Bài giảng dụng cụ bán dẫn chương 5 BJT

ĐHBK Tp HCM-Khoa Đ-ĐT BMĐT GVPT: Hồ Trung Mỹ Môn học: Dụng cụ bán dẫn Chương BJT 5.6 Đáp ứng tần số hoạt động chuyển mạch BJT 5.6.1 Đáp ứng tần số • Mạch tương đương tần số cao • Tần số cắt (cutoff frequency) Mạch KĐ CE – Hoạt động tín hiệu nhỏ Mạch tương đương tần số cao r, C (=Cbc): tương đương tín hiệu nhỏ JC phân cực ngược r, C (=Cbe): tương đương tín hiệu nhỏ JE phân cực thuận ro : điện trở BJT CE rx : điện trở miền trung hòa (bỏ qua tần số trung bình) Các giá trị thực tế tham số: r lớn (có thể xem hở mạch), C =1-5pF, C=5-50pF Hybrid-pi model a useful small signal equivalent circuit Các giới hạn tần số hoạt động Các yếu tố làm trễ Thời tổng cộng từ E đến C hay thời gian trễ với thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE thời gian qua miền thời gian qua miền nghèo miền thu (collector) thời gian nạp điện dung collector Thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE với Điện trở khuếch tán tiếp xúc JE Điện dung khuếch tán Điện dung ký sinh B E Thời gian qua miền Với transistor NPN, mật độ dòng điện tử miền nền: hay { Thời gian qua miền nghèo miền thu (collector) Điện tử qua miền điện tích không gian B-C với tốc độ bão hòa chúng transistor NPN Với xdc bề rộng miền điện tích không gian B-C vS vận tốc bão hòa Thời gian nạp điện dung collector với Điện trở nối tiếp miền thu Điện dung tiếp xúc JC Điện dung từ miền thu đến đế (substrate) transistor Tần số cắt (cutoff frequency) transistor Độ lợi dòng CB Độ lợi dòng CB tần thấp Tần số cắt alpha Tần số cắt beta Tần số cắt fT định nghĩa tần số mà biên độ độ lợi dòng CE Chú ý: Hiện BJT có fT ~ 25GHz HBT có fT ~ 175GHz 10 Tính fT từ mô hình tương đương tần số cao sC  I I h fe  c    C Ib IB I c  g mV  Ib  T ( )  1 ( V  ( g m  sC  )V sC V (r // C // C ) g m  sC  I h fe  c  I b r  s(C  C  )  h fe  s ) 0 Tần số -3dB   (C  C )r Hiện BJT có ft~ 25GHz HBT có ft~ 25GHz ß tần số thấp g m r 0   s(C  C ) r  s(C  C  )r h fe  11 Ic 0   I b  s (C  C )r 1 s  20 log   20 log  (T   )   20dB / decade    ( T   )  T        Băng thông độ lợi đơn vị T      fT  gm C  C gm 2 (C  C  ) 12 5.6.2 Hoạt động chuyển mạch BJT  BJT hoạt động khóa (công tắc) trạng thái dòng thấp-áp cao trạng thái dòng cao-áp thấp  Trạng thái tắt (OFF) tương ứng với chế độ tắt BJT, trái lại trạng thái dẫn (ON) tương ứng với chế độ bão hòa  Mạch tiêu biểu để đo đặc tính chuyển mạch sau: +VCC RL RS Vin 13 Vin V1 t V2 IB IB1 td = thời gian trễ tr = thời gian lên ts = thời gian xả điện tích chứa tf = thời gian xuống t IC ton = td + tr toff = ts + tf IB2 IC 0.9 ICsat 0.1 ICsat t d r t=0 s f 14  Khi đưa vào điện áp V1 , dòng IB1 cho bởi: I B1  V1  VBEsat  / RS  Khi xung vào bị chuyển sang tắt điện áp vào giảm xuống giá trị âm V2, dòng có trị số mới: I B  V2  VBEsat  / RS  Dòng giữ nguyên giá trị gần toàn thời gian xả điện tích chứa, nghĩa là, phân bố hạt dẫn thiểu số miền tương ứng với chế độ bão hòa Sau thời gian xả điện tích chứa, phân bố hạt dẫn thiểu số chuyển sang chế độ tích cực bình thường t=0 t=s t>s 15  Sau t = s, điện áp emitter bắt đầu giảm I B  V2  VBE  / RS  I B  when VBE  V2  Thời gian xả điện tích chứa thời gian quan trọng làm giới hạn tốc độ chuyển mạch BJT Để ước lượng thời gian này, ta thấy BJT bị lái vào bão hòa I C  VCC  VCEsat  / RL  VCC / RL  Từ đó, BJT bị lái vào bão hòa V I B  I ba  CC RL h fe  Một bão hòa, dòng collector IC=VCC/RL Trong lúc xảy xả điện tích chứa, dòng collector giữ gần không đổi BJT vào miền tích cực Thời gian xả điệntích chứa (storage time) thời gian cần cho điện tích miền Qbs giảm xuống giá trị điện tích Qba tương ứng với chế độ tích cực 16  Khi BJT chế độ tích cực , IC giảm theo thời gian Hiệu số dòng chế độ bão hòa tích cực là: I bs  I bs  I ba  I bs  VCC / h fe RL   Từ phương trình điều khiển điện tích I bs  Qbs /  sr  dQbs / dt người ta ước lượng thời gian xả điện tích chứa là: I  I   s   sr ln  b1 b   I ba  I b   Khi t > s, phương trình điều khiển điện tích trở thành: Ib  Qb dQb   Qb  Aqn poWeV  nl dt BE / VT /2 17 Khóa điện tử dùng BJT 18 BJT switch using a PNP transistor 19 SWITCHING DELAYS IN A BJT (1/2) 20 10 Voltage Amplifier Characteristics Ideal: • Any value of voltage gain (can be infinite if needed) • Infinite input impedance • Zero output impedance Practical: • Certain value of gain (cannot reach infinity) • High input impedance • Low output impedance 67 BJT Amplifier Configurations • Common-emitter (CE) amplifier • Common-collector (CC) amplifier • Common-base (CB) amplifier 68 34 Property ranges Property Low Midrange High Gain < 100 100-1000 >1000 Impedance 10k 69 Common-emitter (CE) amplifier +VCC vout •High power gain vin 20mVpp •Midrange values of voltage and current gain 4Vpp Load •Midrange input impedance •Midrange output impedance 70 35 Common-collector (CC) amplifier +VCC •Midrange current gain •Extremely low voltage gain •High input impedance •Low output impedance vin vout 2Vpp 1.8Vpp Load 71 Common-base (CB) amplifier • Midrange voltage gain • Extremely low current gain (slightly less than 1) • Low input impedance +VCC • High output impedance vin vout 20mVpp 2Vpp Load -VEE 72 36 A comparison of CE, CC, and CB circuit characteristics Type Av Ai Ap Zin Zout CE Midrange Midrange High Midrange Midrange CC [...]... figure Av  vout 250 mV   6 25 vin 400µV 64 32 Voltage amplifier model vin  vS Z in RS  Z in vout  Av vin Av (eff )  vL  vout RL Z out  RL vL vS 65 Combined effects of the input and output circuits RS 20 vS v 15mV in Zout 250 Zin 980 vout vL RL 1.2k Av=340 vin  vS Z in 980Ω  15mV  RS  Z in 1kΩ  14.7mV vout  Av vin  340  14.7mV  5V vL  vout RL 1.2kΩ   5V  Z out  RL 1.45kΩ  4.14V Aveff... hỗn hợp (tín hiệu nhỏ) của BJT Hỗ dẫn: • Mô hình tín hiệu nhỏ pihỗn hợp là biểu diễn tần số thấp của BJT • Các tham số tín hiệu nhỏ bị điều khiển bởi điểm Q I gm  C  40I C V T Điện trở vào (hay hie):  V  r  o T  o I gm C Điện trở ra (hay 1/hoe) V V ro  A CE I C với VA là điện áp Early 50 25 The Hybrid Equivalent Model Hybrid model is derived from two-port system 51 Six Circuit-Parameter Models... transistor go into deep saturation during switching 25 5.7 Các mô hình của BJT 1 Mô hình tín hiệu lớn – Mô hình Ebers-Moll – Mô hình Gummel-Poon 2 Mô hình tín hiệu nhỏ (dùng cho chế độ khuếch đại, tín hiệu nhỏ) 26 13 Mô hình tín hiệu lớn 27 Mô hình tín hiệu lớn của BJT – NPN (chế độ KĐ) 28 14 2.3 The BJT as an Amplifier Device Operation: 29 30 15 The Common-Emitter Operation: v o  v CE  VCC  R... and the DC quantities to simplify the analysis [ Hybrid- Model ] Figure 5. 51 Two slightly different versions of the simplified hybrid- model for the smallsignal operation of the BJT The equivalent circuit in (a) represents the BJT as a voltagecontrolled current source (a transconductance amplifier), and that in (b) represents the BJT as a current-controlled current source (a current amplifier) 40 20... Admittance 55 h-Parameters for CE Amp • • • • hie = the base input impedance hfe = the base-to-collector current gain hoe = the output admittance hre = the reverse voltage feedback ratio vbe  hieib  hre vce ic  h feib  hoe vce 56 28 Hybrid Model for CE Configuration hie  vin (output shorted) ib hoe  ic (input open) vce h fe  ic (output shorted) ib hre  vbe (input open) vce May be neglected 57 h-parameters... short circuit Current source  open circuit 4 Replace the BJT with one of its small - signal model 5 Analyze the resulting circuit to determine the required quantities, say, the voltage gain A v   g m RC 42 21 Ex 5. 14: Assume =100 Find the small-signal voltage gain vo/vi •Obey |VBE|=0.7V in active mode gm  rπ  I C 2.3mA   92mA/V VT 25mV β 100   1.09KΩ g m 92 v be  rπ vi  0.011vi rπ  R BB... Transmission T V1, I1 V2, I2 Inverse Transmission T’ Circuit Parameters 52 26 Equations for Hybrid Model V1  h11I1  h12V2 I 2  h21I1  h22V2 Let V1 = Vi, I1 = Ii, V2 = Vo, and I2 = Io Then Vi  h11 I i  h12Vo I o  h21I i  h22Vo 53 Equivalent Circuit for Hybrid Model Vi  h11 I i  h12Vo  hi I i  hrVo I o  h21 I i  h22Vo  h f I i  hoVo 54 27 h-Parameters h11  Vi Ii h21  Io Ii Vo  0 Vo  0 h12 ... Analysis of I-V relationships: •Need both iB – vBE and ic – vCE plots 33 Figure 5. 30 Graphical determination of the signal components vbe, ib, ic, and vce when a signal component v i is superimposed on the dc voltage VBB (see Fig 5. 27) 34 17 Operation Point Optimization: Voltage Clamping / Distortion / Voltage Swing Figure 5. 31 Effect of bias-point location on allowable signal swing: Load-line A results... neglected 57 h-parameters of 2N3904 58 29 Hybrid Model without hre and hoe h fe   ac hie   h fe  1 re  h fe re  Z in(base) Av   h fe rC hie Z r  Ai   h fe  in C   hie RL  59 Determining h-Parameter Values Use geometric means if given max and min values hie  hie (min)  hie (max) h fe  h fe(min)  h fe (max) 60 30 Typical amplifiers JFET Amplifier BJT Amplifier Op-Amp Based Amplifier... current amplifier) 40 20 [ T Model ] Note: both models can be viewed as (a) voltage-controlled current source, and (b) current-controlled current source types Figure 5. 52 Two slightly different versions of what is known as the T model of the BJT The circuit in (a) is a voltage-controlled current source representation and that in (b) is a current-controlled current source representation These models explicitly ... động chuyển mạch BJT  BJT hoạt động khóa (công tắc) trạng thái dòng thấp-áp cao trạng thái dòng cao-áp thấp  Trạng thái tắt (OFF) tương ứng với chế độ tắt BJT, trái lại trạng thái dẫn (ON) tương... cực thuận ro : điện trở BJT CE rx : điện trở miền trung hòa (bỏ qua tần số trung bình) Các giá trị thực tế tham số: r lớn (có thể xem hở mạch), C = 1-5 pF, C= 5-5 0pF Hybrid-pi model a useful small... dt BE / VT /2 17 Khóa điện tử dùng BJT 18 BJT switch using a PNP transistor 19 SWITCHING DELAYS IN A BJT (1/2) 20 10 SWITCHING DELAYS IN A BJT (2/2) 21 Large-signal switching Ký hiệu 22 11 Schottky