Chương 3: KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN VÀ NHÂN TẦN SỐ pdf

PHÂN TÍCH MẠCH KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN KĐCSCT Mạch KĐCSCT nằm ở ngõ ra máy phát thoả các yêu cầu sau: hiệu suất cao, ít sái dạng, chọn lọc tần số, tận dụng tới ngưỡng khả năng cung

Chương 3 KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN VÀ NHÂN TẦN SỐ

3.1 PHÂN TÍCH MẠCH KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN (KĐCSCT)

Mạch KĐCSCT nằm ở ngõ ra máy phát thoả các yêu cầu sau: hiệu suất cao, ít sái dạng, chọn lọc tần số, tận dụng tới ngưỡng khả năng cung cấp công suất của phần tử tích cực (dòng và áp) Công suất ra có thể từ mW tới MW tuỳ theo mục đích sử dụng

Pi

RA

RFC +Vcc

Hình 3.1 Mạch KĐCSCT dùng BJT (a) và FET (b).

RFC

Zi

CB

VBo

Req

RFC

Zi

-VGo

RFC +VDD

S

CB (a)

(b)

RA trở kháng Anten thường 50; 75

CB tụ lọc thoát cao tần

RFC cuộn chặn cao tần

BJT, FET coi như không có quán tính, đáp ứng vào - ra tức thời

Dùng đáp tuyến truyền dẫn IC (VBE) hay ID(VGS) phân tích nguyên lý hoạt động mạch KĐCSCT nói chung

Giả sử VBo = 0V, ta có đồ thị biểu diễn tín hiệu vào vi = Vi cos 0t và dòng IC(t) như sau:

t

t

vi



 0

ICm

Định nghĩa góc cắt  : là một nửa khoảng thời gian dòng Collector tồn tại trong một chu kỳ tín hiệu

Vậy chế độ A có  = 1800; chế độ B:  = 900; chế độ C :  < 900; chế độ AB: 900 <

 < 1800

Phân tích IC(t) theo chuỗi Fourier:

IC(t) = ICo + IC1 cos 0t + IC2 cos 20t + IC3 cos 30t + …

IC(t) = ICo + IC1 cos 0t + 







2

t n cos I n

Thành phần dòng một chiều:

2

0 C

2

1





ICm - biên độ xung dòng Collector; 0() hệ số phân tích hài:

 

  

















cos 1

cos sin

0

Biên độ thành phần dòng hài cơ bản: (hài 1)

2

0 C





 

  

















cos 1

cos sin

1 Biên độ thành phần dòng hài n:

2

0 C





 

































cos 1 ) 1 n ( n

n cos sin n cos n sin 2

2

n() hệ số phân tích hài có dạng đồ thị sau:

30 60 90 120 150 180 40

0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,54

n()

1

0

2

3



Hình 3.2 Đồ thị n() Công suất nguồn cung cấp P0 = Ico.Vcc

Công suất ra của dòng hài cơ bản 1 c21 I c 1 v c 1

2

1 q Re I 2

1

Vc1 = Ic1.Req biên độ điện áp xoay chiều hài 1 ở Collector

Req =

1 c

1 c

I

V Trở kháng ra của BJT theo hài 1 ở chế độ đang xét Công suất tiêu tán trên collector Ptt = Po - P1











2

1 V I

V I 2

1 P

P

0

1

cc 0 c

1 c 1 c

0

1 1

cc

1 c

V

V



 hệ số sử dụng điện áp nguồn cung cấp

Vậy 1 tỷ lệ với

) ( 0

) ( 1









1 2



 

 









o

1

1~

Hình 3.3 Đồ thị  

 









o 1

1~

Hiệu suất 1 dẫn đến 1 khi góc cắt   0 và trị tuyệt đối điện áp phân cực, biên độ tín hiệu vào Vi rất lớn phi thực tế Do đó để có 1 đủ lớn thường chọn 600    900, hiệu suất đạt 1 = 0,7  0,75, thực tế chỉ khoảng 0,6  0,65 Tần số tăng, hiệu suất giảm Tuỳ điều kiện cụ thể chọn các chế độ khuếch đại khác nhau Ví dụ trong truyền hình, vi ba số cần có độ tuyến tính cao, dùng chế độ A Trong máy phát thanh FM, thông tin FM, trạm gốc thu phát BTS của bệ thông thông tin di động tế bào dùng chế độ B Trong các máy điện thoại di động, điện thoại cordless telephone dùng chế độ C Một chế độ đặc biệt là chế độ D sẽ được đề cập sau

Điện áp tức thời trên cực C trong hình 3.1 là:

Vc = Vcc - Vc1 cos 0t; Vc1 = Vcc - VCE bão hoà

Nếu coi   1; 0; Vcmax = 2Vcc

Vậy nguồn cung cấp chọn

2

V

cc 

SUẤT CAO TẦN

1) Cho tần số làm việc, công suất trên tải anten

2) Chọn linh kiện tích cực (BJT, FET, Đèn điện tử, … ) có các thông số từ sổ tay 3) Chọn phân cực và mạch thích hợp

4) Tính toán các thông số năng lượng P0, P1, 1, Ptiêu tán , Pi, …

5) Tính mạch phối hợp trở kháng vào và ra

6) Công suất kích thích Pi và trở kháng vào Zi là thông số tính ngược lại tầng trước cuối

Mức công suất nhiễu hài bậc cao 



 2

n

P

P lg

A

Hình 3.4 Sơ đồ mạch KĐCSCT thực tế điện thoại vô tuyến di động CRT 904.

Q1

RELE



50

Zi

fo = 70MHz

 50

 50

PA = 24W

Q3

RELE

F 5A + SW

Q2

RC Mạch phối vào Mạch phối ra

Mạch bảo vệ 13,8 V

2SC 1946A

RA 50 

PA = 20W

Pi = 2W



50

0,01

RFC

Q1

15p 4/25p

fo = 94MHz

2SC 1946A

Hình 3.5 Modul KĐCSCT 20W/94MHz cho máy phát thanh FM.

+ Vcc

82

RA



10 56

47K

120 68

0,01

L2

L1

68K

+Vcc

fi = 16MHz

fo = 48MHz

Hình 3.6 Sơ đồ tầng ra điện thoại Cordless Telephone Sanyo.

2/8

Q1

Q2

18

2N3375

Hình 3.7 Modul 2 tầng KĐCSCT 12W - 175MHz.

0,01

68 7/35

 50 68

2/8

Q1

Q2

2N3375

Hình 3.8 Modul 2 tầng KĐCSCT 20W - 138MHz cho điện thoại vô tuyến cố định.

103

10/30

 50 33

100

KĐCSCT mắc CE (BJT) cho hệ số khuếch đại công suất lớn nhưng bị giới hạn tần số hoạt động Tần số tăng, công suất giảm Mắc CB cho hệ số khuếch đại công suất nhỏ

hơn nhưng hoạt động ổn định hơn ở tần số cao Phương pháp phân tích - tính toán tương tự cách mắc CE

RA +Vcc

Hình 3.9 KĐCSCT B chung.

CB

Pi

Zi

Hiện nay các loại FET, MOSFET, GaAs FET công suất cao tần được dùng rất nhiều trong thông tin vệ tinh VSAT, thông tin di động, phát thanh phát hình có hệ số khuếch đại công suất lớn, ổn định ở tần số cao cỡ GHz Phương pháp phân tích - tính toán tương tự BJT

Bảng thông số MOSFET model mới

Loại Công suất ra P0 Tần số hoạt động f0 Hệ số khuếch đại công suất Ap

3.3 GHÉP SONG SONG VÀ ĐẨY KÉO

Các linh kiện BJT, FET, MOSFET bị giới hạn công suất ra Một trong những cách tăng công suất dùng ghép song song hoặc đẩy kéo

1 Ghép song song: yêu cầu 2 vế cân nhau.

Ghép song song cho công suất ra tăng gấp hai lần so với mắc đơn, dòng ra tăng gấp đôi, tuy nhiên trở kháng ra của mỗi vế giảm một nửa để bảo đảm chế độ hoạt động tối ưu Công nghệ kỹ thuật cao cho phép chế tạo một hay nhiều cặp bán dẫn cùng thông số trên một phiến tinh thể tiện dụng cho thiết kế mạch Đấu song song làm tăng điện dung vào –

ra của tầng khuếch đại, giảm tần số hoạt động Việc khó phối hợp trở kháng và sự không tuyệt đối giống nhau của 1 cặp bán dẫn làm hạn chế kiểu mắc này

RA 100

+Vcc Input

(a)

RA +Vcc

(b)

Hình 3.10 Ghép song song KĐCSCT (a) B chung; (b) E chung.

2 Ghép đẩy kéo: dùng phổ biến, có phân cực góc cắt  = 900, khuếch đại tuyến tính Đó là hai bộ KĐCSCT giống nhau ghép chung tải, được kích bởi hai tín hiệu vào cùng biên độ, ngược pha qua biến áp T1

RA

Hình 3.11 Mắc đẩy kéo dùng BJT: 80W; A p = 16.

 50

PA80W

+Vcc

 I

Pi 5W

2 - 30MHz

Q1

Q2

I1

I2

2

Q1,2 MRF 454

Để đạt chế độ tối ưu, trở kháng ra mỗi vế gấp hai lần mắc đơn dòng hài cơ bản không đổi nên công suất ra gấp hai lần so với mắc đơn Ghép đẩy kéo push - pull so với mắc đơn Ta có:

Pi 63W

10 - 30MHz

Q1

Q2

Bias

2,7 H

20 H

2,7 H

20 H

 20

 20 0,003

0,003

410

cc

50V

RF out

9:1 16:1

Bias



I

I2

I1

0,1

Q1,2 MRF 154

Hình 3.12 Mắc đẩy kéo dùng MOSFET 1KW; A p = 12dB.

; y

; A A

; P 2 P

; I 2 I

; P 2 P

; I

p p p

p 1 p













Ưu điểm ghép đẩy kéo:

1 Tăng công suất gấp hai lần mắc đơn

2 Cho chế độ đơn hài không cần mạch lọc phối hợp phức tạp khi  = 900

3 Tụ lọc nguồn nhỏ dễ có

4 Khuếch đại tuyến tính

Nhược điểm: khó thực hiện đồng nhất hai vế, tuy nhiên vẫn làm được, do đó được

ứng dụng rất phổ biến

Dòng ra của Q1.2 chảy qua cuộn sơ cấp T2 ngược chiều nhau và lệch nhau 1800, do đó dòng chảy qua cuộn thứ cấp T2 tỷ lệ với hiệu của chúng

I = Il - I2 = Icl cos 0t + Ic3 cos 30t + Ic5 cos 50t + …

Ở chế độ B( = 900) hài lẻ 3, 5, 7 … bằng không nên dòng ra chỉ còn thành phần cơ bản I = Il - I2 = Icl cos 0t Vậy mạch lọc phối hợp ra đơn giản

Dòng tổng I = 2Ic0 + 2Ic2 cos 20t + 2Ic4 cos 40t + …

Các thành phần hài cao dễ lọc dưới tụ lọc nguồn nhỏ



50

3p

3p

g/4

1n

1n

4,7K

4,7K

VGG

VGG

VDD

VDD

1n

1n 10

10

5p

5p

g/4



Q1,2 2SK2216

Q1

Q2

Hình 3.13 KĐCS ra cao tần trạm gốc BTS điện thoại di động f o = 860MHz; P A = 280W,  1 = 0,55.

3.4 GHÉP PHỨC HỢP ĐẨY KÉO - SONG SONG

Cho công suất ra lớn

T1

Q1,2,3,4 MRF 150

Q1

Q2

Hình 3.14 Ghép phức hợp 600W - UHF.

Q3

Q4

T2

T3

Bias

50V

3.5 CỘNG CÔNG SUẤT CAO TẦN

Cộng công suất cao tần từ các modul công suất lớn hơn được dùng nhiều trong các hệ thống phát thanh, truyền hình, …

Đối với hình 3.15 cần thoả mãn:

2 3

1 2

2 C

1 C

1 L L X





















RB = 2RL

X = RL 2

RB = 2R

RL = R

L2

L1

C2

Hình 3.15 Cộng công suất dùng LC hình .

Zi = R

RB = 2R

Zi = R

RL = 2R Zi = R

RB = 2R

T2 1:1

T1 1:1

Hình 3.16 Cộng công suất dùng biến áp cho hai loại tải.

(a) Tải đối xứng (b) Tải bất đối xứng

Hình 3.17 Nguyên lý cộng modul công suất lớn.

+

3.6 VI MẠCH KĐCSCT

Ngày nay công nghệ vi mạch hiện đại đã chế tạo nhiều modul KĐCSCT có chất lượng, gọn nhỏ đặc biệt hữu dụng trong các máy di động, cầm tay Ví dụ vi mạch IC 16 lead psop 1,9 GHz HBT PA - LNA T/R MMIC.GaAs

Vi mạch này chế tạo theo công nghệ MMIC (Monolithic Microwave Integrated circuits) gồm 2 tầng KĐCSCT có mức ra 23 dBm, điều chỉnh công suất bằng cách thay đổi nguồn cung cấp và l tầng khuếch đại nhiễu thấp LNA (Low Noise Amp) ngỏ vào máy thu điện thoại di động ở tần số 1,9 GHz

Power

Lpackage

8,2p

1,8p

RBB

Rf

Lpackage

1,8p 15p

36ma

110ma

23dBm

Vcc PA

Vcc driver

Hình 3.18 Sơ đồ vi mạch KĐCSCT điện thoại di động cầm tay.

R3

R1

R2

C3 +

+ +

1 2 3

4

MHW

A

 50

+ Vcc 13,6V

Hình 3.19 Vi mạch MOTOROLA MHW 252 / 25W / 144 - 148MHz.

C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C7 C8

RA

 50

MHW 820

C1,4,7: 1F; C2,5,8: 1F; C3,6,9: 0,0015F

Hình 3.20 Vi mạch MOTOROLA MHW 820 / 20W / 806 - 950MHz / A p = 20dB

dùng cho trạm gốc BTs điện thoại di động tế bào.

3.7 TRUNG HÒA

Hệ số khuếch đại và độ ổn định của KĐCSCT có thể được cải thiện bằng cách giảm hồi tiếp ký sinh qua điện dung giữa các điện cực bên trong phần tử tích cực như Cb'c

của BJT mắc E chung, CGD của FET mắc S chung hay CGA của đèn điện tử mắc catot chung Đèn và FET có trở kháng vào và ra lớn, đường hồi tiếp giữa các điện cực phải có trở kháng cao để thành sự giảm độ lợi do hồi tiếp âm Nếu hồi tiếp dương, mạch sẽ tự kích Tần số càng tăng, ảnh hưởng hồi tiếp ký sinh càng lớn Bằng cách thêm một nhánh hối tiếp song song tử ngỏ ra trở lại ngỏ vào, có thể triệt tiêu hồi tiếp ký sinh bên trong linh kiện tích cực Kỹ thuật này gọi là trung hoà

Rn

Hình 3.21 Mạch trung hòa.

RA

Vcc

Cn

-La

Lb

Vcc

Cb’c

Ln

CB

c ' b 2

1 L





a

b c ' b

L C

C 

Hình 3.22 Modul KĐCSCT chế độ A - máy phát TV VHF Z i = Z o = 50Ohm; A p = 13dB; P o = 30W; V cc = 28V; tần số 175 - 230 MHz.

 50



50



50

Zi =

 50

Zo =

VB

VB

VB

TPV 385

Q1

Vcc +20V

2N3866

Hình 3.23 KĐCSCT chế độ A - 1W truyền hình băng V L .

RA

Q2

2N3375

Q1

Vcc +20V

2T911A

Hình 3.24 KĐCSCT chế độ A - 1W truyền hình băng V H

RA

Q2

2T930A

3.8 NHÂN TẦN SỐ

Một dạng đặc biệt của khuếch đại chế độ C là nhân tần số Từ phân tích hài ta thấy nếu tải cộng hưởng ở n lần tần số vào thì thành phần dòng hài ICn tạo nên sụt áp VCn =

ICn cos n0t Req(n0) có tần số gấp n lần tần số vào tức là có nhân tần số

Nhân tần số nhân cả độ di tần dùng trong máy phát FM Ngoài ra nó có thể là khâu trung gian tạo tần số cao ổn định từ dao động chuẩn thạch anh

Để đạt chế độ tối ưu ICnMax = nMax.ICm, góc cắt cần có

n

120 0

n

54 , 0 n

120 0











2

1

Cn

Hiệu suất

0

n n

P

P





Với n tăng, ICn và Pn giảm nhanh nên thường chỉ nhân 2, 3, 4, 5 Để nhân nhiều, khuyến nghị khuếch đại giữa các tầng nhân Mạch thực tế nhân tần không đòi hỏi ở chế độ tối ưu để đơn giản thực hiện mà chỉ cần lấy ra tần số mong muốn

Q1

Vcc +12V

2N743

Hình 3.25 Mạch nhân hai tần số.

1000

1000

21MHz

170/780 170/780

C1

C2

L1

42MHz

Vcc 12V

3 x BF244

Hình 3.26 Khuếch đại cao tần và nhân tần số n = 12.

12MHz

33

100

0K 470 10n

1n

33

0K 3,3K 10n

1n

4,7K

0K 2,2K 10n

33

10n

10n

22 22 12

144MHz

BS x 20

500

12

9V

TA

60

47

out To Tx out To Rx 450MHz

Vcc 12V

3 x BF199

Hình 3.27 Dao động thạch anh và nhân tần số n = 9.

Nhân tần số thường dùng trong máy phát FM, PM để tăng độ di tần, độ di pha cũng như chỉ số điều chế, thực hiện FM dải rộng PM dải rộng

3.9 KHUẾCH ĐẠI CHẾ ĐỘ D

Chế độ A Cho khuếch đại tuyến tính cao, dùng trong truyền hình, viba số mặc dù hiệu suất nhỏ hơn 0,5 Chế độ B và C có hiệu suất cao hơn, công suất tiêu tán vẫn lớn khoảng một phần ba công suất nguồn cung cấp (1 = 0,65  0,75), dải thông hẹp, tuy nhiên được ứng dụng rộng rãi do tính hữu hiệu Chế độ D hay còn gọi chế độ khoá dưới đây cho hiệu suất rất cao, công suất tiêu tán rất thấp, độ tin cậy cao, dùng trong một số trường hợp đặc biệt

Ở chế độ D bán dẫn có hai trạng thái hoặc tắt, dòng ic = 0 hoặc dẫn đến bão hoà Ic

= Icm; điệïn áp cực C: Vc = Vsat  0 Việc chuyển trạng thái rất nhanh do nguồn kích lớn nên công suất tiêu tán (tổn hao) rất nhỏ, hiệu suất chuyển đổi có thể đạt gần bằng 1 (100%) Đây chính là cơ sở của chế độ khuếch đại D, E, S

Hình 3.28 (a) Khuếch đại chế độ D; (b) Mạch tương đương; (c) Dạng tín hiệu ra.

vi

Q1

Q2

va

va

va

Vcc

-Vcc

(c)

Nếu Q1 tắt, Q2 dẫn đến bảo hoà và ngược lại Dạng tín hiệu vào kích vi chữ nhật, dạng tín hiệu ra Va cũng chữ nhật Từ phân tích chuỗi Fourier có biên độ điện áp hài cơ bản:



1

V

4

V

Mỗi bán dẫn Ql.2 dẫn nửa chu kỳ nên dòng máng một chiều của mỗi transistor là:





2 T

cc cc

L

V 4 tdt sin V

4 T R

1 I

T - chu kỳ tín hiệu

Công suất nguồn cung cấp

L 2

2 cc Do

cc

V 8 I

V 2

P







L 2

2 cc L

2 cc L

2 1

R

V 8 R 2 / V 4 R V 2

1























Đây là trường hợp lý tưởng, hiệu suất PP 1

0

1

Ví dụ: Thiết kế khuếch đại công suất chế độ D có công suất 20W, tải 50 Tính Vcc và IDo

Giải:

V 1 , 35 8

R P V

W 20 R

V 8

cc L

2

2 cc





A 285 , 0 R

V 4 I

L

2 cc





Thực tế khi dẫn hoàn toàn điện áp bão hoà của BJT và điện trở dẫn Ron của FET khác 0 Ở BJT VC bão hoà < 0,l Vcc phân tích cho thấy hiệu suất chuyển đổi

9 , 0 V

V

1

cc

hoà bão

Một lưu ý: cần có tải tiêu tán cho hài bậc cao ở trong mạch

L

C

Vcc

-Vcc

RL

Ron

Ron

VL

Hình 3.29 Mô hình FET không lý tưởng ở chế độ D.

 .sin t V sin t R

R

R V 4

on L

L cc





 Dòng một chiều của nguồn cung cấp:

) R R (

V 4 I

on L

Do







V 8 P

on L 2

2 cc 0







Công suất ra tải

2 on L

L tưởng

lý 1 2 on L

L 2

2 cc

R P

) R R (

R V 8





















Hiệu suất hài 1

L

on on

L

L 0

1

R 1 R R

R P

P











 Nếu Ro << RL thì 1  1

Ví dụ: Cho VMOS 2N6659S có Ron = 2õ với điện áp kích cực cổng 8V Công suất ra P1 lý tưởng = 20 W; RL = 50 Tính công suất ra thực và hiệu suất

Giải:

W 5 , 18 2 50

50 20 R

R

R P

P

2 on L

L tưởng

lý 1































962 , 0 2 50

50 R

R

R

on L

L











3.10 KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN CHẾ ĐỘ S

Điều rộng xung điều rộng xungKhuếch đại Lọc thôngthấp

S(t)

S(t) = Acosst

Hình 3.30 Sơ đồ khối khuếch đại chế độ S.

Hiệu suất chuyển đổi cao của khuếch đại chế độ D được ứng dụng vào các kiểu khuếch đại khoá khác như khuếch đại tín hiệu đã điều rộng xung Sau đó khôi phục lại tín hiệu ban đầu Đó là nguyên lý KĐCS chế độ S

Chế độ này không phổ biến, đôi khi còn gọi là chế độ D dải rộng, được ứng dụng trong máy phát thanh AM công suất rất lớn, hiệu suất cao, độ tin cậy cao

Tín hiệu vào S(t) được điều chế điều rộng xung (ĐRX) Tín hiệu ĐRX có biên độ không đổi nhưng độ rộng xung thay đổi theo tín hiệu vào được khuếch đại ĐRX Đây là một dạng KĐ khoá, chế độ D Tín hiệu ĐRX có dạng:

     

2

1 n

m j

n m A J

)j

( jm

e 1 T

1

t

X

s 0 n

n

t jm



























































Trong đó có thành phần tín hiệu vào s, thành phần tần số lấy mẫu 0 và tổ hợp Sau bộ khuếch đại chế độ D có bộ lọc thông thấp lọc lấy thành phần tần số thấp s chính là tín hiệu S(t) được khuếch đại 0 chọn lớn hơn nhiều lần s Ví dụ trong máy phát thanh

AM điều chế Anod qua ĐRX có f0 khoảng từ (80  150) KHz

Sự khác biệt giữa chế độ D và S ở chỗ ngỏ ra bộ khuếch đại chế độ D có mạch điều hưởng ở tần số tín hiệu vào, còn ở chế độ S là mạch LPF

C

RL

Vce

-Vce

C

Hình 3.31 Mạch khuếch đại công suất cao tần chế độ S.

Đáp ứng của bán dẫn ở chế độ khoá (Swiching) bị giới hạn ở tần số đóng mở (on -off) cao

Khuếch đại công suất cao tần chế độ D được dùng khuếch đại tín hiệu điều chế tần số kiểu FSK (frequency shift keyed) và trong một số trường hợp đặc biệt như tạo nguồn

AC từ DC (converter) … Mạch ĐRX có thể là một bộ so sánh tín hiệu vào với tín hiệu xung tam giác, tạo nên ngỏ ra của nó tín hiệu ĐRX có độ rộng thay đổi theo tín hiệu vào

3.11 KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN CHẾ ĐỘ E

Khuếch đại (KĐ) chế độ D sử dụng bán dẫn như một khoá (switch) chuyển đổi công suất Ở chế độ E, chỉ có một bán dẫn hoạt động ở chế độ khoá (on - off)

L

RL

Vcc

C1

C

C2