mô hình hóa và điều khiển bộ dc dc ứng dụng led driver

Bộ chuyển đổi một tầng là một bộ chuyển đổi DC-DC có dòng điện đầu ra không đổi, trong khi bộ chuyển đổi hai tầng gồm có một mạch hiệu chỉnh hệ số công suất và một bộ chuyển đổi DC-DC nh

GIỚI THIỆU

Tổng quang về đèn LED

Ngay nay, do sự nóng lên toàn cầu và việc cạn kiệt nhiên liệu hóa thạch đã trở thành mối quan tâm chính Theo số liệu thống kê toàn cầu minh họa rằng khoảng 30% tổng mức tiêu thụ năng lượng và khoảng 60% mức tiêu thụ điện được chi cho các tòa nhà như hình 1.1 Hơn nữa, chiếu sáng là một trong những tiêu thụ chính của điện xây dựng và làm thế nào để cải thiện hiệu quả chiếu sáng là một vấn đề cần được giải quyết

Hình 1.1 Năng lợng tiêu thụ của một số khu vực

Trong những năm gần đây, ánh sáng LED trở thành nguồn sáng chính vì hiệu quả phát sáng của nó cao như được thể hiện trong Hình 1.2 Ngoài ra so với các nguồn sáng truyền thống với cấu trúc vật lý độc đáo, đặc tính điện và quang học Đèn LED có nhưng ưu điểm riêng Ví dụ: 1) tiết kiệm năng lượng, 40% điện năng được chuyển thành ánh sáng; 2) tuổi thọ dài, hơn 100000 giờ; 3) đáp ứng nhanh, thời gian bắt đầu của đèn LED ở mức nano giây; 4) đóng gói trạng thái rắn, thuộc về nguồn sáng lạnh; 5) thân thiện với môi trường, các yếu tố có hại như Pb và Hg không được bao gồm; 6) Chỉ số hoàn màu thích hợp [1], [2], [3], [4]

Hình 1.2 Hiệu quả chiếu sáng lm/W của các loại đèn [5]

Cấu trúc bên trong của LED có thể xem như điốt bán dẫn gồm vật liệu bán dẫn đặc biệt với cấu trúc p-n có thể phát ra bức xạ khi phân cực thuận.

Khi phân cực thuận mối nối p-n, các electron từ vùng dẫn có mức năng lượng cao hơn sẽ chuyển sang vùng hóa trị có mức năng lượng thấp hơn, giải phóng một phần năng lượng dưới dạng nhiệt hoặc ánh sáng Trong các chất bán dẫn như Silicon và Germanium, electron mất năng lượng chủ yếu dưới dạng ánh sáng, dẫn đến hiện tượng phát sáng diode (LED).

3 dạng nhiệt, các hợp chất bán dẫn như Gallium Phosphide (Gap), Gallium Arsenide (GaAs), Gallium Arsenide Phosphide (GaAsP) v.v phát ra ánh sáng khi các electron-lỗ trống kết hợp lại Theo đặc tính đường cong của đặc tính V-I của đèn LED như hình Hình 1.4 và trong [6] mối quan hệ giữa dòng điện và điện áp của đèn LED có thể được biểu thị bằng phương trình sau:

Trong đó, 𝐼 là dòng điện của đèn LED, 𝐼 là dòng bão hòa ngược, 𝑒 là viết tắt của điện tích electron, 𝐾 là hằng số Boltzmann và 𝑇 là nhiệt độ tuyệt đối của đường giao nhau Điện áp của đèn LED tỷ lệ nghịch với nhiệt độ, cụ thể, khi nhiệt độ tăng điện áp của đèn LED giảm Nếu đèn LED được cung cấp bởi nguồn điện áp, khi nó hoạt động trong một thời gian dài và nhiệt độ tăng lên, dòng điện LED sẽ tăng nhanh, điều này cũng gây ra sự tăng trưởng của nhiệt độ Do đó, dòng điện sẽ tăng cho đến khi đèn LED bị đốt cháy nếu nhiệt không thể được giải phóng kịp thời Tuy nhiên, nếu một nguồn dòng được sử dụng thì sự gia tăng nhiệt độ chỉ gây ra sự sụt giảm điện áp, không gây hại cho đèn LED

Hình 1.4 VI đặc tính của đèn LED

Bộ lái LED

Bộ nguồn đèn LED đóng vai trò quan trọng trong việc cung cấp dòng điện một chiều ổn định cho đèn LED Công nghệ SMPS (bộ nguồn xung) đang trở nên phổ biến hơn trong các ứng dụng hiện đại nhờ hiệu suất chuyển đổi năng lượng cao hơn nhiều so với phương pháp tuyến tính truyền thống Ví dụ, bộ nguồn tuyến tính tiêu chuẩn thường có hiệu suất dưới 30%, trong khi SMPS có thể đạt hiệu suất từ 70% đến 95% Không chỉ vậy, việc sử dụng tần số chuyển mạch cao trong SMPS còn làm giảm đáng kể kích thước và trọng lượng của các linh kiện so với bộ nguồn tuyến tính có cùng công suất Sự tiến bộ trong công nghệ điều khiển kỹ thuật số, bán dẫn và thành phần từ tính đã giúp SMPS trở nên nhỏ gọn và hiệu quả hơn nữa.

Thông thường các bộ lái LED có yêu cầu hệ số công suất bằng 1 tuân thủ quy định EN 61000-3-2 Class C Do đó cần được tích hợp một bộ PFC cùng với bộ biến đổi DC-DC nguồn dòng Dựa theo số lượng tầng của bộ lái đèn LED, các bộ chuyển đổi này có thể được phân loại thành: một tầng công suất và hai tầng công suất Các đặc điểm chính mà bộ chuyển đổi cho hệ thống chiếu sáng LED cần đảm bảo là độ tin cậy cao, hiệu suất cao và trong một số trường hợp là cách ly điện

Bộ chuyển đổi một tầng là một bộ chuyển đổi DC-DC có dòng điện đầu ra không đổi, trong khi bộ chuyển đổi hai tầng gồm có một mạch hiệu chỉnh hệ số công suất và một bộ chuyển đổi DC-DC như trong Hình 1.5 (a)(b) Ưu điểm của các bộ chuyển đổi một tầng là dễ thiết kế với khả năng điều khiển chính xác hơn Tuy nhiên, một trong những nhược điểm của bộ chuyển đổi một tầng là giá trị cao của tụ điện lưu trữ, điều này cũng làm tăng kích thước của bộ chuyển đổi Đối với hệ thống hai giai đoạn, cần nhiều thiết bị hơn, có nghĩa là chi phí khá cao và độ tin cậy tương đối thấp [10-12]

Hình 1.5 Cấu hình của bộ lái đèn LED

Tầng PFC để giảm tác động của các thành phần song hài lên dòng điện đầu vào, một bộ hiệu chỉnh hệ số công suất là không thể thiếu trong hệ thống chiếu sáng Ủy ban kỹ thuật điện quốc tế (IEC) và Energy Star phát hành tiêu chuẩn cho các ứng dụng chiếu sáng với các mức công suất khác nhau như Total Harmonic Distortion (THD), Correlated Color Temperature (CCT), Color Rendering Index (CRI), v.v Tầng PFC có thể được chia thành hai loại theo chế độ chủ động hoặc thụ động [10], [11]:

 Đối với chế độ PFC thụ động bằng cách thêm cuộn cảm lọc và tụ điện được kết nối với đầu vào, các thành phần thụ động thực hiện hiệu chỉnh hệ số công suất Phương pháp này không cần thêm mạch điều khiển giúp cải thiện chi phí và độ phức tạp của hệ thống và không có vấn đề nhiễu điện từ (EMI) Vì tính đơn giản của nó, chế độ thụ động PFC vẫn được sử dụng trong nhiều ứng dụng Nhưng chế độ thụ động PFC có một số nhược điểm Điều kiện làm việc tần số thấp có nghĩa là kích thước cồng kềnh và nặng do thêm cuộn cảm và tụ điện như trong hình 1.6 Khi mạch hoạt động trong các điều kiện khác nhau thì chức năng PFC không phù hợp

6 với hầu hết các điều, dẫn đến PF thấp Đặc biệt, đối với các ứng dụng chiếu sáng LED khi PF thấp không tuân thủ tiêu chuẩn IEC61000-3-2

Hình 1.6 Hình ảnh mô-đun PFC chế độ thụ động

 Đối với chế độ hoạt động PFC tích cực, có thể đạt được hệ số công suất tốt hơn Nói chung, mạch PFC tích cực có các cấu hình như Buck, Boost, BuckBoost, Flyback, v.v có thể hoạt động trong CCM, BCM và DCM

Secara umum, konverter DC-DC diklasifikasikan ke dalam konfigurasi terisolasi atau tidak terisolasi Untuk konfigurasi terisolasi dasar, topologi umum termasuk flyback, forward, push-pull, half-bridge, dan full-bridge [12], [13] Kelemahan dari topologi flyback dan forward adalah penggunaan transformator yang rentan karena operasinya yang searah Sedangkan untuk konverter push-pull, half-bridge, dan full-bridge membutuhkan jumlah sakelar dan sinkronisasi yang banyak Selain itu, ada masalah dalam menghubungkan perangkat ujung input ke sakelar kendali pada half-bridge dan full-bridge Untuk konverter tidak terisolasi, terdapat tujuh konverter dasar yaitu Buck, Boost, Buck-Boost, Cuk, SEPIC, dan Zeta [14], [15], [16].

Nhiệm vụ luận văn

1.3.1 Mục tiêu và phạm vi nghiên cứu của đề tài Đối tượng nghiên cứu: Bộ lái LED 1 tầng và 2 tầng điều khiển công suất

Mục tiêu và phạm vi nghiên cứu: Khảo sát và thiết kế các bộ lái LED 1 tầng và 2 tầng công suất đáp ứng các yêu cầu sau:

- Dải điện áp đầu vào rộng từ 150-260 VAC

- Hệ số công suất bằng 1 tuân thủ theo tiêu chuẩn IEC61000-3-2

- Cách ly giữa sơ cấp và thức cấp

1.3.2 Phương pháp nghiên cứu Đề tài được hoàn thiện thông qua 3 bước nghiên cứu từ lý thuyết để thực nghiệm Các bước nghiên cứu có thể được tóm tắt như sau:

1.3.2.1 Tìm hiểu và đánh giá

Tìm hiểu các bộ lái LED và các bộ chuyển đổi DC-DC nhằm chỉ ra ưu điểm và nhược điểm giữa các bộ lái đèn LED một tầng và hai tầng công suất Từ đó có cái nhìn tổng quát về các công nghệ hiện tại và định hướng nghiên cứu

1.3.2.2 Mô hình hóa và mô phỏng trên Matlab

- Phân tích trạng thái hoạt động của các khóa điện tử (MOSFET, Diode….), đưa ra mô hình tín hiệu nhỏ

- Mô phỏng mô hình tín hiệu nhỏ này trên Matlab

- Mô phỏng mô hình biến đổi công suất trên Matlab

1.3.2.3 Thiết kế các bộ led lái LED

- Thiết bộ lái LED một tầng công suất dựa trên cấu hình PFC và Flyback tích hợp đáp ứng cái yêu cầu của luận văn

- Thiết bộ lái LED hai tầng công suất: gồm một tầng PFC và một tầng Half-Bridge LLC resonant đáp ứng các yêu cầu của luận văn

BỘ CHUYỂN ĐỔI FLYBACK

Nguyên lý hoạt động Flyback

Bộ chuyển đổi Flyback có thể được giải thích đầy đủ thông qua mô hình đơn giản của nó, như được trình bày trong hình 2.1 D và Q là các thiết bị chuyển mạch lý tưởng trong khi máy biến áp flyback được mô hình hóa bởi một điện cảm từ hóa𝐿 song song với một máy biến áp lý tưởng, có tỷ lệ biến đổi 𝑛 được xác định bởi

𝑛 = (2.1) trong đó 𝑁 và 𝑁 lần lượt là một số vòng của cuộn dây sơ cấp và thứ cấp Cần lưu ý rằng cuộn cảm 𝐿 được sử dụng trong mạch tương đương máy biến áp để bắt chước đặc tính đặc biệt của thiết bị vật lý, có khả năng lưu trữ năng lượng Tải ở đầu ra của bộ chuyển đổi flyback có thể là điện trở không đổi hoặc nguồn dòng không đổi hoặc không xác định Ở đây tải tổng quát được sử dụng để mô hình hóa, bao gồm một điện trở song song với nguồn dòng, như minh họa trong hình 2.1

Hình 2.1 Mô hình hóa đơn giản của bộ chuyển đổi Flyback

Tùy thuộc vào phương áp thiết kế và cấp công suất, hoạt động của bộ chuyển đổi flyback DC-to-DC có thể được chia thành: (1) chế độ dẫn liên tục (CCM), trong đó chỉ một phần năng lượng được lưu trữ trong máy biến áp flyback, khi Q được bật, được đưa đến đầu ra trong thời gian tắt công tắc Q và (2) chế độ dẫn không liên tục (DCM), trong đó tất cả năng lượng tích lũy trong máy biến áp, trong thời gian mở của công tắt Q, được chuyển sang tải vào cuối chu kỳ chuyển mạch Luận văn tập trung thiết kế bộ flyback ở chế độ CCM Chế độ DCM sẽ được mô hình hóa và trình bày trong phần phụ lục

Vì năng lượng được lưu trữ trong máy biến áp có thể được xác định từ dòng điện cuộn cảm từ hóa 𝑖 , điều kiện để bộ chuyển đổi ở trong chế độ CCM tương đương với 𝑖 (𝑡) không bao giờ giảm xuống 0 trong chu kỳ chuyển mạch như minh họa trong hình 2.2 Mặc dù dạng sóng của 𝑖 (𝑡) phụ thuộc vào duty và sự đóng cắt của các khóa điều khiển bên ngoài, thông thường ở chế độ tải nặng hoặc tần số đóng cắt cao, dòng điện 𝑖 (𝑡) sẽ không giảm về 0 và khi đó bộ biến đổi công suất hoạt động ở chế độ CCM

Hình 2.2 Dạng sóng dòng điện cảm từ hóa của bộ biến đổi Flyback trong CCM

Mô hình hóa có thể được xây dựng bằng cách tuyến tính hóa từng phần dựa trên trạng thái đóng cắt của từng phần tử điện tử công suất Các phương trình vi phân mô hình hóa mạch điện được đưa ra tương ứng với từng trạng thái ON hoặc OFF của Q hoặc D, sau đó được tổng hợp lại theo nguyên tắc trung bình Chúng ta hãy giả sử rằng tín hiệu PWM có chu kì là 𝑇 và duty là 𝑑 , như được vẽ trong hình 2.2 Hoạt động của bộ chuyển đổi flyback CCM trong một chu kỳ chuyển mạch có thể được phân tích như sau:

 Đối với 0 ≤ 𝑡 ≤ 𝑑𝑇 : Công tắc Q đang bật và diode D tắt như hình 2.3

Hình 2.3 Mạch tương dương trong khoản0 ≤ 𝑡 ≤ 𝑑𝑇

Phương trình trạng thái của điện áp cuộn dây, dòng điện tụ điện, điện áp ngõ vào theo Kirchhoff có thể viết như sau:

11 là ma trận không gian trạng thái, trong khi

𝑖 (𝑡) , 𝑦(𝑡) = [𝑣 (𝑡)] (2.4) Tương ứng là vectơ trạng thái, vectơ đầu vào và vectơ đầu ra tương ứng

 Đối với khoảng 𝑑𝑇 ≤ 𝑡 ≤ 𝑇 : Công tắc Q tắt trong khi diode D đang bật như Hình 2.4

Hình 2.4 Mạch tương dương trong khoảng 𝑑𝑇 ≤ 𝑡 ≤ 𝑇

Các phương trình không gian trạng thái mô tả hệ thống trong chế độ này là:

2.1.2 Mô hình không gian trạng thái tín hiệu lớn và nhỏ trong CCM

2.1.2.1 Mô hình tín hiệu lớn trung bình

Nếu tần số PWM được chọn cao hơn đáng kể so với tần số tự nhiên của bộ chuyển đổi flyback và tín hiệu kích thích, các giá trị trung bình của các biến trạng thái sẽ không sai lệch nhiều so với các giá trị tức thời của chúng Trong trường hợp như vậy, mô hình của bộ biến đổi được thể hiện bằng các phương trình trung bình (2.2) và (2.5) trong mỗi chu kì hoạt động:

𝑦(𝑡) = 𝑑(𝑡)𝐶 + 1 − 𝑑(𝑡) 𝐶 𝑥(𝑡) + 𝑑(𝑡)𝐸 + 1 − 𝑑(𝑡) 𝐸 𝑢(𝑡) (2.9) trong đó 𝑑(𝑡) là chu kì nhiệm tụ tức thời PWM Toán tử trung bình cục bộ trong một khoảng chu kì 𝑇 , được xác định bởi

Phương trình vi phân (2.9) thường được đặt tên là mô hình không gian trạng thái tín hiệu lớn bất biến theo thời gian, có thể được sử dụng trực tiếp để tổng hợp các bộ điều khiển phản hồi phi tuyến tính

2.1.2.2 Mô hình tín hiệu lớn

Nếu chu kì nhiệm vụ 𝑑(𝑡) = 𝐷 cố định theo thời gian và thông số đầu vào không đổi, tức là 𝑢(𝑡) = 𝑈 = [𝑉 𝐼 ] , bộ chuyển đổi flyback sẽ đạt đến trạng thái ổn định sau khi tất cả các quá độ đã giảm xuống nghĩa là 𝑥(𝑡) = 𝑋 [𝐼 𝑉 ] và 𝑦(𝑡) = 𝑌 = [𝑉 ] Phương trình không gian trạng thái mô tả bộ chuyển đổi ở trạng thái cân bằng có thể được suy ra bằng cách đơn giản hóa (2.9) thành:

Thay thế các biểu thức cho A1, A2, B1, B2, C1, C2, E1 và E2 trong (2.3) và (2.6) thành (2.11), các giá trị trung bình của dòng điện cuộn cảm từ hóa, tụ điện và điện áp đầu ra như:

2.1.2.3 Mô hình tín hiệu nhỏ Để xây dựng một mô hình tín hiệu nhỏ của hệ thống, phương trình (2.9) được viết lại bằng cách tác động một tín hiệu dao động nhỏ xung quanh giá trị trung bình của chúng, đồng thời loại bỏ các thành phần bậc cao xuất hiện trong quá trình biến đổi Gọi các biến tín hiệu nhỏ là 𝑑(𝑡) và 𝑢(𝑡) = [𝑣 (𝑡) 𝚤̃ (𝑡)] và thay thế các biến tương ứng vào các giá trị trung bình đã cho 𝐷 và 𝑈 = [𝑉 𝐼 ] Điều này sẽ dẫn đến

Phương trình (2.13) mô tả biến đầu vào tín hiệu nhỏ, biến trạng thái và vectơ đầu ra của hệ thống Các biến này bao gồm giá trị trung bình ổn định (𝑋 [𝐼 𝑉 ] và 𝑌 [𝑉 ]) và đầu ra tín hiệu nhỏ (𝑥(𝑡) = [𝚤̃ (𝑡) 𝑣 (𝑡)] và 𝑦(𝑡) [𝑣 (𝑡)]) Giá trị trung bình được tính toán lại theo phương trình (2.14).

Thay thế các biến nhiễu loạn trong (2.13) và (2.14) vào mô hình tín hiệu lớn trung bình phi tuyến tính trong (2.9)

Bằng cách nhân (2.15) và loại bỏ các thành phần DC và bậc cao, dựa trên phương trình (2.11) phương trình trạng thái tín hiệu nhỏ của hệ thống được viết lại như sau:

Sử dụng biểu thức của ma trận trạng thái trong (2.3) và (2.6), người ta có thể đơn giản hóa (2.16) thành

2.1.3 Các mô hình tín hiệu nhỏ trong miền tần số

Mô hình tín hiệu nhỏ của bộ chuyển đổi flyback CCM, được phát triển trong Phần 2.1.2.3, được thể hiện ở định dạng không gian trạng thái (hoặc miền thời gian), nó không được sử dụng phổ biến trong thiết kế điều khiển và đánh giá độ ổn định của bộ chuyển đổi điện Lý do là biểu diễn ở dạng không gian trạng thái không trực tiếp cho thấy biến đầu ra, bị ảnh hưởng như thế nào bởi nhiễu loạn trong các biến đầu vào, tức là điện áp đầu vào và dòng tải, và tín hiệu điều khiển, tức là tỷ lệ nhiệm vụ Do đó, mô hình tín hiệu nhỏ của bộ chuyển đổi flyback trong miền tần số được phát triển trong phần này Phương trình không gian trạng thái trong Eq (2.17) có thể được chuyển đổi thành miền tần số bằng phép biến đổi Laplace như sau: 𝑠𝑥(𝑠) = 𝐴 𝑥(𝑠) + 𝐵 𝑢(𝑠) + 𝐹 𝑑(𝑠)

Lưu ý rằng đạo hàm của Eq (2.19) được thực hiện với các điều kiện ban đầu bằng không Giải Eq (2.19) cho 𝑥(𝑠) và 𝑦(𝑠) dẫn đến

Thay Eq (2.18) vào Eq (2.21) và đơn giản hóa phương trình kết quả thành

Các hàm truyền 𝑌 (𝑠),𝐺 (𝑠), 𝐺 (𝑠), 𝐺 (𝑠), 𝑍 (𝑠) và 𝐺 (𝑠) mô tả quan hệ giữa các đầu vào và đầu ra của một bộ flyback

2.1.3.1 Mô hình mô phỏng bộ LED driver flyback với PFC tích hợp

Trong ứng dụng LED driver, bộ flyback được tích hợp với khả năng điều khiển PFC và điều khiển dòng trung bình đầu ra trên tải Để làm được điều này, bộ flyback sẽ được điều khiển bởi 2 vòng điều khiển lồng vào nhau Vòng ngoài điều khiển dòng trung bình trên tải và vòng trong điều khiển dòng điện đầu vào theo dạng sóng sin đầu vào Để đơn giản, mô hình tải sử dụng là thuần trở Mô hình bộ điều khiển và bộ công suất được mô tả ở hình 2.5

Hình 2.5 Mô hình bộ điều khiển và bộ công suất của bộ lái LED một tầng

Thông số mô phỏng của mô hình được thể hiện trong bảng bên dưới Thông số được chọn sao cho bộ flyback hầu như sẽ làm việc ở chế độ dòng liên tục khi duty thay đổi

Tên thông số Giá trị Điện áp đầu vào 220V RMS Điện áp đầu ra 50V max

Tần số đóng cắt 20 kHz

Tỷ số biến áp (n) Ns/Np = 2/5 Điện cảm từ hóa (Lm) 600uH

Tụ đầu ra 810uF Điện trở tải đầu ra RL 30 Ohm

Thiết kế bộ lái LED một tầng

Bộ chuyển đổi DC-DC Quasi-Resonant Flyback được sử dụng trong cái ứng dụng bộ lái LED công suất thấp bởi vì lợi ích chuyển mạch của nó Bộ chuyển đổi flyback có thể đóng vai trò như PFC và bộ điều khiển dòng không đổi, giúp tránh được bộ lái LED 2 tầng với bộ PFC và bộ DC-DC Để tiết kiệm chí phí và cải thiện hiệu suất, trình điều khiển quasi-resonant với hồi tiếp cuộn sơ cấp và kỹ thuật bỏ qua valley được sử dụng trong thiết kế này Bộ điều khiển tích hợp NCL30186 được sử dụng, sơ đồ khối của trình điều khiển trên hình 2.13 và các thông số thiết kế ban đầu được thể hiện trong bảng 2.1 Quy trình thiết kế tóm tắt được trình bày như sau:

Hình 2.13 Sơ đồ khối của bộ lái LED một tầng

Bảng 2.1 Thông số thiết kế của bộ lái LED Điện áp đầu vào 90 V – 265 V 𝑉

Công suất đầu vào 70 W 𝑃 Điện áp đầu ra 37 - 45V DC 𝑉

Tần số chuyển mạch 65 kHz 𝑓 ,

Bước 1: Xác định số vòng quay cuộn dây phụ bằng [19]:

 𝑉 ( ) được chọn từ NCL30186 biểu dữ liệu

 𝑛 là số vòng quay cuộn dây phụ

 𝑛 là số lượt thứ cấp

 𝑉 là điện áp chuyển tiếp diode đầu ra

Bước 2: Xác định số vòng quay cuộn dây thứ cấp bằng [19]:

Chọn MOSFET với 𝑉 = 800V, = 3được chọn và 𝑘 = 80%đáp ứng điều kiện (1 + 𝑘 ) = 3 ⋅ 180% = 5.4 ≤ 6.1

 𝑉 là điện áp sự cố MOSFET

 𝑉 ( ) là điện áp đầu ra tối đa

 (𝑉 , ) là điện áp đầu vào đường dây cao

 𝑘 là yếu tố điều chỉnh Nó được chọn cho MOSFET quá điện áp 𝑉 từ 50% đến 100% điện áp phản xạ: 𝑉 = 𝑘 ⋅ với 0.5 ≤ 𝑘 ≤ 1.0 (2.37) Bước 3: Xác định độ tự cảm chính bằng [19]:

Trong đó 𝐿 là độ tự cảm chính và được tính khi tần số chuyển mạch dưới 65kHz ở điện áp danh định dải đường dây thấp (điển hình 𝑉 , = 115 V).

Kết quả thực nghiệm bộ lái LED một tầng

Để xác minh tính toán Bộ lái LED một tầng flyback với công suất 70W được thiết kế và thử nghiệm trong phòng thí nghiệm Một bản tóm tắt các thành phần được thể hiện trong Bảng 2.2 và phần cứng được trình bày trong hình 2.14

Bảng 2.2 Thông số biết áp và danh mục thiết bị trong bộ lái LED

Thông số thiết kế máy biến áp

Lõi máy biến áp T1 PQ2625

Bộ chỉnh lưu đầu vào D1 KBP206G

Bộ chỉnh lưu đầu ra D2 FFPF20UP30DNTU

MOSFET Q1 FCPF400N80Z Đầu ra tụ điện C0 3x270 μF

Hình 2.14 Phần cứng của bộ lái LED một tầng

Dạng sóng điện áp và dòng điện được đo bằng cách sử dụng probe đo áp và đo dòng cùng với dao động ký TDS2024B như trong hình 2.15 Hiệu suất và hệ số được đo như hình 2.16 Điện áp đầu ra và dòng điện đầu ra được đọc bởi hai đồng hồ đo Fluke 119 trong khi các thông số đầu vào được đo bằng cách sử dụng Đồng hồ đo điện kỹ thuật số NAPUI PM9811 Cuối cùng, nhiễu EMI được thử nghiệm tại phòng thí nghiệm Điện Quang

Hình 2.15 Thí nghiệm để đo điện áp đầu vào và dòng điện

Hình 2.16 Thí nghiệm đo hệ số công suất và hiệu suất

Trường hợp 1: Bộ lái LED trong điều kiện tải định mức

Trong nghiên cứu trường hợp này, bộ điều khiển LED hoạt động ở công suất định mức với điện áp đầu vào biến đổi từ 180V đến 220V Dạng sóng điện áp đầu vào và dòng điện đầu vào tương ứng được thể hiện trong Hình 2.17a và Hình 2.17b Theo đó, dòng điện có dạng hình sin và cùng pha với điện áp, biểu thị rằng bộ điều khiển LED đóng vai trò như một bộ PFC (hiệu chỉnh hệ số công suất) Hệ số công suất được phân tích bằng đồng hồ đo điện NAPUI PM9811 và kết quả được trình bày trong Bảng 2.3.

(b) Hình 2.17 Dạng sóng của dòng điện đầu vào và điện áp ở 180 V (a) và 220 V (b) với CH1 là dòng điện đầu vào, CH2 là điện áp đầu vào

Bảng 2.3 Kết quả thực nghiệm của bộ lái LED một tầng Flyback Quasi-resonant Điện áp đầu vào

Để đánh giá hoạt động của bộ điều khiển LED dưới các điện áp đầu vào khác nhau, người ta đã đo điện áp cổng-nguồn (Vgs) và điện áp máng-nguồn (Vds) của MOSFET sơ cấp và thể hiện trên Hình 2.18 (a) và (b) Khi điện áp đầu vào là 180V, bộ chuyển đổi hoạt động ở chế độ cộng hưởng Quasi, và MOSFET được bật ở thung lũng (valley) đầu tiên của Vds Điện áp chuyển mạch trong trường hợp này chỉ khoảng 160V so với 440V (như trong bộ chuyển đổi flyback truyền thống), giúp giảm 74% tổn thất chuyển mạch Khi điện áp đầu vào là 220V, thung lũng đầu tiên bị bỏ qua và MOSFET được bật ở thung lũng thứ 2.

Hình 2.18 Dạng sóng điện áp MOSFET với đầu vào 180 V (a) và đầu vào 220 V (b) trong điều kiện đầy tải CH1 là Vgs và CH2 là Vds Điện áp đầu ra và dòng điện ở điện áp đầu vào 220 V được trình bày trong hình 2.19 với giá trị RMS lần lượt là 46,46 Vrms và 1,41 Arms Hạn chế chính của bộ Led driver này là dòng điện gợn sóng trên tải, khoảng 1 Apk-pk với 1.41A RMS Điều này làm cho bộ lái LED flyback tích hợp PFC không thể sử dụng được trong hệ thống chiếu sáng đường phố

Hình 2.19 Điện áp đầu ra (CH2) và dòng điện (CH1) của bộ lái Led với đầu vào

Trường hợp 2: Đo hiệu suất

Hiệu suất của bộ lái LED được thiết kế được đo trong các điều kiện làm việc khác nhau Đầu tiên, công suất đầu ra được giữ nguyên ở công suất định mức và điện áp đầu vào được thay đổi từ 150,9 đến 260,7 V Công suất đầu vào, công suất đầu ra và hiệu suất được trình bày trong bảng 2.3 và hình 2.20 Ở công suất đầu ra định mức, hiệu suất ổn định khoảng 91%

Hiện tượng này có thể được giải thích bằng cách xem xét sự đóng góp của các thành phần tổn thất trên các thiết bị bán dẫn Bộ điều khiển Quasi-resonant đã giúp loại bỏ một phần lớn tổn thất chuyển mạch Do đó, tổn thất chính trên MOSFET trong trường hợp này chỉ là tổn hoa dẫn, rất nhỏ vì phía sơ cấp hoạt động ở điện áp cao và dòng điện thấp Ngoài ra, công suất đầu ra luôn được giữ không đổi, do đó tổn thất trên diode và máy biến áp được coi là không đổi trong toàn bộ dải đầu vào 150,9 – 260,7 V, dẫn đến hiệu suất không thay đổi ở điều kiện đầy tải

Hình 2.20 Hiệu suất với tải định mức (công suất đầu ra 65 W) trong điều kiện điện áp đầu vào khác nhau

Trong thí nghiệm thứ hai, điện áp đầu vào được cố định ở 220 V và công suất đầu ra thay đổi từ 6,6 W đến 65,6 W kết quả ghi nhận như bảng 2.4 Biểu đồ thí nghiệm trong hình 2.17 ghi nhận sự suy giảm hiệu suất ở điều kiện tải nhỏ, khoảng 84,2% ở mức tải 10% Điều này thường được tìm thấy trong bộ chuyển đổi với máy biến áp Khi đó, tổn hao trên máy biến áp là đáng kể so với công suất đầu ra của mạch Khi tải đạt hơn 50% tải định mức, hiệu suất một lần nữa ổn định tới 91% Những giá trị này một lần nữa cho thấy sự cải thiện hiệu quả của bộ điều khiển LED flyback Quasi-resonant

Hình 2.21 Hiệu suất với điện áp đầu vào định mức (220 V) và điều kiện tải khác nhau

Bảng 2.4 Kết quả thực nghiệm bộ lái LED một tầng tại điều kiện điện áp đầu vào định mức và tải thay đổi Điện áp đầu vào

Bộ lái LED được thử nghiệm tại phòng thí nghiệm Điện Quang với hệ thống thử nghiệm AFJ LS16C-10 trong điều kiện làm việc bình thường (điện áp đầu vào

220 V và công suất đầu ra 65 W) Kết quả EMI trong hình 2.22 cho thấy bộ lái LED được thiết kế để phù hợp với các tiêu chuẩn tương thích điện từ cho thiết bị chiếu sáng Nhờ chuyển mạch mềm của bộ chuyển đổi Quasi-Resonant, nhiễu EMI giảm đáng kể

Hình 2.22 Nhiễu EMI ở đầu vào 220V với công suất đầu ra 65W

BỘ CHUYỂN ĐỔI LLC

Nguyên lý hoạt động bộ chuyển đổi LLC

Để đáp ứng mật độ công suất ngày càng cao, các bộ nguồn switching sử dụng chuyển mạch cộng hưởng, đặc biệt là bộ chuyển đổi cộng hưởng nối tiếp L-C Kỹ thuật này giảm tổn thất chuyển mạch và nhiễu thông qua đóng cắt mềm, giúp xử lý công suất dạng sin và hoạt động ở tần số cao Tuy nhiên, trong cấu hình L-C nối tiếp, điều chỉnh đầu ra ở tải thấp trở nên khó khăn do trở kháng tải lớn hơn trở kháng cộng hưởng.

Hình 3.2 Sơ đồ khối LED Driver –Half-Bridge LLC Để khắc phục khuyết điểm của bộ chuyển đổi cộng hưởng nối tiếp, bộ chuyển đổi cộng hưởng LLC đã được đề xuất Bộ chuyển đổi cộng hưởng LLC là sự cải tiến từ bộ chuyển đổi cộng hưởng nối tiếp được thực hiện bằng cách đặt một cuộn dây song song (shunt inductor) với biến áp chính, như mô tả trong hình 3.2 Khi mô hình này được trình bày lần đầu tiên, nó không nhận được sự chú ý do quan niệm chủ quan về việc tăng dòng điện tuần hoàn ở phía sơ cấp với một cuộn shunt sẽ không có lợi cho mạch Tuy nhiên, nó rất hữu hiệu trong việc nâng cao hiệu quả

35 cho các ứng dụng điện áp cao ở nơi mà tổn thất do chuyển mạch chiếm nhiều hơn tổn thất dẫn điện Trong thiết kế thực tế, cuộn dây song song này được tạo ra bằng cách sử dụng độ tự cảm (magnetizing inductance) của máy biến áp Các sơ đồ mạch của bộ chuyển đổi cộng hưởng LLC trông khá giống như bộ chuyển đổi cộng hưởng nối tiếp LC: Chỉ khác biệt ở giá trị của cuộn cảm Trong khi bộ chuyển đổi cộng hưởng nối tiếp có độ tự cảm lớn hơn ở cuộn cộng hưởng LC (Lr) Độ tự cảm trong bộ biến đổi cộng hưởng LLC lớn 3-8 lần so với Lr, nó thường được thực hiện bằng cách đưa thêm độ tự cảm vào trong máy biến áp

Một bộ chuyển đổi cộng hưởng LLC có nhiều ưu điểm so với bộ chuyển đổi cộng hưởng nối tiếp LC Nó có thể điều chỉnh ngõ ra trên phổ rộng và tải biến đổi với sự thay đổi tương đối nhỏ của tần số chuyển mạch Nó có thể đạt được điện áp chuyển mạch bằng zero (ZVS) trong toàn bộ dãy hoạt động Hình 3.3 minh họa các dạng sóng tiêu biểu của bộ cộng hưởng LLC Giả sử tần số hoạt động của mạch rất gần với tần số tự cộng hưởng, được xác định bởi sự cộng hưởng giữa Lr và Cr Dòng sơ cấp (Ip) là tổng của dòng điện từ hóa (Im) và dòng điện thứ cấp được quy đổi sang sơ cấp Nói chung, mô hình cộng hưởng LLC bao gồm ba giai đoạn thể hiện trong hình 3.1, bao gồm xung vuông từ bộ halfbridge, mạch cộng hưởng và mạch chỉnh lưu Bộ halfbridge tạo ra một sóng điện áp vuông Vd, bằng cách điều khiển công tắc Q1 và Q2 luân phiên với duty là 50% Trong một vài ứng dụng thực tế cần công suất cao hơn, người ta có thể thay thế bộ half-bridge bằng bộ full bridge Mạch cộng hưởng bao gồm một tụ điện, điện cảm rò và độ tự cảm của máy biến áp Bộ lọc của mạng cộng hưởng có sẽ cắt các tần số cao của dòng điện

Về bản chất, chỉ có dòng điện sin được phép di qua mạch cộng hưởng mặc dù mạch cộng hưởng sử dụng điện áp vuông Dòng (Ip) chậm pha hơn áp, làm cho điện áp đặt cho mạng cộng hưởng (nghĩa là, thành phần cơ bản của sóng vuông điện áp (Vd) đặt cho mạch nửa cầu cực nhỏ) cho phép các MOSFET được đóng với điện áp zero Mạng chỉnh lưu tạo ra điện áp DC bằng cách hiệu chỉnh dòng điện xoay chiều với các diode chỉnh lưu và một tụ điện Mạch chỉnh lưu có thể được thực hiện như là một full-wave bridge hoặc cấu hình center-tapped với bộ lọc điện dung ở ngõ ra

Hình 3.3 Giản đồ điện áp dòng điện LED Driver –Half-Bridge LLC

Việc mô hình hóa mạch cộng hưởng được thực hiện bằng phương pháp “fundamental approximation” Giả định rằng chỉ có thành phần cơ bản của đầu vào điện áp vuông được đưa đến mạch cộng hưởng góp phần biến đổi công suất ở ngõ ra Bởi vì mạch chỉnh lưu bên thứ cấp hoạt động như là một biến áp trở kháng, kháng tải tương đương là trở kháng quy đổi từ trở kháng thực tế Hình 3.4 cho thấy cách mà điện trở tải tương đương này được tính toán

Hình 3.4 Mạch điện trở tương dương của bộ chuyển đổi LLC

Mô hình hóa và mô phỏng bộ lái LED hai tầng công suất

Trong ứng dụng LED driver, bộ lái LED hai tầng công suất gồm bộ PFC cấu hình boost và bộ biến đổi DC-DC cấu hình LLC được dùng để điều khiển dòng điện trên tải Trong trường hợp tụ DC link đủ lớn điện áp trên DC link phẳng và ổn định do đó tầng PFC và tầng DC-DC có thể được điều khiển đọc lập

- Bộ điều khiển PFC được điều khiển bởi 2 vòng điều khiển lồng vào nhau Vòng ngoài điều khiển điện áp đầu ra của bộ PFC, vòng trong điều khiển dòng điện đầu vào theo dạng sóng sin đầu vào

- Bộ điều khiển dòng điện trên tải sử dụng một bộ PI Để đơn giản, mô hình tải sử dụng là thuần trở Mô hình bộ điều khiển và bộ công suất được mô tả ở hình 3.5 Các thông số mô hình hóa bộ công suất được thể hiện trong bảng 3.1

Bảng 3.1 Thông số mô phỏng của bộ lái LED hai tầng

Thông số Giá trị Điện áp đầu vào 150-250 RMS Điện áp ngõ ra LLC 48 VDC

Tần số cộng hưởng 133 kHz Biếp áp LLC Np/Ns =4.7 Điện cảm Lm 400uH Điện cảm rò 65uH

Tụ điện đầu ra 100uF

Hình 3.5 Mô hình hóa công suất của bộ lái LED 2 tầng

Hình 3.6 Bộ điều khiển hệ số công suất (PFC)

Hình 3.7 Bộ điều khiển dòng điện đầu ra của bộ lái LED 2 tầng

Các bộ điều khiển sẽ giúp thay đổi đáp ứng hệ thống để đảm bảo chất lượng đầu ra Thông số bộ điều khiển hệ số công suất được lựa chọn như sau:

Thông số bộ điều khiển hệ số công suất được lựa chọn như sau:

Kết quả mô phỏng cho thấy bộ lái LED đáp ứng dòng điện đầu ra ổn định và bám theo giá trị đặt và điện áp đầu vào và dòng điện đầu vào cùng pha đáp ứng hệ số công suất bằng 1 khi điện áp đầu vào thay đổi từ 150 VAC-250 VAC

Truờng hợp 1: Điện áp đầu vào định mức 220 VAC và tải định mức

Hình 3.8 Điện áp đầu vào và dòng điện đầu vào của bộ lái LED hai tầng

Hình 3.9 Kết quả mô phỏng điện áp và dòng điện trên tải

Truờng hợp 2: Điện áp đầu vào định mức 150 VAC và tải định mức

Hình 3.10 Điện áp đầu vào và dòng điện đầu vào của bộ lái LED hai tầng

Hình 3.11 Kết quả mô phỏng điện áp và dòng điện trên tải

Truờng hợp 3: Điện áp đầu vào định mức 250 VAC và tải định mức

Hình 3.12 Kết quả mô phỏng điện áp và dòng điện trên tải

Hình 3.13 Kết quả mô phỏng điện áp và dòng điện trên tải

Thiết kế bộ lái LED hai tầng công suất

Trong phần này, một bộ chuyên đổi DC – DC với 250W/48V được thiết kế với thông số kĩ thuật như sau:

Bảng 3.2 Thông số thiết kế của bộ Half-Bridge LLC resonant

Thông số Giá trị Điện áp đầu vào 430V Điện áp ngõ ra LLC 48 VDC

Tần số cộng hưởng 133 kHz Tấn số hoạt động max 100 kHz Tần số hoạt động min 170 kHz

Tụ DC của PFC 150uF

Thời gian hold-up 30ms

Hình 3.14 Sơ đồ thiết kế LED Driver –Half-Bridge LLC

Bước 1: Xác định thông số hệ thống [20] Ước lượng hiệu suất (Eff): Hiệu suất truyền tải phải ước lượng được để tính toán công suất ngõ vào tối đa với công suất ngõ ra tối đa Thông thường, hiệu suất được chọn trong khoản Eff = 0.88~0.92 cho điện áp ngõ ra thấp và Eff = 0.92~0.96 cho điện áp ngõ ra cao Với các hiệu suất ước lượng được thì công suất ngõ vào tối đa được cho là:

Phổ điện áp ngõ vào (𝑉 và 𝑉 ): Điện áp ngõ vào tối đa sẽ là điện áp hiệu dung ngõ ra của PFC như:

Với cấu hình có tích hợp tầng PFC, điện áp đầu vào thấp nhất phụ thuộc vào khả năng ổn định điện áp của bộ PFC Công thức tính toán điện áp đầu vào thấp nhất như sau:

Trong đó: VO.PFC là điện áp hiệu dụng ngõ ra của PFC, THU là thời gian hold up và

CDL là giá trị tụ DC

(Kết quả tính toán) Giả sử hiệu suất là 92%

Bước 2: Xác định độ lợi lớn nhất và nhỏ nhất của mạng cộng hưởng [20]

Như đã thảo luận ở phần trước, bộ LLC thường hoạt động xung quanh tần số cộng hưởng đến giá trị tần số chuyển mạch nhỏ nhất Từ đó điện áp ngõ vào của LLC được cung cấp từ điện áp hiệu dụng của PFC nên được thiết kế để hoạt động ở tần số cộng hưởng Khi quan sát phương trình 3.4, độ lợi tại f0 là một hàm của m (m = Lp/Lr) và nó được xác định bằng cách lựa chọn các giá trị m Trong đó, độ lợi đỉnh cao hơn khi m nhỏ, giá trị m quá nhỏ dẫn đến độ dẫn trong biến áp giảm và giảm hiệu suất Thường chọn giá trị m từ 3~7 thì độ lợi điện áp dao động từ 1.1~1.2 tại tần số cộng hưởng Với giá trị m được chọn, tính được độ lợi điện áp với ngõ ra điện áp hiệu dụng của PFC, có được là:

𝑀 = tai 𝑓 = 𝑓 (3.4) Đây là độ lợi nhỏ nhất vì điện áp ngõ ra của PFC là điện áp ngõ vào lớn nhất của bộ LLC (𝑉 ) Độ lợi điện áp lớn nhất được cho là:

(Kết quả tính toán) Chọn m = 6 Khi đó độ lợi lớn nhất và nhỏ nhất có được là:

Bước 3: Xác định tỉ số dây quấn biến áp (n=Np/Ns) [20]

Với độ lợi nhỏ nhất có được từ bước 2, tỉ số quấn biến áp được cho là:

Trong đó VF là điện áp rơi trên đi diode chỉnh phía thứ cấp

(Kết quả tính toán) giả sử 𝑉 là 1V

Bước 4: Tính toán trở kháng tải tương đương [20]

Với tỉ số quấn biến áp có được từ phương trình (4.11), trở kháng tương đương có được là:

𝑅 = = × × × = 172𝛺 Bước 5: Thiết kế mạnh cộng hưởng [20]

Với giá trị m đã chọn ở bước 2 Việc xem xét sự vận hành lúc tải quá độ và độ ổn định của chuyển mạch zero, Độ dữ trữ 10~20% nên đưa vào độ lợi lớn nhất khi xác định độ lợi đỉnh Khi giá trị Q được xác định thì các thông số cộng hưởng có được là:

Như tính được ở bước 2, độ lợi điện áp đỉnh cho điện áp ngõ vào nhỏ nhất là 1.09 Với 15% dữ trữ, điện áp đỉnh khi đó là 1.69 m = 6 được chọn ở bước 2 và Q có được là 0.3 từ đường cong hình 3.6 Bằng việc chọn tần số cộng hưởng là 133kHz, các thông số linh kiện cộng hưởng được xác định là:

Hình 3.15 Đường cong mạng cộng hưởng sử dụng độlợi lớn nhất (m=6) Bước 6: Thiết kế biến áp [20]

Trường hợp khó khăn nhất trong hoạt động của máy biến áp là tại tần số đóng cắt thấp nhất (xuất hiện khi điện áp đầu vào thấp nhất và tải định mức) Số vòng dây trong trường hợp này được tính như ở phương trình bên dưới

Trong đó: Ae là diện tích mặt cắt ngang của lõi biến áp (m 2 ) và 𝛥𝐵 là mật độ từ thông (Tesla) Nếu không có dữ liệu tham khảo thì lấy 𝛥𝐵 = 0.3 ∼ 0.4𝑇

Chọn số vòng quấn phù hợp cho phía thứ cấp, sao cho kết quả vòng quấn ở phía sơ cấp thu được lớn hơn Np min:

Lõi EER3542 với tiết diện Ae 107 mm2 là lựa chọn phù hợp cho biến áp này, cho phép đạt tần số chuyển mạch tối thiểu là 82 kHz Số vòng dây tối thiểu quấn ở cuộn sơ cấp được xác định bằng cách đảm bảo rằng mật độ dòng từ nằm trong khoảng cho phép và đáp ứng yêu cầu về điện áp đầu ra.

Kết quả thực nghiệm bộ lái LED hai tầng

Bộ lái LED công suất 250W có cấu hình hai tầng gồm tầng chỉnh lưu hệ số công suất (PFC) và tầng chuyển đổi DC-DC LLC cộng hưởng cầu nửa (half-bridge) Các thông số kỹ thuật và thành phần chính được trình bày trong Bảng 3.1 Kết quả đo lường thực nghiệm được thực hiện bằng các thiết bị phân tích năng lượng điện và chất lượng điện Fluke 197 và Fluke 15B+ Dạng sóng được ghi lại bằng máy hiện sóng Tektronix TDS2024B (Hình 3.17).

Hình 3.16 Bộ lái LED 250W hai tầng công suất

Hình 3.17 Thí nghiệm đo hệ số công suất và hiệu suất

Bảng 3.3 Danh sách các thiết bị cho bộ lái LED 2 tầng

NCP1608 (Onsemi) FLS2100XS (Onsemi)

Transformer ETD44 Lp: 400uH, Lr: 65uH

Capacitor PFC UPH2W151MHD(Nichicon) 150uF/450V

Capacitor Output EKZE101ELL271MK30S 270uF/100V

Diode Rectifier (Input) TS15P05G Bridge Rectifiers 15Amp

600Volt Diode Rectifier (Output) MBR20100CT Schottky Diodes 20A

Trường hợp 1: Bộ lái LED làm việc trong điều kiện full tải

Bộ lái LED được cài đặt làm việc với điều kiện tải đầy với điện áp đầu vào 220V Dạng sóng điện áp đầu vào và dòng điện đầu vào trong hình 3.18 cho thấy dòng đầu vào hình sin và cùng pha với điện áp đầu vào Điều đó có nghĩa là hệ số công suất của bộ lái LED gần bằng một

Hình 3.18 Dạng sóng điện áp đầu vào và dòng điện đầu vào với điều kiện đầu vào

220V và tải đầy CH2: Điện áp đầu vào, CH4: Dòng điện đầu vào

Hình 3.19 thể hiện dạng sóng đóng cắt trên Half-Bridge, dòng điện đi qua bộ cộng hưởng và dòng điện trên các diode chỉnh lưu đầu ra Trong hình (a) thể hiện dạng sóng của bộ chuyển đổi Half-Brigde LLC resonant trong điều kiện điện áp đầu vào 220V và tải đầy Hình 3.19 (b) cho thấy dang sóng của bộ chuyển đổi Half-Brigde LLC resonant trong điều kiện điện áp đầu vào 220V và tải nhẹ Kết quả dang sóng cho thấy phù hợp với lý thuyết được trình bài ở trên

Hình 3.19 Dạng sóng của bộ chuyển đổi Half-Brigde LLC resonant trong điều kiện điện áp đầu vào 220V với tải đầy và tải nhẹ CH2: Dạng sóng đóng cắt trên khóa Q của Half-Brigde, CH4: Dòng điện đi qua bộ cộng hưởng, CH1, CH3: Dạng sóng trên diode chỉnh lưu đầu ra D1, D2

Trường hợp 2: Đo lường hiệu quả

Hiệu quả của bộ lái LED được thiết kế và được đo trong các điều kiện làm việc khác nhau Thứ nhất, công suất đầu ra được giữ nguyên ở công suất định mức và điện áp đầu vào được thay đổi từ 150,9 đến 239,1 V Hiệu suất của bộ lái LED hai tầng được trình bày trong hình 3.20 Ở công suất đầu ra định mức thì hiệu suất của bộ lái LED ổn định khoảng 92%

Hình 3.20 Hiệu suất với tải định mức (công suất đầu ra 250 W) trong điều kiện điện áp đầu vào khác nhau

Bảng 3.4 Kết quả thực nghiệm bộ lái LED 250W tại điều kiện điện áp đầu vào thay đổi với tải định mức

Công suất đầu vào (W) Điện áp đầu ra (V)