tích tín hiệu DS-SS-UWB cách coi độ rộng xung nhỏ nhiều so với khoảng thời gian chip Trong hệ thống DS-SS truyền thống, thường dùng điều chế BPSK Cụ thể là, tín hiệu tạo hình 9A.3 -380- Phụ lục Giả sử ta cần phát chuỗi tín hiệu nhị phân b = ( , b0 , b1, , bk , bk +1, ) có tốc độ bit R b = Tb (bit/s) Khối thực lặp lại bít N s lần tạo chuỗi nhị phân ( , b0 , b0 , , b0 , b1, b1, b1, , b k , , bk , b k+1, , b k+1, ) = ( , a ,a1, ,a k ,a k+1, ) = a * với tốc độ R cb = N s Tb = Ts (bit/s) Như sơ đồ nhảy thời gian TH, khối mã hóa lặp lại mã đặc trưng (Ns,1) a j = 2a *j − Rb = Tb ( bit / s ) R cb = Ns = Tb Ts R cb = d = a×c Ns = Tb Ts ( ký hiÖu/s ) (bit / s) Rc = jTs Ns = Tb Ts ( ký hiÖu/s ) s(t) = Rp = +∞ ∑ d p ( t − jT ) j=−∞ j s Ns = Tb Ts ( xung/s ) Hình 9A.3 Sơ đồ tạo tín hiệu PAM-DS-UWB Khối thứ hai chuyển đổi chuỗi a * thành chuỗi giá trị dương âm a = ( ,a ,a1 , , a j ,a j+1 , ) , nghĩa a j = 2a *j − 1, −∞ < j < +∞ Bộ mã truyền dẫn sử dụng mã nhị phân c = ( ,c0 ,c1 , , c j ,c j+1, ) bao gồm giá trị ±1 chu kỳ N p tạo ta chỗi d = a × c bao gồm phần tử d j = a jc j N p thường giả định N s Giả định tổng quát đặt N p số lần N s Lưu ý rằng, d chuỗi giá trị ±1 giống a tạo tốc độ R c = N s Tb = Ts (bit/s) Chuỗi d vào khối thứ ba, điều chế PAM tạo chuỗi xung đơn vị tốc độ R p = N s Tb = Ts (xung/s) Các xung định vị thời điểm jTs Đầu điều chế vào lọc định dạng xung có đáp ứng xung kim p ( t ) Trong hệ thống DS-SS truyền thống, đáp ứng xung kim p ( t ) xung chữ nhật khoảng thời gian Ts Trong trường hợp DS-UWB, p ( t ) xung có khoảng thời gian nhỏ nhiều Ts , phân tích trường hợp TH Tín hiệu s ( t ) đầu biểu diễn sau: s(t) = +∞ ∑ d p ( t − jT ) j=−∞ j (9A.7) s Lưu ý rằng, trường hợp TH, khoảng thời gian bit Tb = N sTs Kết dạng sóng PAM Khi sử dụng điều chế PPM tín hiệu s(t) biểu diễn sau: s(t) = +∞  ∑ p  t − jT − ε j=−∞  s d j +1   (9A.8) Lưu ý rằng, biểu thức (9A.8), việc mã hóa làm phổ trắng đặc tính giả ngẫu nhiên mã -381- Phụ lục Tạo tín hiệu UWB đa băng (MB-UWB) Giải pháp MB nguyên lý IR phân tích Cụ thể là, dựa vào định nghĩa UWB FCC, tín hiệu gọi tín hiệu băng siêu rộng UWB độ rộng băng tần vượt q 500MHz, tồn băng tần 7,5GHz, nghĩa tần số dải từ 3,1GHz đến 10,6GHz chia thành nhiều băng tần nhỏ, băng có độ rộng 500MHz Dữ liệu người sử dụng truyền băng tần nhỏ khác chu kỳ thời gian, dẫn đến hệ thống tránh nhiễu khơng dự đốn trước băng mà không cần lọc tần số vô tuyến Nhiều phương pháp điều chế khác chấp thuận để điều chế liệu băng nhỏ Phổ biến là, OFDM IEEE 802.15.TG3a Tín hiệu điều chế OFDM bao gồm nhiều tín hiệu truyền song song điều chế tần số sóng mang khác f m Các sóng mang cách khoảng ∆f miền tần số Chuỗi bít nhị phân đầu vào điều chế OFDM chia nhỏ thành nhóm K bit tạo thành khối N ký hiệu {d , ,d m , ,d N−1} , d m nhận L giá trị dương, với K = M log L Cuối cùng, ký hiệu điều chế sóng mang Để phát đồng thời N ký hiệu khối, tín hiệu điều chế sóng mang khác phải trực giao miền tần số Nếu T0 thời gian sử dụng để phát ký, ∆f = T0 đảm bảo tính trực giao nhánh truyền dẫn Ngoài ra, khoảng bảo vệ TG chèn vào khối ký hiệu để tránh ISI Tổng thời gian ký hiệu OFDM T = T0 + TG , tốc độ ký hiệu là: Rs = N N = T T0 + TG (9A.9) Độ dài khoảng bảo vệ thường chọn 20-30% tổng độ dài ký hiệu T Nói chung, truyền khoảng bảo vệ cách phát phần cuối ký hiệu OFDM, gọi tiền tố tuần hoàn (cyclix prefix) chủ yếu để trì đồng sóng mang máy thu xảy tượng tán thời kênh truyền sóng Tất nhiên, tiền tố tuần hồn loại bỏ phía thu Tất điều chế sử dụng dạng xung chữ nhật g T ( t ) khoảng thời gian T :  T gT ( t ) =   0, víi − TG = T0 − T ≤ t ≤ T0 (9A.10) ≠ Nếu cm = a m + jb m thể điểm tin (chòm sao) tương ứng với ký hiệu d m , tín hiệu OFDM tương ứng với khối gồm N ký hiệu là: N −1 ( ( ) ( x ( t ) = g T ( t ) ∑ a m cos 2π ( f p + f m ) t + φ − b m sin 2π ( f p + f m ) t + φ m =0 )) (9A.11) đường bao phức tương ứng là: N −1 N −1 m =0 m =0 x ( t ) = g T ( t ) ∑ c m e j2 πfm t ≡ ∑ c m ϕm ( t ) ≡ g T ( t ) S ( t ) đó: ϕm ( t ) = g T ( t ) e j2 πf t ; S ( t ) hàm tuần hoàn chu kỳ T0 m -382- (9A.12) Phụ lục Cách đơn giản để thực điều chế OFDM dùng biến đổi Fourier rời rạc (DFT) Việc truyền dẫn tín hiệu OFDM biểu thức (9A.11) tương ứng với việc truyền dẫn phiên mẫu đường bao phức biểu thức (9A.12), tức truyền chuỗi sau: N −1 x [ n ] = x ( nt c ) = g T ( nt c ) ∑ c m e j2 πf m t c (9A.13) m =0 đó: t c chu kỳ lấy mẫu Theo (9A.11), x ( t ) bao gồm truyền dẫn đồng thời N tín hiệu có độ rộng phổ 2∆f , điều chế sóng mang phân cách khoảng ∆f Vì vậy, đường bao phức biểu thức (9A.12) chiếm phổ tần − B ÷ B , B = N∆f Vì vậy, đường bao phức tín hiệu OFDM biểu diễn theo mẫu sau: N −1 x [ n ] = g T ( nt c ) ∑ cm e j πf m nT0 N (9A.14) m =0 Hơn nữa, f m = m∆f − ( N ) ∆f = m T0 − N ( 2T0 ) thì: N −1 x [ n ] = g T ( nt c ) ∑ cm e j πmn − jπn N m =0 e = g T ( nt c )( −1) n N −1 ∑ cme j πmn N (9A.15) m =0 Biểu thức (9A.15) tương ứng với thành phần thứ n vecto C , IDFT vecto {c0 ,c1 , ,c n , ,c N−1} : x [ n ] = g T ( nt c )( −1) C n n (9A.16) Biểu thức (9A.16) cho thấy, ta tìm mẫu đường bao phức (9A.11) cách thực biến đổi Fourier rời rạc ngược IDFT lên tập hệ số {c0 ,c1 , ,cm , ,c N−1} , tạo chuỗi IDFT {C0 ,C1, ,Cm , ,C N−1} -383- Phụ lục Phụ lục 9B THU VÀ XỬ LÝ TÍN HIỆU TRONG MƠI TRƯỜNG KÊNH AWGN Máy thu tín hiệu PPM nhị phân không trực giao Cấu trúc máy thu hình 9.7 phù hợp cho trường hợp tín hiệu PPM nhị phân không trực giao, tham số dịch thời ε PPM nhỏ khoảng thời gian xung TM Tín hiệu phát biểu diễn (9.15), đầu tương quan là: (9A.17) Z = αs m + n − n ( ) ( ) s = + E TX − R ( ε ) , b =  với s m =    s1 = − E TX − R ( ε ) , b = R ( t ) hàm tự tương quan tín hiệu xung p (t) Xác suất lỗi bit trung bình là: Prb = Pr ( Z < b = ) = Pr E RX (1 − R ( ε ) ) + n − n1 < (9A.18) ( ( ) ( ) Prb = Pr n1 − n > E RX (1 − R ( ε ) ) = Pr x > E RX (1 − R ( ε ) ) ) (9A 19) x tổng hai biến ngẫu nhiên Gausơ độc lập thống kê không dừng trung bình khơng phương sai N Vì vậy, x biến ngẫu nhiên Gausơ trung bình khơng phương sai tính bởi: (9A.20) σ2x = 2σ2n0 + 2Cov ( n1, −n ) Cov ( n1, −n ) hiệp biến (đồng phương sai) hai biến ngẫu nhiên n1 − n biểu diễn bởi: Cov ( n1, −n ) = −n1n − n1 − n = − n1n (9A.21) Cov ( n1, −n ) = − =− Ts +τ Ts +τ N0 N =− ∫τ ∫τ n ( x ) n ( y ) p0 ( x − τ ) p1 ( y − τ ) dxdy Ts +τ Ts +τ ∫τ ∫τ δ ( x − y ) p0 ( x − τ) p1 ( y − τ) dxdy Ts +τ ∫τ p0 ( x − τ ) p1 ( x − τ ) dx (9A.22) T +τ N0 s p ( x − τ ) p ( x − τ − ε ) dx ∫τ N = − R (ε) =− Do đó: N0 N − R ( ε ) = N (1 − R ( ε ) ) 2 Vì vậy, xác suất lỗi bit trung bình là: σ2x = -384- (9A.23) Phụ lục   E RX (1 − R ( ε ) ) Prb = erfc   2N (1 − R ( ε ) )    E 1− R ε RX 0( )   = erfc   2N    ( )    (9A.24) Khi R ( ε ) = , (9A.24) trở thành (9.20), nghĩa điều chế PPM sử dụng tín hiệu trực giao Nếu R ( ε ) > , máy thu suy giảm hiệu năng, nghĩa để có hiệu xác suất lỗi bit trung bình trường hợp tín hiệu trực giao phải tăng lượng tín hiệu Nếu R ( ε ) < , hiệu cải thiện, cho thấy vai trò tham số dịch thời gian ε thiết kế điều chế PPM Dịch thời tối ưu εopt PPM giá trị ε thoả mãn điều kiện: (9A.25) R ( εopt ) ≤ R ( ε ) Máy thu tín hiệu PPM trực giao M mức (M-PPM trực giao) Trường hợp tín hiệu M-PPM (nó mở rộng điều chế PPM nhị phân) Khi ε lớn khoảng thời gian xung TM Cấu trúc máy thu tối ưu cho hình 9A.4, biến định đầu tương quan biểu diễn là: Z0 = αs m0 + n ⋯ (9A.26) ZM−1 = αs m( M−1) + n M−1 Ts s mk = E TX ∫ p0 ( t − mε ) p0 ( t − kε ) dt Nếu M dạng sóng phát đồng xác suất M , xác suất lỗi ký hiệu trung bình Pre xác suất tách sai ký hiệu Ví dụ: Nếu phát tín hiệu s0(t), xảy lỗi số M − đầu Zk , k ≠ lớn Z0 Khi xác suất lỗi ký hiệu trung bình Pre tính bởi: Pre = − Prc = − = 1− ∞ ∫ Pr ( n1 < Z0 , ,n M−1 < Z0 Z0 ) p ( Z0 ) dZ0 −∞ ∞ ∫ Pr ( n x < Z0 Z0 ) M −1 −∞ (9A.27) p ( Z0 ) dZ0 n x biến ngẫu nhiên Gausơ trung bình khơng phương sai N Khi giả thiết tạp âm Gausơ, xác suất lỗi ký hiệu trung bình Pre tín hiệu M-PPM trực giao ∞  x  − 1 −  Pre = e ∫ ∫   2π −∞  2π −∞  y     M −1  −  y−  e    2E RX N0     dy Có thể ước lượng xác suất nhiều phương pháp số khác -385- (9A.28) Phụ lục p0 ( t − τ ) τ+ T • r ( t ) = αs n ( t − τ ) + n ( t ) Z0 ∫ ( •) dt τ • • ⋮ p M−1 ( t − τ ) τ+ T ∫ ZM−1 ( • ) dt τ Hình 9A.4 Máy thu tối ưu cho tín hiệu PPM trực giao đa mức (TH) Máy thu tín hiệu PAM nhị phân đối cực Trường hợp tín hiệu PAM nhị phân đối cực, máy phát tạo hai tín hiệu sau:  E TX p ( t ) , b =1 sm ( t ) =  (9A.29)  E TX p1 ( t ) = − E TX p0 ( t ) , b = đó: p0 ( t ) dạng sóng lượng chuẩn hố xung sở; E TX lượng phát xung Do p1 ( t ) = −p0 ( t ) nên tín hiệu gọi đối cực Cả s0 ( t ) s1 ( t ) tỉ lệ hóa tín hiệu sở p0 ( t ) , tức là: s m ( t ) = s m p0 ( t ) , m = 0,1 (9A.30) s = − E TX với   s1 = + E TX Vì vậy, máy thu tối ưu cho dạng tín hiệu cho hình 9A.5 m ( t − τ ) = p0 ( t − τ ) r ( t ) = αs n ( t − τ ) + n ( t ) τ+ Ts ∫ ( • ) dt τ Z  Z > 0,   Z < 0, bɵ = bɵ = bɵ Hình 9A.5 Máy thu tối ưu cho tín hiệu PPM nhị phân đối cực Đầu tương quan là: Z = αs m + n (9A.31) n biến ngẫu nhiên Gausơ trung bình khơng phương sai N Với trường hợp trải phổ chuỗi trực tiếp DS, sơ đồ hình H9A.5 chuyển thành hình H9A.6, thành phần c j để thể hệ số nhị phân đối cực thứ j tín hiệu trải phổ chuỗi trực tiếp DS gán cho người sử dụng, m ( t ) = c jp0 ( t − τ ) mặt nạ tương quan tương quan -386- Phụ lục m ( t − τ) τ +Ts ∫τ (•) dt r ( t ) = c jαs n ( t − τ ) + n ( t )  Z > 0,   Z < 0, Z bɵ = bɵ = bɵ Hình 9A.6 Máy thu tối ưu cho tín hiệu PPM-DS nhị phân đối cực Đầu tương quan hình 9A.6 là: Z = αs m + n (9A.32) s = + E TX , b = với  s1 = − E TX , b = đó, n biến ngẫu nhiên Gausơ trung bình khơng phương sai N Nếu bit phát đồng xác suất độc lập thống kê nhau, xác suất lỗi bit trung bình Prb là: 1 Prb = Pr ( Z < b = 1) + Pr ( Z > b = ) = Pr ( Z > b = ) 2 (9A.33) = Pr −α E TX + n > = Pr n > α E TX = Pr n > E RX ( ) ( ) ( ) E RX = α E TX lượng thu xung Vì vậy, Prb biểu diễn sau:  E Prb = erfc  RX  N     (9A.34) So sánh (9A.34) với (9.20) ta thấy, để có xác suất lỗi bit tín hiệu PAM nhị phân đối cực cần nửa lượng tín hiệu PPM nhị phân trực giao Máy thu tín hiệu M-PAM Tín hiệu M-PAM thu biểu diễn sau: r ( t ) = sm ( t − τ) + n ( t ) (9A.35) với s m ( t ) = A m E RX p0 ( t ) đó: E RX = α 2E TX lượng thu xung sở; A m cho bởi: 2m − M + Am = , m = 0, ,M − (9A.36) Máy thu tối ưu cho hình 9A.7, E m xác định là:  2m − M +   E RX ,   E m = ( A m ) E RX =  2 -387- m = 0, M − (9A.37) Phụ lục A p0 ( t − τ ) −E τ +Ts ∫τ ( •) dt r ( t ) = αs n ( t − τ ) + n ( t ) • • • −E M −1 • A M −1p M −1 ( t − τ ) • • τ +Ts ∫τ ( •) dt Hình 9A.7 Máy thu tối ưu cho tín hiệu M-PAM Sơ đồ tương đương với sơ đồ hình 9A.7 cho hình 9A.8 Sơ đồ có tương quan tách sóng (bộ so sánh ngưỡng so sánh Z với tập M − mức ngưỡng w m ) Các mức xác định sau: A + A m+1 w m = E RX m , m = 0, , M − (9A.38) r ( t ) = αs n ( t − τ ) + n ( t ) p0 ( t − τ ) τ +Ts ∫ ( •) dt Z bɵ τ Hình 9A.8 Sơ đồ máy thu tối ưu tương đương cho tín hiệu M-PAM Nguyên tắc định biểu diễn sau: Z < w0 ⇒m=0   w η) + Pr ( n < −η) (9A.40) M M M đó: n tạp âm đầu tương quan; η số tương ứng với nửa khoảng cách hai mức giá trị lân cận, tức là: -388- Phụ lục η= 1  A + A A + A1  w1 − w ) = E RX  − ( 2 2   (9A.41) E RX = E ( A − A0 ) = RX 2 Từ (9A.40) cho thấy, với ( M − ) khoảng ký hiệu, nghĩa ký hiệu không tương ứng với giá trị biên khoảng mức biên độ, xảy lỗi giá trị tuyệt đối n lớn giá trị η (9A.41) Với ký hiệu biên (hoặc trên), hay giới hạn (hoặc trên) khoảng mức biên độ đầu ra, xảy lỗi giá trị n dương (hoặc âm) lớn η Do tính đối xứng phân bố xác suất biến ngẫu nhiên n xung quanh trị trung bình (bằng không), nên (9A.40) viết lại: 1 1 Pre = ( M − ) Pr ( n > η ) + Pr ( n > η ) + Pr ( n > η ) M M (9A.42) 1 M−2   = +  Pr ( n > η) = 1 −  Pr ( n > η) M  M  M Dẫn đến  Pre = 1 −   E RX 1 erfc    2N M     (9A.43) Lưu ý rằng, E RX (9A.43) khác với E RX (9A.34) Với trường hợp MPAM, E RX lượng thu xung khơng trùng với lượng thu trung bình xung E RX : E RX M −1 E RX M−1  2m − M +  = E RX ∑  = 2m − M + 1) ( ∑  M 4M m=0  m=0  (9A.44) Máy thu tín hiệu đa xung Trên ta xét cho trường hợp truyền dẫn xung ký hiệu Trong trường hợp, hiệu máy thu cải thiện thông qua E RX N Nói cách khác, tín hiệu thu bị ảnh hưởng tạp âm nhiệt, ta xác định lượng phát xung ứng với xác suất lỗi ký hiệu Pre đích Tuy nhiên, cải thiện hiệu cách tăng số lượng xung ký hiệu Một phát nhiều xung ký hiệu, phía thu thực hiện: tách sóng định mềm tách sóng định cứng Trong tách sóng định mềm, máy thu coi tín hiệu tạo N s xung ký hiệu tín hiệu đa xung s mp ( t ) Khi này, tín hiệu thu lấy tương quan với mặt nạ tương quan phù hợp với chuỗi xung tồn ký hiệu Ví dụ, trường hợp PPM-TH nhị phân trực giao Với N s xung bit, máy phát tạo hai tín hiệu khoảng thời gian bit 0,Tb  : Ns −1  E b=0  TX ∑ p0 t − jTs − c jTc , j=0  s mp ( t ) =  Ns −1  E p t − jTs − c jTc − ε , b =  TX ∑ j =  ( ) ( ) -389- (9A.45) Phụ lục đó: p0 ( t ) xung lượng chuẩn hoá khoảng thời gian TM ; E TX lượng phát xung; Ts thời gian trung bình xung; Tc thời gian chip; c j hệ số thứ j mã TH gán cho người dùng; ε > TM dịch thời tín hiệu PPM Tín hiệu đa xung (9A.45) biểu diễn dạng kết hợp tuyến tính hai hàm trực giao đa xung p mp0 ( t ) p mp1 ( t ) sau: s mp ( t ) = s m0pmp0 ( t ) + s m1pmp1 ( t ) , m = 0,1  Ns −1 p mp0 ( t ) = ∑ p0 t − jTs − c jTc Ns j=0  p  mp1 ( t ) = p mp0 ( t − ε ) s00 = Ns E TX = E b   s01 =   s10 = s = N E = E s TX b  11 ( (9A.46) ) với E b = Ns E TX lượng phát bit Tương tự phần máy thu tín hiệu PPM nhị phân trực giao, máy thu tối ưu cho tín hiệu (9A.46) cho hình 9.6, mặt nạ tương quan m ( t ) tín hiệu đa xung xác định sau: m ( t ) = p mp0 ( t ) − p mp1 ( t ) ( ( )) (9A.47) Ns −1 p t − jTs − c jTc − p t − jTs − c jTc − ε ∑ Ns j=0 Để ước lượng xác suất lỗi bit trung bình Prb , ta thực phân tích bước phần máy thu tín hiệu PPM nhị phân trực giao, kết là:  E   Ns E RX  Prb = erfc  bRX  = erfc  (9A.48)  2N   2N      = ) ( đó: E bRX lượng tín hiệu thu bit; E RX lượng thu xung Từ (9A.48) cho thấy, cách tăng số lượng xung bit, tăng lượng lên N s lần, dẫn đến giảm xác suất lỗi bit Lưu ý rằng, không cần tăng công suất phát trung bình Pav = E TX Ts , phải chia tốc độ bit thành N s lần Tương tự trường tín hiệu PPM nhị phân trực giao, mở rộng cho dạng điều chế khác sơ đồ máy thu trình bày Trong tách sóng định cứng, máy thu thực N s định độc lập N s xung ( Ns biểu thị cho bit) Thực định cuối theo nguyên tắc đa số Khi số xung thuộc vào ngưỡng so sánh chúng với số xung bên ngưỡng đó, bit ước tính tương ứng với giá trị lớn hai giá trị Xảy lỗi nửa số xung không biên dịch xác suất lỗi ký hiệu là: Ns N  N −j Pre = ∑  s  Pre0 j (1 − Pre0 ) s (9A.49)  Ns   j  j=     Pre xác suất xảy lỗi, xác suất lỗi thu xung riêng biệt sơ đồ máy thu trước -390- Phụ lục Việc so sánh hiệu tách sóng định cứng tách sóng định mềm tốn điển hình truyền thơng số Nhìn chung, với hầu hết họ mã mơi trường kênh AWGN, định mềm có hiệu tốt định cứng Tuy nhiên, với trường hợp IR-UWB, định cứng tốt có nhiều tín hiệu nhiễu UWB máy thu Hiệu định cứng bị ảnh hưởng chủ yếu số nguồn nhiễu -391- Phụ lục Phụ lục 9C THU VÀ XỬ LÝ TÍN HIỆU TRONG MÔI TRƯỜNG KÊNH ĐA ĐƯỜNG A ĐÁP ỨNG XUNG KIM Với mơi trường nhà, tín hiệu thu r ( t ) biểu diễn là: N(t) r ( t ) = ∑ a n (t)p(t − τn (t)) + n(t) (9A.50) n =1 đó: a n ( t ) τn ( t ) độ lợi kênh trễ thời điểm t đường truyền thứ n; N(t) số đa đường quan trắc thời điểm t; n(t) tạp âm cộng Từ (9A.50) cho thấy, kênh hoàn toàn đặc chưng N(t), a n ( t ) τn ( t ) Từ (9A.50), ta suy đáp ứng xung kim kênh sau: r (t ) = h (t ) ∗s( t ) + n (t ) (9A.51) N(t) víi h ( t ) = ∑ a n (t)δ(t − τn (t)) n =1 δ(t) hàm Dirac Lu ý rằng, tham số đặc trưng đáp ứng xung kim kênh (9A.51) thay đổi theo thời gian Tuy nhiên, ta thường coi tốc độ thay đổi chậm so với tốc độ xung Nói cách khác, ta coi kênh dừng (tĩnh) thời gian quan sát T , thời gian lớn chu kỳ lặp xung trung bình Vì vậy, (9A.52) viết lại sau: N r ( t ) = ∑ a n p(t − τn ) + n(t) (9A.52) n =1 đáp ứng xung kim kênh là: N h ( t ) = ∑ a n δ(t − τn ) (9A.53) n =1 Mơ hình kênh đa đường (9A.53) Turin đề xuất vào năm 1956 gọi mơ hình Turin Mơ hình Turin coi tất tham số đặc tính kênh biến ngẫu nhiên có phân bố cụ thể Khi này, ta cần phải có thơng tin phân bố: độ lợi kênh a n ( t ) , thời gian đến xung τn ( t ) số đường truyền sóng N , chúng khả phân giải máy thu Mơ hình (9A.52) bị hạn chế áp dụng cho vô tuyến xung kim IR Mơ hình khơng tính đến thay đổi định dạng xung (do phản xạ xuyên qua vật liệu) Do dạng xung phụ thuộc vào đường truyền đường truyền sóng lại đặc trưng đáp ứng xung kim nó, nên tín hiệu thu viết sau: N r ( t ) = ∑ a n p n (t − τn ) + n(t) (9A.54) n =1 dạng sóng xung riêng pn ( t ) gắn với đường truyền sóng thứ n Mơ hình kênh đa đường (9A.54) dùng để xét méo phụ thuộc hướng Các đường truyền sóng khác ứng với góc tới khác anten thu góc phát khác anten phát -392- Phụ lục Khi mẫu phát xạ không đồng đều, đường truyền đặc trưng méo khác Khi này, mơ hình (9A.54) phù hợp để đặc tính hóa méo xung Do phức tạp nó, ta xét mơ hình đơn giản (9A.53) Dưới ta xét ba tham số đặc trưng cho môi trường đa đường (9A.53): độ lợi đa đường tổng; trải trễ trung bình qn phương rms; lý lịch trễ cơng suất PDP (Power Delay Profile) Độ lợi đa đường tổng Độ lợi đa đường tổng G đánh giá tổng lượng thu từ N xung thu phát xung lượng đơn vị, xác định là: N G = ∑ an (9A.55) n =1 N h ( t ) = G ∑ α n δ(t − τn ) (9A.56) n =1 α1 , , α N độ lợi kênh lượng chuẩn hóa N ∑ αn = (9A.57) n =1 Lưu ý rằng, G ≤ liên quan với suy hao đường truyền sóng Trong mơi trường kênh đa đường, G giảm theo khoảng cách: G= G0 Dγ (9A.58) G giá trị tham chiếu ứng với độ lợi công suất D = 1m ; γ số mũ tổn hao lượng (hoặc công suất) Giá trị G ước lượng sau: G = 10− A0 10 (9A.59) A ( dB) suy hao đường truyền sóng khoảng cách tham chiếu D0 = 1m , nghĩa A = 10lg ( E TX E RX0 ) E RX0 lượng xung D0 Giá trị A γ phụ thuộc vào môi trường truyền: với môi trường LOS A = 47dB , γ = 1,7 ; với mơi trường NLOS A = 51dB , γ = 3,5 Do a n thay đổi nhanh máy thu di chuyển nhỏ, nên A γ trung bình hóa số quan trắc khu vực lân cận Trải trễ trung bình quân phương Tham số thứ hai thường rút từ đáp ứng xung kim (9A.53) trải trễ trung bình quân phương rms τrms : N τrms = ∑ τn a n n =1 G  N  ∑ τn a n −  n =1 G          -393- (9A.60) Phụ lục Công thức (9A.60) đánh giá khoảng thời gian ảnh hưởng đáp ứng xung kim kênh, tham số để xác định mức độ ISI máy thu Nếu khoảng cách hai xung nhỏ τrms gây ISI Khi mật độ đa đường lớn (môi trường truyền sóng nhà), đường truyền ứng với τn lớn ảnh hưởng đáng kể lên lượng tín hiệu thu Vì vậy, τrms lớn, để khống chế ISI ta cần phải tăng khoảng cách xung phát Trái lại, mật độ đa đường thấp (môi trường truyền sóng ngồi trời) lượng tín hiệu thu chủ yếu tập trung đường truyền đầu tiên, đường truyền ứng với τn nhỏ nhất, τrms nhỏ khoảng thời gian lặp xung giảm Lý lịch trễ công suất Lý lịch trễ công suất đáp ứng xung kim (9A.53) biểu diễn đồ họa mối tương quan thời điểm đến đường truyền ứng với công suất thu Thời điểm đến đường truyền thường xác định theo đường trực tiếp LOS, thời điểm đến đường truyền LOS thường gán Điều minh họa hình 9A.9 B ĐÁP ỨNG XUNG KIM RỜI RẠC Để tiện cho việc đánh giá đặc tính kênh đa đường, ta thường dùng mơ hình đáp ứng xung kim rời rạc Khi này, trục thời gian chia thành khoảng thời gian nhỏ gọi bin, coi bin chứa nhiều thành phần đa đường Vì vậy, bin hiểu khoảng cách lớn mà máy thu phân biệt hai đường truyền riêng biệt, độ phân giải thiết bị dùng để ước tính kênh Khi dùng mơ hình kênh rời rạc đơn giản hóa việc phân tích mơ hiệu hệ thống môi trường kênh đa đường Nếu ký hiệu N max số lượng bin lớn quan trắc được, ∆τ khoảng thời gian bin, đáp ứng xung kim (9A.53) viết cho trường hợp rời rạc là: h (t) = N max a n δ(t − n∆τ) ∑ n =1 (9A.61) Hình 9A.9 Lý lịch trễ cơng suất cho mơ hình kênh S-V -394- Phụ lục C MƠ HÌNH KÊNH UWB ĐA ĐƯỜNG Vào tháng 7/2003, báo cáo cuối tiểu ban mơ hình hóa kênh nhóm nghiên cứu kênh UWB IEEE cho mơ hình kênh đa đường UWB nhà gọi mơ hình kênh IEEE 802.15.SG3a Mơ hình dùng để đánh giá hiệu lớp vật lý cho hệ thống UWB Các điều kiện khác nghiên cứu từ phát triển mơ hình kênh sau: a) Mơ hình tổn hao đường thống kê cho tín hiệu UWB nhà (đề xuất Ghassemzadeh…,2002) b) Mơ hình hóa đo đạc kênh (đề xuất Pendergrassm Beeler,2002) c) Đề xuất Intel (Foerster Li,2002) d) Kết chiến dịch đo thực trường đại học Oulu (bởi Hovinen…,2002a) e) Mơ hình kênh vơ tuyến (đề xuất Kunisch Pamp,2002) f) Mơ hình tổn hao đường thống kê (đề xuất Ghassemzadeh Tarokh, 2002) sau phân tích 300.000 đáp ứng tần số 712 điểm 23 ngơi nhà g) Mơ hình kênh đề xuất Mitsubishi sau chiến dịch đo tòa nhà văn phòng (Molisch…,2002) h) Việc phân tích kênh truyền sóng UWB (Cramer ,2002) cách áp dụng thuật toán CLEAN i) Nghiên cứu (Siwiak,2002a 2002b) Nhóm nghiên cứu mơ hình kênh IEEE cuối tập trung vào mơ hình kênh dựa giải pháp cụm mà đề xuất Turin số tác giả khác năm 1972 (Turin…,1972), sau thức hóa Saleh Valenzuela vào năm 1987 (Saleh Valenzuela, 1987) hội thảo mơ hình hóa thống kê cho truyền đa đường nhà Mơ hình kênh Saleh Valenzuela (mơ hình S-V) dựa quan sát đa đường thu từ xung phát, nhóm thành cụm Khoảng thời gian đến cụm mơ hình hóa trình đến Poisson với tốc độ Λ : −Λ T −T p ( Tn | Tn −1 ) = Λe ( n n−1 ) (9A.62) Tn Tn−1 thời điểm đến cụm thứ n thứ n − Ta đặt thời điểm đến cụm thứ T1 = Trong cụm, thành phần đa đường tới theo trình Poisson với tốc độ λ : ( ) p τnk | τ( n −1)k = λe −λ τnk −τ( n−1)k    (9A.63) τnk τ(n −1)k thời điểm đến đường thứ n n − cụm thứ k Thời điểm đến đường thứ cụm τn1 với n = 1,2, , N đặt Trong mơ hình S-V, độ lợi tia thứ n cụm thứ k biến ngẫu nhiên phức có modul βnk pha θnk ; βnk coi biến ngẫu nhiên phân bố Rayleigh độc lập thống kê; θnk coi biến ngẫu nhiên phân bố độc lập thống kê khoảng [ 0, 2π] hay: -395- Phụ lục 2βnk p ( βnk ) = p ( θnk ) = βnk , 2π βnk e βnk (9A.64) ≤ θnk < 2π x kỳ vọng x đó: βnk = β00 e − Tn Γ e −τnk γ (9A.65) Thành phần β00 (9A.65) lượng trung bình đường cụm đầu tiên, Γ γ hệ số suy giảm công suất cụm đa đường Theo (9A.65), PDP trung bình đặc tính hóa phân rã biên độ cụm theo hàm mũ phân rã biên độ xung theo hàm mũ cụm (xem hình 9A.9) Để liệu phù hợp với phép đo, nhóm nghiên cứu IEEE chỉnh sửa mơ hình S-V Cụ thể là, dùng phân bố chuẩn log để đặc tính hóa biên độ độ lợi đa đường, đưa thêm biến chuẩn log để biểu diễn dao động độ lợi đa đường tổng Cuối cùng, hệ số kênh lấy giá trị thực giá trị phức, nghĩa θnk nhận giá trị ±π với xác suất Đáp ứng xung kim mơ hình kênh IEEE biểu diễn sau: N K( n ) h ( t ) = X∑ ∑ α nk δ ( t − Tn − τnk ) (9A.66) n =1 k =1 đó: X biến ngẫu nhiên phân bố chuẩn log biểu diễn độ lợi biên độ kênh; N số cụm quan sát; K ( n ) số đa đường thu cụm thứ n ; α nk hệ số đa đường thứ k cụm thứ n ; Tn thời điểm đến cụm thứ n ; τnk trễ đa đường thứ k cụm thứ n Hệ số kênh α nk xác định là: α nk = p nkβnk (9A.67) đó: p nk biến ngẫu nhiên rời rạc nhận giá trị ±1 đồng khả năng; βnk hệ số kênh phân bố chuẩn log đa đường thứ k thuộc cụm thứ n Vì vậy, βnk biểu diễn sau βnk = 10 x nk 20 (9A.68) x nk biến ngẫu nhiên Gausơ trị trung bình µ nk độ lệch chuẩn σnk Biến x nk phân tích tiếp thành: x nk = µ nk + ξn + ζ nk (9A.69) đó: ξn , ζ nk biến ngẫu nhiên Gausơ thể cho dao động hệ số kênh cụm đa đường Ta ký hiệu phương sai ξn , ζ nk σξ2 σζ2 Giá -396- Phụ lục trị µ nk tất định để tái tạo phân rã công suất theo hàm mũ cho biên độ cụm cho biên độ đa đường cụm Khi viết sau: βnk = 10 ⇒ µ nk = µ nk +ξn +ζ nk 20 10log e ( = β00 Tn Γ τk e eγ ) τ T β00 − 10 n − 10 k 2 Γ γ ( σξ + σζ ) log e 10 − log e 10 20 (9A.70) Năng lượng tổng βnk phải chuẩn hóa đơn vị ứng với thực kênh, nghĩa là: N K(n) ∑ ∑ βnk n =1 k =1 =1 (9A.71) Theo mơ hình S-V, biến thời điểm đến Tn τnk mô hình hóa hai q trình Poisson với tốc độ trung bình Λ γ Độ lợi biên độ X giả thiết biến ngẫu nhiên chuẩn X : g X = 10 20 (9A.72) g biến ngẫu nhiên Gausơ trị trung bình g phương sai σg2 Giá trị g phụ thuộc vào độ lợi đa đường tổng trung bình G g0 = 10log e G σg log e 10 − log e 10 20 (9A.73) Giá trị G xác định theo (9A.58) biết số mũ suy hao trung bình γ Theo định nghĩa trên, ta hồn tồn đặc tính hóa mơ hình kênh (9A.66) theo tham số sau: • Tốc độ đến trung bình cụm Λ • Tốc độ đến trung bình xung λ • Hệ số phân rã cơng suất cụm Γ • Hệ số phân rã cơng suất xung cụm γ • Độ lệch chuẩn thay đổi hệ số kênh cụm σξ • Độ lệch chuẩn thay đổi hệ số kênh xung cụm σζ • Độ lệch chuẩn độ lợi biên độ kênh σg IEEE đưa tập giá trị khởi đầu cho tham số trên, chúng điều chỉnh cho phù hợp với số liệu đo IEEE Bảng 9.1 liệt kê tham số cho kịch theo IEEE: -397- Phụ lục Bảng 9.1 Bảng thiết lập tham số cho mơ hình kênh UWB IEEE Kịch Trường hợp A LOS (0-4m) Trường hợp B NLOS (0-4m) Trường hợp C NLOS (4-10m) Trường hợp D Kênh đa đường NLOS vô Λ λ (1/ns) (1/ns) Γ γ σξ (dB) σζ (dB) σg (dB) 0,0233 2,5 7,1 4,3 3,3941 3,3941 0,4 0,5 5,5 6,7 3,3941 3,3941 0,0667 2,1 14 7,9 3,3941 3,3941 0,0667 2,1 24 12 3,3941 3,3941 Lưu ý rằng, đáp ứng xung kim (9A.66) xác định mơ hình kênh đa đường liên tục Ta ước lượng mơ hình kênh rời rạc tương đương cách đưa thêm đa đường bin D PHÂN TẬP THỜI GIAN VÀ MÁY THU RAKE Như xét phần 9.4.3.1, tín hiệu thu đa đường r(t) bao hàm tham số: trễ, suy hao, méo Khi môi trường thay đổi thời gian quan sát T >> Tb khơng xét méo kênh, r(t) biểu diễn sau: r ( t ) = ∑ j a js m (t − τ j ) + n(t) (9A.74) n(t) AWGN đầu vào máy thu Ta viết lại (9A.74) cho truyền dẫn IR sở mơ hình kênh thống kê xét phần trước sau: N k(n) r ( t ) = X E TX ∑ j ∑ ∑ α nk a jp0 (t − jTs − φ j − τnk ) + n(t) (9A.75) n =1 k =1 đó: • • • • X độ lợi biên độ kênh phân bố chuẩn log E TX lượng phát xung N số cụm quan sát K ( n ) số đa đường cụm thứ n • α nk hệ số kênh đa đường thứ k cụm thứ n • a j biên độ xung phát thứ j ( a j = 1trong trường hợp PPM) • Ts khoảng thời gian lặp xung trung bình • φ j thời gian rung xung thứ j ( φ j = trường hợp DS-PAM) • τnk độ trễ đa đường thứ k cụm thứ n Với thực đáp ứng xung kim kênh, tổng lượng hệ số kênh α nk chuẩn hóa đơn vị, nghĩa là: -398- Phụ lục N K(n) ∑ ∑ α nk n =1 k =1 =1 (9A.76) (9A.75) viết lại sau: N k(n) r ( t ) = E RX ∑ j ∑ ∑ α nk a jp0 (t − jTs − φ j − τnk ) + n(t) (9A.77) n =1 k =1 E RX = X E TX tổng lượng thu đối phát xung Khác với kênh AWGN, tượng đa đường nên E RX bị trải rộng thời gian Thực tế, máy thu phân tích tập hữu hạn N R thành phần đa đường, lượng hiệu dụng E eff để định nhỏ E RX nghĩa NR E eff = E RX ∑ α j ≤ E RX (9A.78) j=1 từ (9A.77), máy thu xung phát chồng lấn lên thời điểm lần đến xung nhỏ độ rộng xung TM Khi này, tín hiệu đa đường không độc lập nhau, nghĩa là, biên độ xung thời điểm t bị ảnh hưởng đa đường trước sau thời điểm t Một biết đặc tính kênh truyền sóng, số đường truyền độc lập máy thu phụ thuộc vào TM : TM nhỏ số đường truyền độc lập đầu vào máy thu nhiều Đối với hệ thống IR-UWB, giá trị TM vào khoảng ns phần ns, dẫn đến ta coi đa đường không chồng lấn nhau, dạng sóng thu bao gồm số thành phần độc lập Vì vậy, hệ thống IR-UWB nhận ưu điểm truyền sóng đa đường cách kết hợp nhiều độc lập xung phát Khi máy thu khai thác triệt để “tính phân tập thời gian” kênh đa đường để cải thiện hiệu trình định Các phương pháp phổ biến dùng máy thu để khai thác tính phân tập là: Phân tập chọn lọc (SD: Selection Diversity); kết hợp độ lợi (EGC: Equal Gain Combining); kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC: Maximal Ratio Combining) Trong phương pháp SD, máy thu chọn đa đường có chất lượng tín hiệu tốt định ký hiệu phát dựa vào đường truyền này, đồng nghĩa việc tăng SNR máy thu Phương pháp khác để tăng SNR kết hợp nhiều đường truyền Trong phương pháp EGC, đường khác đồng chỉnh thời gian, sau cộng chúng lại khơng trọng số hóa chúng Trong phương pháp MRC, thực trọng số hóa đa đường trước kết hợp chúng, trọng số xác định để tối đa hóa SNR trước thực định Khi xét tạp âm Gaussian máy thu, SNR tối đa xét tạp âm cho đa đường Nói cách khác, phương pháp MRC điều chỉnh thành phần thu trước kết hợp chúng Việc điều chỉnh thực cách: khuyếch đại thành phần mạnh làm suy yếu thành phần yếu Trong hệ thống truyền thông người sử dụng khơng có ISI, phương pháp đạt hiệu tốt phương pháp MRC, bảo đảm SNR lớn đầu kết hợp Trong trường hợp trên, máy thu nhận ưu điểm truyền sóng đa đường phân tích tách biệt kết hợp xung phát Vì trường hợp này, máy thu tối ưu cho kênh AWGN xét phần 9.4.2 không phù hợp lẽ cấu trúc có tương quan (phù hợp với dạng sóng nhất) Máy thu tương quan tối ưu phải bao gồm nhiều tương quan tương ứng với -399- Phụ lục khác dạng sóng phát, gọi máy thu RAKE (cấu trúc Price Green phát minh vào năm 1958) ω1 ∫ ( • ) dt TL ω2 ∫ ( • ) dt ZTOT` TL ωN ∫ ( • ) dt R TL Hình 9A.10 Máy thu RAKE gồm N R tương quan song song Trong hình 9A.10, TL > Ts khoảng thời gian đáp ứng xung kim kênh ZTOT đầu kết hợp RAKE, ZTOT đưa vào tách sóng Máy thu RAKE hình 9A.10 bao gồm NR tương quan mắc song song, sau kết hợp để xác định biến định cho tách sóng Mỗi tương quan gắn với số ký hiệu phát, nghĩa mặt nạ tương quan m j (t) nhánh thứ j máy thu RAKE đồng chỉnh thời gian (đồng bộ) với ký hiệu phát bị trễ thứ j, hay: m j (t) = m(t − τ j ) (9A.79) đó: m(t) mặt nạ tương quan kênh AWGN; τ j trễ truyền sóng đường truyền thứ j Đầu tương quan đưa vào kết hợp Tùy vào việc dùng phương pháp phân tập máy thu, tập trọng số {ω1, , ωn } sử dụng để kết hợp đầu tương quan Với phương pháp phân tập chọn lọc SD, có trọng số ứng với nhánh có biên độ lớn 1, tất trọng số lại khơng Với phương pháp EGC, tất trọng số 1, nghĩa kết hợp cộng đầu tương quan mà khơng thực trọng số hóa Trường hợp MRC, đầu tương quan trọng số hóa, trọng số tỷ lệ với biên độ tín hiệu nhánh Một kiến trúc bổ sung máy thu RAKE cho hình 9A.11 Ở tương quan đặt sau trễ Chức phần tử trễ để đồng thời gian thành phần đa đường Ưu điểm kiến trúc máy thu hình 9A.11 so với kiến trúc hình 9A.10 sử dụng mặt nạ tương quan m(t ) giống tất nhánh máy thu RAKE Một biến thể máy thu RAKE cho hình 9A.11, phần tử dịch thời τ j đặt trước tương quan nhằm đồng chỉnh thời gian đa đường, cho phép dùng mặt na tương quan m(t) tất nhánh máy thu RAKE -400- Phụ lục Theo sơ đồ hình 9A.10 hình 9A.11, máy thu RAKE phải biết phân bố thời gian tất thành phần đa đường có dạng sóng thu Vì vậy, máy thu RAKE phải có khả quét đáp ứng xung kim kênh, bám, điều chỉnh trễ đa đường Việc đồng trễ thời gian thành phần đa đường dựa vào phép đo tương quan dạng sóng thu Ngồi ra, dùng phương pháp SD MRC kết hợp, cần phải biết biên độ thành phần đa đường để điều chỉnh trọng số Thường dùng ký hiệu hoa tiêu để ước tính kênh ∫ (•)dt τ1 TL τ2 ZTOT` ∫ (•)dt TL ∫ (•)dt τ NR TL Hình 9A.11 Máy thu RAKE gồm N R tương quan song song phần tử trễ Kiến trúc máy thu RAKE hình 9A.11 đơn giản kênh mơ hình hóa đáp ứng xung kim rời rạc Khi này, đa đường máy thu phân tách thời gian bội số độ rộng bin ∆t , dùng cấu trúc tương quan cho máy thu RAKE hình 9A.12 Trong hình 9A.12, tương quan lấy tương quan mặt nạ tương quan m(t) tín hiệu thu r(t) , đầu tương quan lấy mẫu thời điểm k ∆τ trước qua phần tử trễ kết hợp, kết hợp sử dụng phương pháp phân tập: SD, EGC MRC ∞ ∫ (•)dt r(t) t = k∆τ ∆τ ∆τ −∞ m(t) ωR ω R −1 ZR ZR −1 ω1 ω2 Z2 ZTOT t = jTs + N R ∆τ Hình 9A.12 Máy thu RAKE cho mơ hình kênh rời rạc -401- Z1 Phụ lục Hiệu máy thu RAKE môi trường kênh truyền sóng đa đường ước lượng sau: trước hết giả định mơ hình kênh riêng cho đáp ứng xung kim kênh, sau ước lượng xác suất lỗi ký hiệu Pre hàm E RX / N ứng với phương pháp phân tập dùng Thường thực phép phân tích điều kiện biết xác hệ số đáp ứng xung kim kênh (ước tính kênh hồn hảo) -402- ... σg (dB) 0,0233 2,5 7,1 4,3 3, 394 1 3, 394 1 0,4 0,5 5,5 6,7 3, 394 1 3, 394 1 0,0667 2,1 14 7 ,9 3, 394 1 3, 394 1 0,0667 2,1 24 12 3, 394 1 3, 394 1 Lưu ý rằng, đáp ứng xung kim (9A.66) xác định mơ hình kênh... gian bin, đáp ứng xung kim (9A.53) viết cho trường hợp rời rạc là: h (t) = N max a n δ(t − n∆τ) ∑ n =1 (9A.61) Hình 9A .9 Lý lịch trễ cơng suất cho mơ hình kênh S-V - 394 - Phụ lục C MƠ HÌNH KÊNH... trung bình Vì vậy, (9A.52) viết lại sau: N r ( t ) = ∑ a n p(t − τn ) + n(t) (9A.52) n =1 đáp ứng xung kim kênh là: N h ( t ) = ∑ a n δ(t − τn ) (9A.53) n =1 Mơ hình kênh đa đường (9A.53) Turin đề