HỆ THỐNG điều tốc BIẾN tần điều KHIỂN VECTOR

Chương 2 HỆ THỐNG ĐIỀU TỐC BIẾN TẦN ĐIỀU KHIỂN VECTOR Trong chương 1 đã chỉ rõ, mô hình toán học động cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến, bậc cao, phi tuyến, nhiều ràng buộc ch

Chương 2

HỆ THỐNG ĐIỀU TỐC BIẾN TẦN ĐIỀU KHIỂN VECTOR

Trong chương 1 đã chỉ rõ, mô hình toán học động cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến, bậc cao, phi tuyến, nhiều ràng buộc chặt chẽ, thông qua phép biến đổi tọa độ, có thể làm nó hạ bậc đồng thời đơn giản hoá, nhưng vẫn chưa thay đổi bản chất tính phi tuyến và nhiều biến số của nó Chất lượng động của hệ thống điều tốc biến tần không được như mong muốn, tham số của bộ điều chỉnh rất khó thiết kế chính xác, vấn đề chính là ở chỗ đã đi theo khái niệm hệ thống điều khiển một biến số mà chưa xét tới bản chất phi tuyến, nhiều biến số Về vấn đề này nhiều nhà chuyên môn

đã dày công nghiên cứu, đến năm 1971 đã có 2 công trình nghiên cứu: “Nguyên lý điều khiển định hướng từ trường động cơ không đồng bộ” do F Blaschke của hãng Seamens Cộng hoà Liên bang Đức thực hiện, và “Điều khiển biến đổi tọa độ điện áp stator động cơ cảm ứng” do P.C Custman và A.A Clark ở Mỹ đạt được kết quả tốt, và

đã được công bố trong sáng chế phát minh của họ Trải qua nhiều cải tiến liên tục đã hình thành được hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector mà ngày nay đã trở nên rất phổ biến

2.1 Sơ đồ cấu trúc phép biến đổi tọa độ và mô hình động cơ một chiều tương đương của động cơ không đồng bộ

Quy tắc của phép chuyển đổi này là tạo ra sức điện động quay đồng bộ, dòng điện xoay chiều mạch stator iA, iB, iC qua phép biến đổi 3/2, có thể chuyển đổi tương tương thành dòng điện xoay chiều ở tọa độ cố định 2 pha i, i; sau đó lại thông qua

phép biến đổi quay theo định hướng từ trường rotor, có thể chuyển đổi tương đương thành dòng điện một chiều id, iq trên hệ tọa độ quay đồng bộ Nếu người quan sát đứng

trên lõi sắt từ và cùng quay với hệ tọa độ, thì người quan sát sẽ thấy đó như là một động cơ một chiều, tổng từ thông 2 của rotor động cơ xoay chiều ban đầu chính là từ



Mô hình động cơ một chiều tương đương

i d

iq

Hình 2.1: Sơ đồ cấu trúc biến đổi tọa độ động cơ không đồng bộ 3/2: Biến đổi 3 pha/2 pha; VR : Biến đổi quay đồng bộ;  : Góc giữa trục d và trục  (trục A)



thông động cơ điện một chiều tương đương Cuộn dây d tương đương với cuộn dây kích từ của động cơ một chiều, id tương đương với dòng điện kích từ, cuộn dây q tương đương với cuộn dây phần ứng giả cố định, iq tương đương với dòng điện phần ứng và tỷ lệ thuận với mô men

Từ quan hệ tương đương trên đây có thể mô tả dạng sơ đồ cấu trúc của động cơ như trên hình 2.1 Về tổng thể mà nói, đầu vào 3 pha A, B, C, đầu ra tốc độ góc , là một động cơ không đồng bộ, qua phép biến đổi 3/2 và biến đổi quay đồng bộ trở thành một động cơ một chiều đầu vào id, iq và đầu ra 

2.2 Ý tưởng về cấu trúc hệ thống điều khiển vector

Động cơ không đồng bộ qua biến đổi tọa độ có thể trở thành động cơ một chiều tương đương, như vậy phỏng theo phương pháp điều khiển động cơ một chiều, tìm ra lượng điều khiển của động cơ một chiều, qua phép biến đổi ngược tọa độ tương ứng, lại có thể điều khiển động cơ không đồng bộ Bởi vì đối tượng phải tiến hành biến đổi tọa độ là vector không gian (được đặc trưng bằng sức từ động) của dòng điện, cho nên thông qua hệ thống điều khiển để thực hiện chuyển đổi tọa độ được gọi là hệ thống điều khiển chuyển đổi vector (Transvector Control System), gọi tắt là hệ thống điều khiển vector (Vector Control System), ý tưởng của sơ đồ đó như trên hình 2.2 Trong

đó tín hiệu cho trước và tín hiệu phản hồi đi qua bộ điều khiển tương tự như hệ thống điều tốc một chiều đã dùng, tín hiệu đặt dòng điện kích từ *

d

i và tín hiệu đặt dòng điện mạch rotor *

q

i , đi qua bộ chuyển đổi quay VR-1, nhận được * *

i , i , tiếp tục đi qua phép chuyển đổi 2 pha/3 pha nhận được * * *

i , i , i Sử dụng ba dòng điện này điều khiển cùng với tín hiệu điều khiển tần số 1 nhận được từ bộ điều khiển để khống chế bộ

biến tần điều khiển dòng điện, tạo ra dòng điện biến tần 3 pha mà động cơ điều tốc yêu cầu

Khi thiết kế hệ thống điều khiển vector, có thể cho rằng ở bộ chuyển đổi quay ngược VR-1 đưa vào phía sau bộ điều khiển và khâu chuyển đổi quay VR trong bản thân động cơ triệt tiêu nhau, bộ chuyển đổi 2/3 và bộ chuyển đổi 3/2 phía trong động

cơ triệt tiêu nhau, nếu tiếp tục bỏ qua trễ do bộ biến tần sinh ra, phần nét đứt trong

Bộ phận có thể bỏ khi thiết

kế bộ điều khiển

Bộ

điều

khiển

3

Bộ biến tần điều khiển dòng điện

*

d

*

q

i

1

*

i

*

i

* A

i

* B

i

* C

i

3 2

iB

Mô hình động

cơ một chiều tương đương



 +

-i

i

id

iq





Động cơ không đồng bộ

Hình 8.50: Ý tưởng cấu trúc hệ thống điều khiển vector

khung trên hình 2.2 có thể bỏ đi hoàn toàn, phần còn lại rất giống với hệ thống điều tốc một chiều Có thể tưởng tượng rằng, tính năng trạng thái tĩnh và động của hệ thống điều tốc biến tần xoay chiều điều khiển vector hoàn toàn tương đương với hệ thống điều tốc một chiều

Đương nhiên, muốn thực hiện ý tưởng trên đây không phải là không có vấn đề Trước tiên là, điều khiển tần số và điều khiển dòng điện ở trạng thái động sẽ phối hợp

ăn khớp với nhau như thế nào? Vấn đề này chưa hề xuất hiện trong hệ thống điều tốc một chiều, mà trong hệ thống điều tốc xoay chiều cần phải giải quyết Hai là, trong động cơ một chiều từ thông luôn là hằng, còn trong hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector thì vấn đề này được duy trì ra sao?

2.3 Cấu trúc của hệ điều khiển tựa theo từ thông rotor

Cấu trúc kinh điển của hệ truyền động điện xoay chiều ba pha (TĐĐXCBP) điều khiển kiểu T4R

Nếu tạm thời bỏ qua không quan tâm đến khối 8, ta sẽ thấy rằng hình 2.3 có cấu trúc giống như hệ truyền động điện một chiều (TĐĐMC), đó là vòng điều chỉnh (ĐC) bên ngoài với: khâu ĐC từ thông (khối 1) và khâu ĐC tốc độ quay (khối 9) Khâu ĐC cấp dưới (vòng trong cùng) bao gồm hai khâu ĐC độc lập theo luật PI (khối 2), điều chỉnh hai thành phần dòng một chiều isd(có tác dụng tương đương với dòng kích từ của ĐCMC) Mạch tính điện áp (khối 3: MTu) có nhiệm vụ tính các thành phần điện

áp u , usd sq từ đại lượng đầu ra của hai khâu ĐC dòng Khi tính, MTu sử dụng các đại

isd

isq

lượng biến thiên chậm là từ thông rotor rd với tốc độ quay  Nếu biết góc pha

s

 của vector từ thông, góc xen giữa trục d của vector từ thông rotor và trục chuẩn cố định (ví dụ: trục của cuộn dây A, trục α của hệ toạ độ stator), ta có thể chuyển hai thành phần điện ápu , u sang hệ toạ độ (khối 4) Điện áp được đặt lên cực của động sd sq

cơ theo phương pháp điều chế vector không gian (khối 5: ĐCVTKG), cho phép tạo điện áp với biên độ, góc pha và tần số mà khâu ĐC dòng đòi hỏi Khâu ĐCVTKG có nhiệm vụ tính thời gian đóng ngắt các van bán dẫn của nghịch lưu từ hai thành phần điện áp u , us s Mô hình từ thông (khối 8: MHTT ) có chức năng tính toán giá trị thực của từ thông rotor rd và góc s từ dòng điện stator is và tốc độ quay ω

Giả sử dòng hai thành phần i , isd sq hoàn toàn không phụ thuộc lẫn nhau (tức là tuyệt đối cách ly), khi ấy, phương án kinh điển sử dụng hai khâu ĐC dòng theo luật PI

sẽ là hoàn hảo Trong thực tế, hai thành phần dòng có tác dụng ảnh hưởng lẫn nhau phụ thuộc vào s Vậy mà, khâu MTu lại chỉ là mạch tính thông thường, được xây dựng cho chế độ xác lập, không có khả năng cách ly theo đúng nghĩa của tự động điều khiển Chính vì vậy, bấy lâu nay phương án kinh điển chỉ hoạt động tốt ở chế độ tĩnh, chưa tốt ở chế độ động Điều này thể hiện đặc biệt rõ khi hệ làm việc ở chế độ suy giảm từ thông (tốc độ quay lớn hơn tốc độ danh định) là vùng thường xuyên xảy ra tương tác giữa i , isd sq

trên hệ toạ độ dq sử dụng ĐCKĐB

Trong thực tế, ĐCXCBP là một đối tượng có mô hình toán học phức tạp Giữa các thành phần d, q của dòng stator có tồn tại tương tác động học Một cách chính tắc,

ta phải coi đối tượng ĐCXCBP là một đối tượng điều khiển (ĐTĐK) hai chiều Vì vậy, chỉ có thể chế ngự tốt ĐTĐK đó bằng một khâu ĐC hai chiều Trong cấu trúc của khâu đó, bên cạnh các thành phần ĐC nhánh dọc (nhánh chính), còn có các thành phần nhánh ngang (nhánh cách ly) bảo đảm triệt tiêu các ảnh hưởng tương tác

Hình 2.5 giới thiệu hai cấu trúc mới của hệ TĐĐXCBP theo nguyên lý T4R, sử dụng khâu ĐC dòng hai chiều R1 Điểm khác giữa hai phương án là vị trí của khâu chuyển toạ độ đứng trước hay sau khâu chuyển đổi tọa độ quay j s

e Nếu đứng sau, khâu ĐC dòng làm việc trên toạ độ dq, vì vậy có các giá trị thực và giá trị đặt là đại lượng một chiều Nếu đứng trước, khâu ĐC dòng làm việc trên hệ toạ độ , giá trị thực và chủ đạo biến thiên theo hình sin Nghĩa là, trong phương án ở hình 2.5b khâu

ĐC dòng luôn luôn phải làm việc ở chế độ động Điểm khác này chính là điều phân biệt chất lượng cao thấp, là nguyên nhân đưa phương án 2.5a vượt lên trước trong các ứng dụng công nghiệp

Giá trị chủ đạo *

rd

 quyết định trạng thái từ hoá của ĐCKĐB và được cho trước phụ thuộc vào tốc độ quay (khối 9 của hình 2.5a, khối 8 của hình 2.5b) Trong thực tế, trạng thái từ hoá xác định hiệu suất sử dụng của máy điện và nghịch lưu Bằng việc đặt giá trị chủ đạo *

rd

 ta có thêm khả năng sử dụng tối ưu thiết bị truyền động (tối ưu về mômen hay tối ưu về tổn hao) Điều chưa thể hiện tường minh trong hai hình 2.4 và

2.5, là việc tham số hoá các khối chức năng và hiệu chỉnh các tham số phụ thuộc vào trạng thái của động cơ

2.4 Phương pháp điều chế điện áp xoay chiều ba pha (XCBP)

2.4.1 Biểu diễn các vector điện áp trong nghịch lưu nguồn áp

Trong cấu trúc hệ thống TĐĐXCBP, khâu điều khiển nghịch lưu là khâu trung

gian giữa khâu ĐC dòng stator và nghịch lưu Xét về phưong diện thiết bị , khâu giữ

vai trò giữa phần cứng (hardware) và mạch nghịch lưu (điện tử công suất lớn) Xét về cấu trúc ĐC, khâu giữ vai trò của một khâu truyền đạt 1/1, nghĩa là: đại lượng đầu ra đảm bảo trung thành với đầu vào cả về module, tần số và pha Vì vậy, khi tổng hợp hệ,

có thể bỏ qua khâu trong sơ đồ cấu trúc Xét về chức năng, khâu giữ vai trò của một

khâu biến đổi số – tương tự có nhiệm vụ chuyển đổi chuỗi giá trị điện áp (do khâu ĐC dòng tính) thành điện áp xoay chiều ba pha Chương này giới thiệu với bạn đọc phương pháp điều chế điện áp XCBP trên không gian vector

Sơ đồ nguyên lý của mạch nghịch lưu nuôi động cơ XCBP với ba cuộn dây pha

a, b, c, được minh hoạ ở hình 2.6a Vi xử lý có nhiệm vụ tính toán , tạo ra các chùm

xung kích thích, điều khiển các cặp van va+/va_, vb+/vb_ và vc+/vc_,sao cho ba điện áp pha (ở dạng xung băm) có biên độ, tần số đúng như yêu cầu được đặt lên ba cực của động cơ Mạch nghịch lưu được nuôi bởi điện áp một chiều trung gian UMC.Chương này chỉ đề cập đến loại nghịch lưu transistor, ngày nay chủ yếu sử dụng loại van IGBT

Hình 2.6b minh hoạ vị trí tương đối trên không gian vector giữa quan hệ toạ độ

 và ba cuộn dây pha a, b, c, mức lôgich của ba cực của các cuộn dây pha quy ước

như sau:

0: nếu cực của cuộn dây nối với thế năng âm hoặc

1: nếu cực của cuộn dây nối với thế năng dương

Hình 2.6: a) Sơ đồ mạch nghịch nuôi ĐCXCBP

Hình 2.6: b) Các vector điện áp chuẩn U 0, U 1, U 7, tạo bởi ba nhánh van IGBT

(Q 1, Q 4 : góc phần tư, S 1, S 6 : góc phần sáu)

Bằng ba nhánh van ta có thể tạo ra 8 trạng thái logic ( 3

2 ), ứng với 8 vector điện

áp chuẩn

0

u , u1… u7 Trong đó, hai vector

0

u - cả ba cuộn dây nối với cực âm và

7

u - cả ba cuộn dây nối với cực dương, u0, u7- là các vector có module bằng 0 Vị trí tương đối của vector chuẩn so với trục  ,  được minh hoạ ở hình 2.6b Vector chuẩn chia không gian vector thành các góc phần sáu S … 1 S và góc phần tư 6 Q … 1

4

Q Trạng thái logic của các nhánh van được tập hợp trong bảng 2.1

Bảng 2.1 Trạng thái logic của các vector điện áp chuẩn

Pha u0 u1 u 2 u3 u4 u5 u 6 u7

2.4.2 Nguyên lý điều chế vector điện áp

Làm thế nào tạo ra một vector điện áp bất kỳ từ tám vector chuẩn, ta hãy theo dõi ví dụ sau đây

u2

us

ut

Hình 2.7: Thực hiện vector điện áp từ 2 vector biên

Giả sử vector cần thực hiện us nằm ở góc phần sáuS1, khoảng giữa hai vector

chuẩn u1 và u Điện áp 2 us là tổng vector của hai vector biên up và ut , có hướng

trùng với hướng của hai vector chuẩn u1 và u2 Giả thiết khoảng thời gian tối đa để thực hiện vector us là *

puls

T Đó là khoảng thời gian để thực hiện vector điện áp có

module tối đa 2U MC/3

MC

u

3

2

1 max     (2.1) Bằng trực giác ta có thể đưa ngay ra hai nhận xét sau đây:

1 us là tổng vector u p+ ut

2 up và ut được xác định bởi trạng thái logic của u1 và u2 trong khoảng thời

gian

u 1

u p

pha a

Cuộn dây pha b

Cuộn dây pha c

usa = -2UMC/3; usb = usc = UMC/3

us = 2UMC/3

β

p t

  (2.2)

1

u và u 2 là hai vector với trạng thái logic (thể hiện chế độ xung đóng ngắt) đã cho ở bảng 2.1 Vậy là, chỉ còn phải xác định các giá trị thời gian T p và T t Việc thực hiện us lúc này quy tụ về việc:

Thực hiện u1 và u2 trong các khoảng thời gian T p, T t (thời gian đóng ngắt các nhánh van IGBT)

Từ công thức (2.2) ta rút ra kết luận:

Để xác định T p, T t ta phải tính được module của hai vector biên u p và ut Điều kiện cần để tính up và ut là: vector usphải được cho trước cả về module lẫn góc pha (hình 2.7) Điều này luôn được thoả mãn bởi lẽ: us chính là kết quả tính của thuật toán ĐC dòng stator Tiếp tục tìm hiểu nguyên lý, ta thấy tại đây còn hai câu hỏi chưa có câu trả lời:

1 Khoảng thời gian còn lại T puls* T pT t sẽ được sử dụng vào mục đích gì?

2 Các vector up và ut (tức là u1 và u2 trong phạm vi T , p T ) được thực hiện t

theo trình tự ra sao, vector nào trước, vector nào sau?

Do us đã được thực hiện trọn vẹn trong tổng thời gian (T p + T t), trong khoảng

còn lại T - ( puls* T p + T t) ta thực hiện một trong hai vector có module bằng không là u0

hoặc u7 Như vậy, cuối cùng ta đã thực hiện phương trình sau:

*

p

uls

Vấn đề cuối cùng còn tồn tại là trình tự thực hiện hai vector biên và vector không Bảng 2.2 thể hiện các trạng thái logic thuộc S1 trích từ bảng 2.1

Bảng 2.2 Trạng thái logic của véc tơ điện áp chuẩn

Các trạng thái logic ở bảng 2.2 thể hiện trạng thái đóng ngắt của ba nhánh van bán dẫn IGBT Vậy thì, trình tự có lợi nhất là trình tự buộc các nhánh van ít phải

chuyển mạch nhất Đó là trình tự đòi hỏi mỗi nhánh chỉ phải chuyển mạch một lần trong cả khoảng T puls*

Nếu trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước ứng với u0, trình tự đó là:

0

u u1u2 u7

Nếu trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước ứng với u7, ta có trình tự:

7

u u2  u1u0

Với trình tự thực hiện như trên, tổn hao đóng ngắt của nghịch lưu sẽ ít nhất Nếu

ta thể hiện bằng hình vẽ trạng thái đóng ngắt của hai chu kỳ kế tiếp nhau (hình 2.8), ta

sẽ thu được hình ảnh mẫu xung kích thích van quen thuộc của phương pháp điều chế

bề rộng xung

Hình 2.8 đã minh hoạ rất rõ rằng: khoảng thời gian Tpuls* ước lệ (được sử dụng để thực hiện vector us), trong thực tế chỉ là 1/2 của chu kỳ xung Tpuls Cũng theo hình 2.8, chu kỳ Tpulsbao hàm việc thực hiện hai vector điện áp kế liên tiếp Hai vector đó

có thể giống nhau hoặc khác nhau, tuỳ theo thiết kế phần cứng cụ thể

Đến đây bạn đọc mới chỉ làm quen với việc điều chế vector điện áp (có vị trí tuỳ ý) trong phạm vi góc S1 Đối với các góc còn lại S 2 ….S 5 ta cũng thực hiện tương tự: Tách vector cần điều chế thành 2 vector biên có hướng trùng với hướng của hai vector chuẩn ở biên của góc phần sáu tương ứng Bằng cách ấy ta có thể điều chế vector điện

áp với góc pha bất kỳ trên mặt phẳng vector Tất nhiên, điều khẳng định này chỉ có ý

a

b

c