GIáo trình truyền dữ liêu part 2 doc

- Tính miễn nhiễu và giao thoa Các dạng mã khác nhau cho khả năng miễn nhiễu khác nhau. Thí dụ mã Bipolar-AMI là loại mã có khả năng phát hiện ñược nhiễu. - Mức ñộ phức tạp và giá thành của hệ thống Các ñặc tính này của hệ thống cũng tùy thuộc vào dạng mã rất nhiều. 2.2.1 Các dạng mã phổ biến. 2.2.2 Kỹ thuật ngẫu nhiên hóa. 2.2.1 Các dạng mã phổ biến : Dưới ñây giới thiệu một số dạng mã thông dụng và ñược sử dụng cho các mục ñích khác nhau tùy vào các yêu cầu cụ thể về các tính chất nói trên (H 2.6) - Nonreturn - to - zero - Level (NRZ - L) 0 = mức cao 1 = mức thấp Ðây là dạng mã ñơn giản nhất, hai trị ñiên thế cùng dấu (ñơn cực) biểu diễn hai trạng thái logic. Loại mã này thường ñược dùng trong việc ghi dữ liệu lên băng từ. - Nonreturn - to - zero inverted (NRZI) 0 = chuyển mức ñiện thế ở ñầu bít 1 = không chuyển mức ñiện thế ở ñầu bít (H 2.6) NRZI là một thí dụ của mã vi phân: Sự mã hóa tùy vào sự thay ñổi trạng thái của các bít liên tiếp chứ không tùy thuộc vào bản thân bít ñó. Loại mã này có lợi ñiểm là khi giải mã máy thu dò sự thay ñổi trạng thái của tín hiệu thay vì so sánh tín hiệu với một trị ngưỡng ñể xác ñịnh trạng thái logic của tín hiệu ñó và kết quả cho ñộ tin cậy cao hơn. - Bipolar - AMI 0 = không tín hiệu (hiệu thế = 0) 1 = hiệu thế âm hoặc dương, luân phiên thay ñổi với chuỗi bít 1 liên tiếp - Pseudoternary 0 = hiệu thế âm hoặc dương, luân phiên thay ñổi với chuỗi bít 0 liên tiếp 1 = không tín hiệu (hiệu thế = 0) Hai loại mã có cùng tính chất là sử dụng nhiều mức ñiện thế ñể tạo mã (Multilevel Binary), cụ thể là 3 mức: âm, dương và không. Lợi ñiểm của loại mã này là: - Dễ tạo ñồng bộ ở máy thu do có sự thay ñổi trạng thái của tín hiệu ñiện mặc dù các trạng thái logic không ñổi (tuy nhiên ñiều này chỉ thực hiện ñối với một loại bit, còn loại bít thứ hai sẽ ñược khắc phục bởi kỹ thuật ngẫu nhiên hóa) - Có ñiều kiện tốt ñể dò sai do sự thay ñổi mức ñiện thế của các bít liên tiếp giống nhau nên khi có nhiễu xâm nhập sẽ tạo ra một sự vi phạm mà máy thu có thể phát hiện dễ dàng. Một khuyết ñiểm của loại mã này là hiệu suất truyền tin kém do phải sử dụng 3 mức ñiện thế . - Manchester 0 = Chuyển từ cao xuống thấp ở giữa bít 1 = Chuyển từ thấp lên cao ở giữa bít - Differential Manchester Luôn có chuyển mức ở giữa bít 0 = chuyển mức ở ñầu bít 1 = không chuyển mức ở ñầu bít Hai mã Manchester và Differential Manchester có cùng tính chất : mỗi bít ñược ñặc trưng bởi hai pha ñiện thế (Biphase) nên luôn có sự thay ñổi mức ñiện thế ở từng bít do ñó tạo ñiều kiện cho máy thu phục hồi xung ñồng hồ ñể tạo ñồng bộ. Do có khả năng tự thực hiện ñồng bộ nên loại mã này có tên Self Clocking Codes. Do mỗi bít ñược mã bởi 2 pha ñiện thế nên vận tốc ñiều chế (Modulation rate) của loại mã này tăng gấp ñôi so với các loại mã khác, cụ thể , giả sử thời gian của 1 bít là T thì vận tốc ñiều chế tối ña (ứng với chuỗi xung 1 hoặc 0 liên tiếp) là 2/T. 2.2.2 Kỹ thuật ngẫu nhiên hóa (Scrambling techniques) : Ðể khắc phục khuyết ñiểm của loại mã AMI là cho một mức ñiện thế không ñổi khi có một chuỗi nhiều bít 0 liên tiếp, người ta dùng kỹ thuật ngẫu nhiên hóa. Nguyên tắc của kỹ thuật này là tạo ra một sự thay ñổi ñiện thế giã bằng cách thay thế một chuỗi bít 0 bởi một chuỗi tín hiệu có mức ñiện thế thay ñổi, dĩ nhiên sự thay thế này sẽ ñưa ñến các vi phạm luật biến ñổi của bít 1, nhưng chính nhờ các bít vi phạm này mà máy thu nhận ra ñể có biện pháp giải mã thích hợp. Dưới ñây giới thiệu hai dạng mã ñã ñược ngẫu nhiên hóa và ñược dùng rất nhiều trong các hệ thông tin với khoảng cách rất xa và vận tốc bit khá lớn: - B8ZS : là mã AMI có thêm tính chất: chuỗi 8 bít liên tục ñược thay bởi một chuỗi với 2 mã vi phạm luật ñảo bít 1 - Nếu trước chuỗi 8 bit 0 là xung dương, các bit 0 này ñược thay thế bởi 000 + - 0 - + - Nếu trước chuỗi 8 bit 0 là xung âm, các bit 0 này ñược thay thế bởi 000 - + 0 + - - HDB3 : là mã AMI có thêm tính chất: chuỗi 4 bít liên tục ñược thay bởi một chuỗi với 1 mã vi phạm luật ñảo bít 1 Sự thay thế chuỗi 4 bít của mã HDB3 còn theo qui tắc sau: Cực tính của xung trước ñó Số bít 1 từ lần thay thế cuối cùng Lẻ chẵn - + 000- +00+ 000+ -00- Ngoài ra hệ thống Telco còn có hai loại mã là B6ZS và B3ZS dựa theo qui luật sau: - B6ZS: Thay chuỗi 6 bit 0 bởi 0 - + 0 + - hay 0 + - 0 - + sao cho sự vi phạm xảy ra ở bit thứ 2 và thứ 5 - B3ZS: Thay chuỗi 3 bit 0 bởi một trong các chuỗi: 00 +, 00 -, - 0 - hay + 0 +, tùy theo cực tính và số bit 1 trước ñó (tưong tự như HDB3). Lưu ý là kỹ thuật ngẫu nhiên hóa không làm gia tăng lượng tín hiệu vì chuỗi thay thế có cùng số bit với chuỗi ñược thay thế. (H 2.7) là một thí dụ của mã B8ZS và HBD3. B = Valid bipolar signal; V = Bipolar violation (H 2.7) 2.3 ÐIỀU CHẾ : Biến ñiệu hay ñiều chế là quá trình chuyển ñổi phổ tần của tín hiệu cần truyền ñến một vùng phổ tần khác bằng cách dùng một sóng mang ñể chuyên chở tín hiệu cần truyền ñi; mục ñích của việc làm này là chọn một phổ tần thích hợp cho việc truyền thông tin, với các tần số sóng mang khác nhau người ta có thể truyền nhiều tín hiệu có cùng phổ tần trên các kênh truyền khác nhau của cùng một ñường truyền. Một cách tổng quát, phương pháp ñiều chế là dùng tín hiệu cần truyền làm thay ñổi một thông số nào ñó của sóng mang (biên ñộ, tần số, pha ). Tùy theo thông số ñược lựa chọn mà ta có các phương pháp ñiều chế khác nhau: ñiều chế biên ñộ (AM), ñiều chế tần số (FM), ñiều chế pha ΦM, ñiều chế xung PM . . . 2.3.1 ðiều chế biên ñộ 2.3.2 ðiều chế góc . 2.3.3 ðiều chế xung . 2.3.1 Ðiều chế biên ñộ ( Amplitude Modulation, AM ) : Xét tín hiệu cao tần e(t)=A c cos(ω c t +θ) (1) Tín hiệu AM có ñược bằng cách dùng tín hiệu g(t) làm biến ñổi biên ñộ của e(t). Biểu thức của tín hiệu AM là: e AM (t) = [A c +g(t)] cosω c t (2) Ðể ñơn giản, ta bỏ qua θ là lượng không ñổi trong AM. Những tính chất cơ bản của AM dễ dàng ñược xác ñịnh nếu ta biết tín hiệu g(t). Xét g(t) là tín hiệu hạ tần: g(t)= E m cosω m t (3) Như vậy: e AM (t)=(A c + E m cosω m t )cosω c t = A c [1+ (E m /A c )cosω m t ]cosω c t =A c [1+m a cosω m t] cosω c t (4) Trong ñó m a = E m /A c gọi là chỉ số biến ñiệu (H 2.8) vẽ dạng sóng và phổ tần của tín hiệu AM. (a) (H 2.8) (b) Ðể thấy ñược phổ tần ta triển khai hệ thức (4) e AM (t) = A c cosω c t + (m a A c /2)cos(ω c +ω m )t + (m a A c /2)cos(ω c -ω m )t (5) Từ (H 2.8b) ta thấy băng thông của tín hiệu ñã ñiều chế bằng hai lần tần số của tín hiệu hạ tần và ñược chia ra làm hai băng cạnh. Ðiều chế biên ñộ là một quá trình tuyến tính nên mỗi tần số của tín hiệu hạ tần tạo ra một băng thông và trong trường hợp tín hiệu hạ tần gồm nhiều tần số khác nhau thì băng thông của tín hiệu biến ñiệu là: BW = 2f m (max) f m (max) là tần số hạ tần cao nhất. Dữ liệu số có thể ñược truyền bằng phương pháp ñiều chế AM, trong trường hợp này gọi là kỹ thuật dời biên (ASK, Amplitude- Shift Keying). Bit 1 ñược truyền ñi bởi sóng mang có biên ñộ E 1 và bít 0 bởi sóng mang biên ñộ E 2 . (H 2.9) minh họa tín hiệu ASK (H 2.9) 2.3.2 Ðiều chế góc (Angle modulation) : Ta cũng bắt ñầu với sóng mang chưa ñiều chế: e(t)= A c cos(ω c t + f)= A c cosΦ(t) (6) Nếu ω c thay ñổi tương ứng với nguồn thông tin, ta có tín hiệu ñiều chế tần số (FM) và nếu Φ(t) thay ñổi ta có tín hiệu ñiều chế pha (ΦM). Hai kỹ thuật ñiều chế này cơ bản giống nhau và ñược gọi chung là ñiều chế góc. 2.3.2.1 Ðiều chế tần số . 2.3.2.2 Ðiều chế pha . 2.3.2.1 Ðiều chế tần số (FM) : Tần số ω(t) là giá trị biến ñổi theo thời gian của Φ(t), nghĩa là: ω (t) = (7) Vậy tần số của tín hiệu chưa ñiều chế là: ω(t) = (8) Giả sử tín hiệu ñiều chế là g(t), theo ñịnh nghĩa của phép ñiều chế tần số, tần số tức thời của sóng mang là: ω(t)=ω c [1+ g(t) ] (9) Thay (9) vào (7): Φ(t) = (10) Thay vào pt (6): e FM (t) = (11) Biểu thức (11) cho thấy tín hiệu g(t) ñược lấy tích phân trước khi ñược ñiều chế. Xét trường hợp g(t) là tín hiệu hạ tần có dạng hình sin: g(t) = cosω m (t) (12) ∆ω là ñộ di tần và ω m là tần số của tín hiệu hạ tần Ф(t) = = ω c t + m f sinω m t với m f = ∆ω /ω m là chỉ số ñiều chế. Ðó là tỉ số của ñộ di tần và tần số của tín hiệu ñiều chế (hạ tần). e FM (t) = A c cos{ ω c t + m f sinω m t} (13) Ðể thấy phổ tần của sóng FM ta triển khai biểu thức (13): e FM (t) = A c J 0 (m f ) cosω c t + A c J 2n (m f ) [ cos(ω c t + 2ncosω m t) + cos(ω c t - 2ncosω m t)] A c J 2n+1 (m f ) { cos[ω c t + (2n+1)cosω m t] - cos[ω c t - (2n+1)cosω m t]} (14) J là hàm Bessel theo m f và n có mọi trị nguyên từ 0 ñến ∞. Từ (14) ta thấy sóng FM gồm thành phần cơ bản có tần số của sóng mang và biên ñộ cho bởi số hạng thứ I , J 0 (m f ) , và các băng cạnh cho bởi các số hạng còn lại. Vì n lấy mọi giá trị từ 0 ñến ∞ nên phổ tần của sóng FM rộng vô hạn, tuy nhiên do năng lượng tín hiệu giảm rất nhanh với tần số cao nên người ta xem băng thông trong FM xấp xỉ bằng: BW = 2(m f ω m + ω m ) = 2(∆ω + ω m ) rad/s (H 2.10) cho dạng sóng và phổ tần của sóng FM (H2.10) Cũng như trong trường hợp AM, tín hiệu dữ liệu số cũng ñược truyền bằng phương pháp FM. Kỹ thuật này ñược gọi là kỹ thuật dời tần (FSK: Frequency- Shift Keying). FSK ñược dùng rộng rãi trong truyền số liệu. Trong FSK bít 1 ñược truyền ñi bởi tần số f m và bít 0 bởi tần số f s ví dụ, trong hệ thống truyền sử dụng tiêu chuẩn của hảng Bell bít 1 ñược truyền bởi tần số 1070 Hz (f m ) và bít 0 bởi tần số 1270 Hz (f s ). (H 2.11) minh họa tín hiệu ñiều chế FSK (H 2.11) 2.3.2.2 Ðiều chế pha (ФM ) : Từ phương trình (6) nếu góc pha Ф(t) thay ñổi theo tín hiệu thông tin ta có ñiều chế pha. Vậy: e PM (t) = A c cos[ω c t + m p g(t)] (15) Trong ñó m p là ñộ dời pha cực ñại Tần số tức thời cho bởi: ω i (t) = dФ(t)/dt = ω c + m p Nếu g(t) có dạng cos ω m t thì: ω i (t) = ω c - m p ω m sin ω m t (16) e PM (t) = A c cos[ω c t - m p ω m sin ω m t ] (17) So sánh (17) và (13), xem m p là chỉ số ñiều chế pha, tương ñương với m f trong FM, ta có thể xác ñịnh ñược băng thông của tín hiệu ФM BW = 2(ω m + m p ω m ) rad/s (18) m p ω m = ∆ω ep là ñộ di tần tương ñương của ФM So sánh (11) và (15) ta thấy kỹ thuật của FM và ФM có cùng cơ sở. Ðiểm khác biệt là trong FM ta lấy tích phân của tín hiệu hạ tần trước khi ñiều chế còn trong ФM thì không. Ðiều chế pha là kỹ thuật rất tốt ñể truyền số liệu. Trong kỹ thuật dời pha, PSK (Phase-Shift Keying), các bít 1 và 0 ñược biểu diễn bởi các tín hiệu có cùng tần số nhưng có pha trái ngược nhau. (H 2.12) mô tả một tín hiệu FSK. (H 2.12) 2.3.3 ÐIỀU CHẾ XUNG ( PULSE MODULATION) : Ðây là phương pháp dùng tín hiệu hạ tần ñiều chế sóng mang là tín hiệu xung (có tần số cao hơn), còn gọi là phương pháp lấy mẫu tín hiệu hạ tần. Mặc dù các tín hiệu tương tự ñược lấy mẫu bởi các giá trị rời rạc, nhưng các mẫu này có thể có bất cứ giá trị nào trong khoảng biến ñổi của tín hiệu hạ tần nên hệ thống truyền tín hiệu này là hệ thống truyền tương tự chứ không phải hệ thống truyền số. Tùy theo thông số nào của xung thay ñổi theo tín hiệu hạ tần, ta có : Ðiều chế biên ñộ xung (pulse amplitude modulation, PAM), ñiều chế vị trí xung (pulse position modulation, PPM), ñiều chế ñộ rộng xung (pulse width modulation, PWM). 2.3.3.1 Ðiều chế biên ñộ xung . 2.3.3.2 Ðiều chế thời gian xung . 2.3.3.1 Ðiều chế biên ñộ xung ( PAM) : Khi một chuỗi xung hẹp với tần số lặp lại cao p(t) ñược ñiều chế biên ñộ bởi tín hiệu sin tần số thấp m(t), ta có sự ñiều chế biên ñộ xung. Tín hiệu sau khi ñiều chế là tích của hai tín hiệu m(t).p(t) có dạng sóng là các xung với biên ñộ thay ñổi theo dạng sóng hạ tần m(t) (H 2.13). (H 2.13) a. Mẫu PAM tự nhiên . b. Mẫu PAM ñỉnh phẳng. a-/ Mẫu PAM tự nhiên (Natural PAM sampling) : Khi biên ñộ xung ñã ñiều chế có ñỉnh theo dạng của tín hiệu m(t), ta có mẫu PAM tự nhiên (H 2.13). Kết quả của phần 2.1.1 cho thấy tín hiệu p(t) có thể phân tích thành các thành phần: V o + Σ V n .cos(nω s t) với V 0 = Vτ / T s là thành phần DC và ω s = 2π / T s là tần số của p(t). Như vậy, m(t).p(t) bao gồm: m(t).V o = m(t).Vτ / T s và m(t).ΣV n. cos(nω s t) Tóm lại, tích m(t).p(t) có chứa dạng sóng của tín hiệu ñiều chế (tín hiệu cần truyền) trong thành phần tần số thấp m(t).V 0 và có thể phục hồi bằng cách cho sóng mang ñã ñiều chế qua một mạch lọc hạ thông. Thành phần họa tần có dạng V n m(t)cos(nω s t) tương tự như tín hiệu ñiều chế 2 băng cạnh triệt sóng mang (Double Sideband Suppressed Carrier, DSBSC). Phổ tần của tín hiệu PAM với hạ tần là m(t) = sinω m t có dạng như (H 2.14) (H 2.14) Trong (H 2.14) M(f) là phổ tần của tín hiệu dải nền và fm là tần số cao nhất của tín hiệu này. Từ (H 2.14) ta cũng thấy tại sao tần số xung lấy mẫu fs phải ít nhất hai lần lớn hơn f m . Nếu M(f) ñược phục hồi từ mạch lọc hạ thông, ñộ phân cách từ M(f) tới dải tần kế cận phải lớn hơn 0, nghĩa là W > 0 W = f s - f m - f m > 0 hay f s > 2 f m b-/ Mẫu PAM ñỉnh phẳng (Flat-top PAM) : Ðây là mẫu PAM ñược dùng rộng rãi do dễ tạo ra sóng ñiều chế. Dạng sóng cho ở (H 2.15) các xung sau khi ñiều chế có ñỉnh phẳng chứ không theo dạng của hạ tần. (H 2.15) Mặc dù khi phục hồi tín hiệu từ mạch lọc hạ thông sẽ có biến dạng do ñoạn ñỉnh phẳng nhưng vì bề rộng xung thường rất nhỏ so với chu kỳ T s nên biến dạng không ñáng kể. Nếu sự biến dạng là ñáng kể thì cũng có thể loại bỏ bằng cách cho tín hiệu ñi qua một mạch bù trừ. Tín hiệu PAM ít ñược dùng ñể phát trực tiếp do lượng thông tin cần truyền chứa trong biên ñộ của xung nên dễ bị ảnh hưởng của nhiễu. PAM thường ñược dùng như là một bước trung gian trong một phương pháp ñiều chế khác, gọi là ñiều mã xung (pulse code modulation, PCM) và ñược dùng trong ña hợp thời gian ñể truyền (TDM). 2.3.3.2 Ðiều chế thời gian xung (Pulse -time Modulation, PTM) : Ðiều chế thời gian xung bao gồm bốn phương pháp (H 2.16). Ba phương pháp ñầu tập trung trong một nhóm gọi là ñiều chế ñộ rộng xung (Pulse-width modulation, PWM) (H 2.16d, e, f), phương pháp thứ tư là ñiều chế vị trí xung (Pulse-position modulation, PPM) (H 2.16g). Ba phương pháp ñiều chế ñộ rộng xung khác nhau ở ñiểm cạnh lên, cạnh xuống hay ñiểm giữa xung ñược giữ cố ñịnh trong khi ñộ rộng xung thay ñổi theo tín hiệu ñiều chế. Phương pháp thứ tư, PPM là thay ñổi vị trí xung theo tín hiệu ñiều chế trong khi bề rộng xung không ñổi. (H 2.16) minh họa cho các cách ñiều chế này. Lưu ý là kỹ thuật PTM tưong tự với ñiều chế FM và ΦM , tín hiệu có biên ñộ không ñổi nên ít bị ảnh hưởng bởi nhiễu. Phổ tần của tín hiệu ñã ñiều chế bằng phương pháp PWM, PPM giống như phổ tần của tín hiệu ñiều chế FM (H 2.16h), nghĩa là có nhiều họa tần nên khi sử dụng PWM và PPM người ta phải gia tăng tần số xung lấy mẫu hoặc giảm ñộ di tần (ñể giới hạn băng thông của tín hiệu và tăng số kênh truyền). [...]... Nhân Mod -2 m t s v i 2n tương ng v i d i s ñó n bít v bên trái và thêm n bít 0 vào bên ph i s ñó, thí d 11001* 23 = 11001000 - Phép chia Mod -2 ñư c th c hi n gi ng như phép chia thư ng nhưng nh là phép tr trong khi chia ñư c th c hi n như phép c ng x 3 .2. 2.1 Xác ñ nh mã CRC dùng thu t toán Mod -2 3 .2. 2 .2 Dùng phép bi u di n ña th c 3 .2. 2.3 Kh năng dò sai c a mã CRC 3 .2. 2.4 M ch t o mã CRC 3 .2. 2.1 Xác... tra chi u ngang (H 3.1) cho ta d ng c a kh i d li u có th c hi n ki m tra ch n theo chi u ngang và d c bít 1 2 bít n Parity B21 Bn1 R1 Character 1 B11 10110111 ↓VRC Character 2 B 12 B 22 Bn2 R2 11010111 00111010 11110000 10001011 Character m B1m B2m bnm Rm 01011111 Paritycheck char C1 C2 Cn Cn+1 01111110 ←LRC (H 3.1) Phương pháp ki m tra kh i cho phép phát hi n và s a m t l i vì xác ñ nh ñư c... x3 + x2 +1 S chia P = 110101 (6 bít) tương ng v i ña th c P(x) = x5 + x4 + x2 +1 x5M(x) = x14 + x 12 + x8 + x7 + x5 Th c hi n phép chia : x9 + x8 + x6 + x4 + x2 +x x5 + x4 + x2 +1 x14 + x 12 + x8 + x7 + x5 x14 + x13 + x11 + x9 x13 + x 12 + x11 + x9 + x8 + x7 + x5 x13 + x 12 + x10 + x8 x11 + x10 + x9 + x7 + x5 x11 + x10 + x8 + x6 x9 + x8 + x7 + x6 + x5 x9 + x8 + x6 +x4 x7 + x5 + x4 x7 + x6 + x4 + x2 x6... có 2n-1 t h p và n u các t h p này có xác su t x y ra như nhau thì xác su t máy thu không nh n ñư c l i s là 1/2n-1 - Trư ng h p m > n+1, ta ch p nh n k t qu xác su t này là 1/2n L y thí d mã CRC- 32 (n= 32) , xác su t không dò ra m t l i có chi u dài >33 bit là 32 1 /2. 10 (tương ñương v i kh năng dò ra l i là 99,99999998%) Tóm l i v i n càng l n vi c máy thu không dò ra l i càng r t khó x y ra 3 .2. 2.4... là bít 1 3 .2. 2 .2 Dùng phép bi u di n ña th c : Ð th y quá trình hình thành mã CRC, ta có th dùng phép bi u di n m t s nh phân dư i d ng m t ña th c c a bi n x v i h s là các s nh phân và b c c a x là giá tr ch v trí c a s nh phân ñó Ví d s nh phân 110101 có th bi u di n b i 1.x5 + 1.x4 + 0.x3 + 1 x2 + 0.x1 + 1.x0 = x5 + x4 + x2 + 1 Chú ý mã s n bít cho b c cao nh t c a ña th c là n-1 Quá trình hình... ra 3 .2. 2.4 M ch t o mã CRC : Thu t toán mod 2 ñư c th c hi n b i c ng EX-OR D i bít ñư c th c hi n b i thanh ghi d ch Quan sát phép tính chia Mod -2 c a s 2nM cho P(x) ñ có R(x) ta th y ñây là s k t h p c a s d i bít c a s 2nM v i phép c ng Mod -2 c a s P(x) Trong thí d trên, ñ t o mã CRC v i P(x) = 110101, ngư i ta dùng m ch (H 3 .2) : Cho chu i d li u là s 2nM (g m 15 bit, 101000110100000) vào m ch,... of Significance Bypass Reader Top 3 .2 CÁC MÃ PHÁT HI N L I : Nh m phát hi n l i ngư i ta thêm vào dòng d li u các bít ki m tra Phương pháp này g i chung là ki m tra l i dư th a (Redundancy error check methode), t dư th a ñư c dùng vì các bít thím vào không ph i là ph n thông tin c n g i ñi 3 .2. 1 Ki m tra ch n l 3 .2. 2 Ki m tra dư th a theo chu kỳ 3 .2. 3 Mã Hamming 3 .2. 1 Ki m tra ch n l : - Dùng ki m tra... ra 2 l i c a m t chu i d li u có th th c hi n hai phép ki m tra, m t v i các bít ch n và m t v i các bít l Cho chu i d li u: 01101000 L n lư t th c hi n ki m tra ch n v i các bít v trí 1, 3, 5, 7 và các bít v trí 2, 4, 6, 8 G i P1 và P2 là các bít ki m tra: P1=0+1+1+0 = 0 và P2=1+0+0+0 = 1 Chu i d li u phát: 01101000 01 Máy thu dò ra l i khi 2 bít liên ti p b sai Tuy nhiên, n u hai bít sai ñ u là 2. .. ñ ng b , s bít stop luôn luôn là 1,5 3.1 .2 Mã ASCII : Là b mã thông d ng nh t trong truy n d li u Mã ASCII dùng s nh phân 7 bít nên 7 có 2 = 128 mã, tương ñ i ñ ñ di n t các ch , s và m t s d u hi u thông d ng T ñi u khi n dùng trong các giao th c truy n thông thư ng l y trong b ng mã ASCII Khi truy n b t ñ ng b dùng mã ASCII s bít stop là 1 ho c 2 B ng 3 .2 trình bày mã ASCII cùng các t ñi u khi n... t ñ u trên cùng m t dòng B ng 3 .2 Mã ASCII Bit 765→ 000 001 010 011 100 101 110 111 Bit 4 321 ↓ 0 1 2 3 4 5 6 7 0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111 1000 1001 1010 1011 1100 1101 1110 1111 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 A B C D E F NUL SOH STX ETX EOT ENQ ACK BEL BS HT LF VT FF CR SO SI DLE DC1 DC2 DC3 DC4 NAK SYN ETB CAN EM SUB ESC FS GS RS US SP ! " # $ % & ` ( ) * + , / 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 : ; < = > ? @ A . phép cộng. 3 .2. 2.1. Xác ñịnh mã CRC dùng thuật toán Mod -2. 3 .2. 2 .2. Dùng phép biểu diễn ña thức. 3 .2. 2.3. Khả năng dò sai của mã CRC. 3 .2. 2.4. Mạch tạo mã CRC. 3 .2. 2.1. Xác ñịnh mã. chế này cơ bản giống nhau và ñược gọi chung là ñiều chế góc. 2. 3 .2. 1 Ðiều chế tần số . 2. 3 .2. 2 Ðiều chế pha . 2. 3 .2. 1 Ðiều chế tần số (FM) : Tần số ω(t) là giá trị biến ñổi theo. số 1070 Hz (f m ) và bít 0 bởi tần số 127 0 Hz (f s ). (H 2. 11) minh họa tín hiệu ñiều chế FSK (H 2. 11) 2. 3 .2. 2 Ðiều chế pha (ФM ) : Từ phương trình (6) nếu góc pha Ф(t) thay ñổi theo